JPH03178558A - Ｄｃ／ｄｃコンバータの制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、それぞれ絶縁変圧器とこの絶縁変圧器の１次
側に接続された半導体スイッチング回路と前記絶縁変圧
器の２次側に接続されたダイオード整流回路とからなる
複数の単位コンバータ回路と、リアクトルおよびコンデ
ンサからなる電圧平滑回路とで構成されるＤ　Ｃ／Ｄ　
Ｃコンバータの制御装置に関する。

〔従来の技術〕

この種の多段接続形Ｄ　Ｃ／Ｄ　Ｃコンバータの従来の
制御方法としては、第１図に例示する主回路を第４図に
例示する制御装置によって制御するものが知られている
。

第１図において、１．２はＤＣ／ＡＣ変換を行うスイッ
チング回路、３．４はダイオード整流回路、５．６は絶
縁変圧器、７はリアクトル、８はコンデンサ、９は負荷
、１０は直流電源である。

１．３および５は第１の単位コンバータを構成し、２．
４および６は第２の単位コンバータを構成している。円
単位コンバータは、入力端では互いに並列にされて直流
電源１０に接続され、出力側では互いに直列にされて電
圧平滑回路７．８に接続されている。

各単位コンバータのスイッチング回路１．２では、それ
ぞれダイオードＤ　、、、　　Ｄ、、もしくは［）ｚ＋
。

Ｄ２２を逆並列接続されている２つのゲートターンオフ
サイリスタＧＴＯ□、ＧＴＯＩ２もしくはＧＴ０２゜Ｇ
Ｔ○２２が直列接続されている。各単位コンバータにお
ける２つのゲートターンオフサイリスク間の接続点は、
それぞれ別々の絶縁変圧器５もしくは６の１次巻線の一
端に接続されている。

直流電源１０には２つのコンデンサＣＩ１．　　ｃ、□
もしくはＣ，、、Ｃ２□の直列接続回路で構成した分圧
器が接続されていて、前記絶縁変圧器５もしくは６の１
次巻線の他端はそれぞれ別々に前記分圧器の中間タップ
に接続されている。各ダイオード整流回路３，４はそれ
ぞれ対応した絶縁変圧器５゜６の中間タップ付２次巻線
に接続された２つのダイオードＤ、、、Ｄ、ｔもしくは
り、、、Ｄ、□にて構成されていて、出力側で互いに直
列にされて電圧平滑回路７．８に接続されている。

絶縁変圧器５．６の二次巻線の中間タップと端末タップ
との間の交流電圧がＥ＋、Ｅｚにて示され、整流回路３
．４の出力直流電圧がＥ３．Ｅ４にて示されている。ま
た、両整流回路３．４の合成出力直流電圧がＥｓ　　（
＝Ｅ：＋　十Ｅ４　）にて示され、そして負荷電圧がＥ
ｏにて示されている。

次に第４図に示す制御装置部を参照しながら従来の制御
方法を説明する。

第４図において、１１は定周波基準パルス信号を発生す
る発振器、１２は図示されていない電圧検出器によって
検出される前記直流電圧Ｅ０を設定値Ｅａｓに調節する
電圧調節器、１３は前記設定値Ｅ。３を指令する電圧設
定器である。１４は前記定周波基準パルス信号に基づい
て作成した鋸歯状波ないし三角波信号と前記電圧調節器
１２の出力信号とのレベル比較により定周波基準パルス
信号に対して前記電圧調節器１２の出力信号に応じた位
相角でけ移相されたパルス信号を発生する移相器である
。１６は前記移相器１４の出力パルス信号を受は該出力
パルス信号と特定の位相関係にある２種類のパルス信号
を作成するパルス分配回路１６である。パルス分配回路
１６の出力パルス信号は前記スイッチング回路１．２に
おけるスイッチング素子ＧＴＯ，，，ＧＴＯｔ、もしく
はＧＴＯＩ２゜ＧＴＯ２□に対するゲート駆動回路１８
．１９にそれぞれ入力される。上記のパルス信号位相の
制御により前記スイッチング回路１．２はそれぞれ変圧
器５．６を介し互に同相の矩形波交流電圧Ｅ、。

Ｅ２を出力し、該両電圧それぞれの全波整流電圧Ｅ３．
Ｅａの直列加算電圧Ｅ、の平滑された平均電圧Ｅ０は前
記設定値ＥＱ３に等しくなるように制御される。

〔発明が解決しようとする課題〕

しかしながら、上記従来方法においては、前記のりアク
トルアおよびコンデンサ８からなる電圧平滑回路の入力
電圧である前記電圧Ｅ５は第５図（ホ）の動作波形図に
示す如く大幅に変動する矩形波となる。したがって、該
矩形波より同図に示す前記平均電圧Ｅ０を得る場合、前
記リアクトル７の通過電流ＩＬの脈動成分ΔＩを所定値
以内に保つための前記リアクトル７の所要インダクタン
スは大となり、該リシクトル７の大形化によりＤＣ／Ｄ
Ｃコンバータは装置全体としも大形且つ高価なものとな
っていた。

第５図は前記Ｄ　Ｃ７０Ｃコンバータ各部の動作波形図
である。同図において、（イ）、（ロ）は前記のスイッ
チング回路１．２とにおけるスイッチング素子Ｇ　Ｔ　
Ｏ□、　Ｇ　Ｔ　Ｏｚ＋並びにＧ　Ｔ　Ｏ＋　ｚ　。

ＧＴＯｏのそれぞれの開閉模様を示し、（ハ）は（イ）
、（ロ）とに示す動作により得られた矩形波交流電圧Ｅ
４．Ｅｌを示す。（ニ）は（ハ）に示す交流電圧Ｅ２．
Ｅｘそれぞれの全波整流電圧Ｅ、、Ｅ、を示し、（ホ）
は該両電圧Ｅ３．Ｅ４の加算電圧Ｅ、を示し、その平均
電圧を図中Ｅ０で示す。（へ〕は前記リアクトル通過電
流１．がそれの平均値Ｔ０を中心に両振幅Δ■にて脈動
する模様を示し、周期Ｔは前記発振器１１からの定周波
基準パルス信号の周期であり、αは前記各スイッチング
素子の導通開始時点を起点の零としてＴ／２時点を１と
する該各スイッチング素子の導通幅指定係数である。し
たがって前記電圧Ｅ。

Ｅｔは周期Ｔ、半波幅αＴ／２の矩形波交流となる。

上記の如〈従来技術における平滑リアクトルの大形化に
鑑み本発明は、該リアクトルの小形化を簡易且つ安価に
可能とする多段接続形Ｄ　Ｃ／Ｄ　Ｃコンバータの制御
装置を提供することを目的とするものである。

〔課題を解決するための手段〕

上記目的は、本発明によれば、それぞれ絶縁変圧器とこ
の絶縁変圧器の１次側に接続された半導体スイッチング
回路と前記絶縁変圧器の２次側に接続されたダイオード
整流回路とからなる複数の単位コンバータ回路と、リア
クトルおよびコンデンサからなる電圧平滑回路とで構成
されるＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、前記単位コンバ
ータ回路は、入力側を互いに並列にして直流電源に接続
すると共に、出力側を直列にして前記電圧平滑回路に接
続し、各単位コンバータ回路のスイッチング動作を各単
位コンバータ回路相互間で位相差をもたせて制御する制
御手段を設けることによって達成される。

〔作用］ 多段接続形Ｄ　Ｃ／Ｄ　Ｃコンバータを構成する各単位
コンバータ回路の矩形波出力直流電圧を同相で加算する
ことなく適当な位相差をもたせて加算することにより全
単位コンバータ回路の出力直流電圧の合成値が零に到る
ことは回避され、その合成値の電圧変動幅は減少する。

例えば、２段接続形コンバータ装置の場合前記適当な位
相差として基準スイッチング周波数の１／４周期相当の
位相差を選ぶならば、両単位コンバータ回路の出力電圧
の合成値は各単位コンバータ回路単独の出力直流電圧と
その２倍の電圧との間にあり、前記同相加算時に比して
その電圧変動幅は１／２に減少する。したがって、前記
の如き位相差をもたせた出力電圧加算を行なってその合
成電圧の電圧変動幅を減少させることにより該合成電圧
平滑用リアクトルの所要容量の低減を計ることができる
。

本発明の実施態様では、前記の如き位相差をもたせた電
圧加算を行なうために、各単位コンバータ回路のスイッ
チング回路毎にそれぞれ１組の移相器とパルス分配回路
と２組のゲート駆動回路とからなる点弧パルス演算部を
設け、発振器と電圧調節器と電圧設定器とからなる電圧
偏差演算部の出力信号を共通指令として前記各点弧パル
ス演算部に与え、該共通指令を基準に前記スイッチング
回路の各スイッチング素子を相互に所定の位相差をもっ
てそれぞれ単独に開閉動作をさせるようにする。

〔実施例］ 以下、本発明の実施例を図面により説明する。

第１図は２段接続形Ｄ　Ｃ／Ｄ　Ｃコンバータの主回路
図の例示であり、第２図は第１図の主回路に対する制御
回路ブロック図であり本発明の実施例を示すものである
。第３図は第２図の制御回路により制御された第１回生
回路各部の動作波形図である。なお第１図の主回路は従
来技術においても共通に用いられるものである。また第
２図においては第４図に示す従来技術の場合と同一機能
構成要素に対しては同一表示符号を附している。

第２図は第４図に示す制御回路ブロック図において、移
相器１５とパルス分配回路１７とゲート駆動回路２０と
２１とを設け、該再駆動回路を含むゲート駆動回路１８
〜２１の出力信号によって前記スイッチング回路１およ
び２の半導体スイッチング素子ＧＴ○、〜ＧＴＯ□２を
それぞれ独立に点弧位相制御して第３図に示す各動作波
形を得るようになしたものである。

第３図において、（イ）〜（ニ）はそれぞれ前記スイッ
チング素子Ｇ　Ｔ　Ｏ＋　＋〜Ｑ　Ｔ　Ｏ２ｚが相互に
時間差Ｔ／４を以って開閉する動作模様を示す。

ここに時間Ｔは前記発振器１１からの定周波基準パルス
信号の周期である。また、（ホ）、（へ）は（イ）、（
ロ）及び（ハ）、（ニ）に示す開閉動作によりそれぞれ
得られた矩形波交流電圧Ｅ。

とＥ２を示す。Ｄ）、　　（チ）はそれぞれ前記交流電
圧Ｅｌ、Ｅ２の全波整流電圧Ｅ３．Ｅａを示す。（ワ）
は該両電圧Ｅ３．Ｅ４の加算した合成電圧Ｅ、を示し、
それの平均電圧を図中にＥ。で示す。（ヌ）は図１にお
けるリアクトル７の通過電流Ｉ、がその平均値■。を中
心に両振幅Δ工にて脈動する模様を示す。

ここで前記交流電圧Ｅ＋　、Ｅｚは前記周期Ｔと幅αＴ
／２とを持ち且つ相互に時間Ｔ／４相当の位相差をもつ
矩形波交流である。また前記合成電圧Ｅ、は、（ワ）に
示す如く周期Ｔ／４を持ち、幅（２α−１）Ｔ／４の間
は前記両電圧Ｅ３．Ｅ４の和電圧となり、幅（１−α）
Ｔ／４の間は前記電圧Ｅ、またはＥ４の何れか一方の電
圧となって変動する直流電圧となる。次に上記の如くし
て得られた前記電圧Ｅ、を前記電圧平滑回路により平滑
しその平均電圧Ｅ０を得る場合に、図（ヌ）に示す如く
、前記リアクトルの通過電流Ｉｔの脈動分電流をΔ■に
制限するための該リアクトルの所要インダクタンスＬ、
は次式（１〉により与えられる。

但し、ｆ＝１／Ｔ 因に第５図の（へ）に示す従来技術におる動作の場合に
前記インダクタンスＬ、に対応する所要のインダクタン
スＬ２は次式（２）により与えられる。

上記式（１）、（２）における導通幅指定係数αは、Ｄ
　Ｃ７０Ｃコンバータとしての所要の直流電圧Ｅ０をそ
の設定値Ｅ。３に保つために、直流電源１０の電圧変動
に応じて自動的に変更制御されるが、その変動域を０．
５≦α≦１となすように前記コンバータ装置のスイッチ
ング回路出力変圧器５と６との変圧比は前記直流電源電
圧変動の予想値に対応して事前に決定される。従って前
記αの変動域における前記インダクタンスＬ、とＬ２そ
れぞれの最大値Ｌ　ＩｓとＬｌと該両者の比及び対応α
値は次式（３）の如くなる。

すなわち、本発明によれば、リアクトルの所要インダク
タンスは従来方式に比し約１／６とすることができる。

〔発明の効果〕

本発明によれば、多段接続形Ｄ　Ｃ７０Ｃコンバータに
おいて、これを構成する各単位コンバータ回路における
スイッチング回路それぞれに対し相互に所定の位相差を
もたせた開閉動作を行なわせることにより、前記各単位
コンバータ回路の出力直流電圧の合成加算電圧の変動幅
を減少させ、該加算電圧のための平滑回路におけるリア
クトルの所要インダクタンス値の大幅低減による平滑リ
アクトルの小形化とその結果としてＤ　Ｃ７０Ｃコンバ
ータ装置自体の小形軽量化が可能となる。

【図面の簡単な説明】

第１図は２段接続形Ｄ　Ｃ７０Ｃコンバータの主回路構
成例を示す回路図、第２図は第１図のＤＣ／ＤＣコンバ
ータ主回路に対する制御回路の本発明による実施例を示
すブロック図、第３図は第２図の制御回路に対応する主
回路各部の動作波形図、第４図はＤ　Ｃ７０Ｃコンバー
タの制御回路の従来例を示すブロック図、第５図は第４
図の制御回路に対応する主回路各部の動作波形図である
。 １．２・・・スイッチング回路、３，４・・・整流回路
、５．６・・・変圧器、７・・・リアクトル、８・・・
コンデンサ、９・・・付加、１０・・・直流電源、１１
・・・発振器、１２・・・ＡＶＲ１１３・・・電圧設定
器、１４．１５・・・移相器、１６．１７・・・パルス
分配回路、１８〜２１・・・ゲート駆動回路、Ｃ８〜Ｃ
２゜・・・コンデンサ、Ｄ　Ｉ　ｌ〜Ｄ４４・・・ダイ
オード、ＧＴＯ□〜ＧＴＯ，□・・・ＧＴＯｎ 第 図

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １）それぞれ絶縁変圧器とこの絶縁変圧器の１次側に接
   続された半導体スイッチング回路と前記絶縁変圧器の２
   次側に接続されたダイオード整流回路とからなる複数の
   単位コンバータ回路と、リアクトルおよびコンデンサか
   らなる電圧平滑回路とで構成されるＤＣ／ＤＣコンバー
   タにおいて、前記単位コンバータ回路は、入力側を互い
   に並列にして直流電源に接続すると共に、出力側を直列
   にして前記電圧平滑回路に接続し、各単位コンバータ回
   路のスイッチング動作を各単位コンバータ回路相互間で
   位相差をもたせて制御する制御手段を設けたことを特徴
   とするＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置。