JPH04265A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ この発明は変動する電圧源から電力を必要とする負荷に
安定な電圧を供給する電力変換装置に関するものである
。

［従来の技術］ 従来より、直流電力源の電力を直流負荷の必要とする電
圧に変換する装置は１種々の用途に用いられている。そ
の際、電力変換効率を可能な限り高くするため、半導体
スイッチ等を用いたスイッチング方式と言われる方式が
、スイッチングレギュレータ等の名称で広（用いられて
いる。一方。

これらスイッチング方式の電力変換装置に対しては、低
損失及び低ノイズ化の要求がますます強くなっている。

このような要求を満たすためにスイッチ素子に印加され
る電圧を正弦波状にし、低損失及び低ノイズ化を図る共
振形の電力変換装置が最近開発されている。

例えば第２図は１９８９年９月の電子情報通信学会電源
技術研究会ＰＥ８９−３１に示された共振形の電力変換
装置と同等な回路図である。図において、（１）は電圧
源、　（２ａ）はインダクタｌ。

（２ｂ）はインダクタ２．（２ｃ）はインダクタ３．　
（２ｄ）はインダクタ４．　（２ｅ）はインダクタ５．
（３ａｌはキャパシタ１．（３ｂ）はキャパシタ２．（
３ｃ）はキャノ（シタ３．（４ａ）はトランス１ｉ４ｂ
）はトランス２゜（５ａ）はダイオード１．（５ｂ）は
ダイオード２．（５ｃ）はダイオード３．（５ｄｌはダ
イオード４．　（６ａ）はスイッチ素子１．（６ｂ）は
スイッチ素子２．（６ｃ）はスイッチ素子３．　　（６
ｄ）はスイッチ素子４．（７）は負荷、（８）はエラー
アンプ、（９）は基準電圧源。

（１０）はノコギリ波発生器、　（１１）は比較回路、
　（１２）はパルス発生器、　（１３）は位相制御部、
　（１４ａ）は共振インバータ部１．（１４ｂ）は共振
インバータ部２、（ｉｓ）は整流フィルタ回路である。

従来の電力変換装置は上記のように構成されている。

次に動作について説明する。共振インバータ部１　（１
４ａ）は位相制御部（■３）の信号により、スイッチ素
子１　（６ａ）とスイッチ素子２　（６ｂ）を交互にオ
ン、オフし、電圧源（１）の直流電圧を交流に変換する
。このとき各スイッチ素子の繰り返し周波数、すなわち
共振インバータ部１　（１４ａ）のスイッチング周波数
をインダクタ３　［２ｃ）　　とトランス１　（４ａ）
の１次側励磁インダクタンスとキャパシタ１　（３ａ）
から構成される共振インバータ部１　（１４ａ）の共振
周波数に一致させることによって、共振インバータ部１
　（１４ａ）の８力となるトランスｌ　［４ａ）の１次
側に正弦波状の電圧が印加される。

また、同様に共振インバータ部２　（１４ｂ）は位相制
御部（Ｉ３）の信号により、スイッチ素子３　（６ｃｌ
とスイッチ素子４　（６ｄｌを交互にオン、オフし、電
圧源（１）の直流電圧に交流に変換し、トランス２（４
ｂ）の１次側に正弦波状の電圧を印加する。各共振イン
バータ部は上記のような動作をするので。

各々のスイッチ素子には正弦波状の電圧が印加される。

ここで、共振インバータ部１　（１４ａ）と共振インバ
ータ部２　（１４ｂ）のスイッチング周波数は一定かつ
同一に位相制御部（１３）の信号によって制御されてお
り、整流フィルタ回路（１５）へ入力される電圧の波高
値はトランス１　（４ａ）の２次側に発生する電圧とト
ランス２　（４ｂ）の２次側に発生する電圧のベクトル
和となる。上記整流フィルタ回路（１５）へ入力される
電圧は［１）式のように示される。

ｅ３　・Ｅ１２＋Ｅ２２＋２Ｅｌ−Ｅ２　ｃｏｓθＸ５
ｉｎ　　（ωｔ＋ρ１Ｅｌ＋　　Ｅ２　　ｃｏｓθ 但し。

θ：：振インバータ部１　（１４ａ）　と共振インバー
タ部２　（１４ｂ）の位相差 ｅ吐整流フィルタ回路（１５）へ入力される電圧Ｅ１：
ｈランス１　（４ａ）の２次側に発生する電圧の波高値 Ｅ２ニドランス２　（４ｂ）の２次側に発生する電圧の
波高値 ω：共共振インバー郡部角周波数 すなわち共振インバータ部１　（１４ａ）　と共振イン
バータ部２　（１４ｂ）の位相差をＯ度≦位相差≦１８
０度の範囲において制御することにより、整流フィルタ
回路（１５）へ入力される電圧の波高値が所定に変化す
る。整流フィルタ回路（１５）はトランスｌ　（４ａ）
及びトランス２　（４ｂ）から印加される電圧をダイオ
ード１（５ａ）、ダイオード２（５ｂ）、ダイオード３
　（５ｃ）及びダイオード４　（５ｄｌにより全波整流
し、インダクタ５　（２ｅ）とキャパシタ３　（３Ｃ）
により高周波リップルをフィルタし、負荷（７）に直流
電圧を供給する。次に、この電力変換装置の出力電圧の
制御について詳細に説明する。負荷（７）に供給される
電圧値は位相制御部（１３）のエラーアンプ（８）にと
りこまれ、基準電圧源（９）の電圧値と比較されること
により、エラー信号として比較回路（１１）に入力され
る。また比較回路（１１）にはパルス発生器（１２）の
パルス信号に同期したノコギリ波を発生するノコギリ波
発生器（ｌＯ）のノコギリ波信号が入力される。比較回
路（１１）は上記エラー信号とノコギリ波信号を比較し
、共振インバータ部１（１４ａ）　　と共振インバータ
部２　（１４ｂ）の各スイッチ素子のオン、オフを制御
する。第３図に上記動作の各部波形を示す。すなわち、
この電力変換装置は基準電圧源（９）の電圧値と負荷（
７）に供給される電圧値が同一となるように共振インバ
ータ部１　（１４ａ）と共振インバータ部２　（１４ｂ
）の位相差の制御を行うことによって、負荷（７）に供
給する電圧を安定にする。

ところで、従来の電力変換装置は以上のように動作する
ので、上記２つの共振インバータ部の位相差が０度く位
相角〈１８０度の範囲において制御されている場合、共
振インバータ部２　（１４ｂ）かも共振インバータ部１
　（１４ａ）へトランス１　（４ａ）及びトランス２　
（４ｂ）を介して負荷電流に比例した電力が移送される
。このため負荷電流が増大したような場合は、共振イン
バータ部１　（１４ａ）へ移送された電力がキャパシタ
１　（３ａ）に共振インバータ部１　（１４ａ）の共振
周期を変動するほど過充電されるので、キャパシタｌ　
（３ａ）　　の両端の電圧が正弦波状から乱れ、共振イ
ンバータ部１　（１４ａ）の共振周期と位相制御部（１
３）から送信される共振インバータ部１　（１４ａ）の
スイッチング周期が不一致となり、スイッチ素子１　（
６ａ）やスイッチ素子２　（６ｂ）等へ印加する電圧に
サージ電圧が発生する。第４図に負荷電流が増大した場
合の各部波形を示す。

［発明が解決しようとする課題］ 従来の電力変換装置は以上のように構成されているので
、２つの共振インバータ部の位相差が０度〈位相差〈１
８０度の範囲において制御されている場合、共振インバ
ータ部１　（１４ａ）の共振周期が負荷（７）へ供給す
る電流により変動し、共振インバータ部の共振周期と共
振インバータ部のスイッチング周期が不一致となり、ス
イッチ素子へ印加する電圧にサージ電圧が発生するとい
う課題があった。この発明は上記のような課題を解決す
るためになされたもので、負荷（７）へ供給する電流が
変動した場合においても、スイッチ素子へ印加する電圧
にサージ電圧が発生しない電力変換装置を得ることを目
的とする。

［課題を解決するための手段］ この発明に係る電力変換装置は従来の電力変換装置に負
荷電流検出器を付加すると共に、負荷電流検出器からの
信号をパルス発生回路に入力し。

負荷電流によって共振インバータ部のスイッチング周期
を制御したものである。

［作用］ この発明における電力変換装置は、負荷電流検出器から
の信号によって共振インバータ部のスイッチング周期を
制御することにより、共振インバータ部の共振周期と共
振インバータ部のスイッチング周期が負荷電流にかかわ
らず一致し、スイッチ素子へ印加する電圧にサージ電圧
が発生しないように動作する。

［実施例］ 以下、この発明の一実施例を図について説明する。第１
図において、　（１）　、　（２）　、　（３）　、　
（４）　。

（５）、（６）　　　（７）　　　（８）　　　（９）
、（１０）、（１１）。

（１３）、　（１４）、　（１５）は上記従来の電力変
換装置と同一のものであり、　（１６）は負荷電流検出
器、　（１７）は負荷電流検出器（１６）の信号により
周波数を可変するパルス発生器２である。

次に上記のように構成された電力変換装置の動作の詳細
について説明する。電圧源（１）の電圧を交流に変換し
負荷（７）へ電圧を供給する電力変換の動作のタイミン
グは、上記従来の電力変換装置と同一であり、電力変換
装置の出力電圧値は基準電圧源（９）の電圧値と同一と
なる様に、２つの共振インバータ部の位相差が位相制御
部（１３）の信号によって制御され、安定化される。

一方、負荷電流検出器（１６）は負荷（７）に流れる電
流を検出し、負荷電流に比例した所定の信号をパルス発
生器２　（１７）へ出力する。パルス発生器２　（１７
）は負荷電流検出器（１６）からの信号により。

所定の周波数のパルス信号をノコギリ波発生器〔ｌＯ）
へ出力する。ノコギリ波発生器（１０）が出力する信号
はパルス発生器２　（１７）の信号に同期しているので
、比較回路（１１）からスイッチ素子１（６ａ）。

スイッチ素子２（６ｂ）、スイッチ素子３　（６ｃ）及
びスイッチ素子４　（６ｄ）に送信されるスイッチング
周波数は負荷電流に比例して所定の変化をする。

ここで、共振インバータ部１　（１４ａ）のスイッチン
グ周波数は（２）式に示されるように動作し、共振イン
バータ部２　（１４ｂ）のスイッチング周波数は（３）
式に示されるように動作する。

２　π 但し ｆａ：共振インバータ部１　（１４ａ）のスイッチング
周波数（ヘルツ〕 ■　＝負荷電流（アンペア） Ｋ、：補正係数 ω、：無負荷時の共振インバータ部１　（１４ａ）の角
周波数 ２　π 但し ｆｂ　：共振インバータ部２　（１４ｂ）のスイッチン
グ周波数（ヘルツ） 工　：負荷電流（アンペア） Ｋ１：補正係数 ωゎ：無負荷時の共振インバータ部２　（１４ｂ）の角
周波数 すなわち１位相制御部（１３）は負荷電流の変化にｒｌ
ｌ） 伴って変動する共振インバータ部１　（１４ａｌの共振
周期に対応して、共振インバータ部１　［１４ａｉ及び
共振インバータ部２　（１４ｂ）のスイッチング周波数
を変動するように動作する。このため、負荷電流が大き
く変動する場合においても共振インバータ部の共振周波
数が、共振インバータ部のスイッチング周波数と一致す
るように補正されるので、各スイッチ素子にサージ電圧
が印加されることはない。

上記のようにこの発明による電力変換装置の共振インバ
ータ部はスイッチ素子のサージ電圧を抑制するためにス
イッチング周波数が制御され、また出力電圧の安定化の
ために位相がそれぞれ制御される。

［発明の効果］ 以上のように、この発明によれば負荷電流検出器を付加
すると共に、負荷電流検出器からの信号をパルス発生器
へ入力するように構成したので。

負荷電流に比例して共振インバータ部のスイッチング周
波数が所定に変動し、負荷電流が大きく変動する場合に
おいてもスイッチ素子に過剰なサージ電圧が印加される
のを防止できるという効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の一実施例による電流変換装置を示す
図、第２図は従来の電流変換装置を示す図、第３図は従
来の電力変換装置の動作波形を示す図、第４図は従来の
電力変換装置において負荷電流が増大した時の動作波形
を示す図であり１図において、（１）は電圧源、（２）
はインダクタ。 （３）はキャパシタ、（４）はトランス、（５）はダイ
オード、（６）はスイッチ素子、（７）は負荷、（８）
はエラーアンプ、（９）は基準電圧源、　（１０）はノ
コギリ波発生器、　（１１）は比較回路、　（１２）と
（１７）はパルス発生器、　（１３）は位相制御部、　
（１４）は共振インバータ部、　（１５）は整流フィル
タ回路、　　（１６）は負荷電流検出器である。 なお９図中、同一符号は同一　または相当部分を示す。 第３図

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 電圧源と、上記電圧源にそれぞれ接続される２つの共振
   インバータ部と、これら２つの共振インバータ部の出力
   をそれぞれ電圧変換し２次巻線側で電圧を合成する２つ
   のトランスと、これら上記２つのトランスの合成出力を
   整流しフィルタして負荷に電力を供給する整流フィルタ
   回路と、上記負荷に流れる電流を検出する電流検出器と
   、上記電流検出器の出力信号により所定の周波数パルス
   を出力するパルス発生器と、上記負荷に加わる電圧を検
   出し上記パルス発生器の信号を用いて上記２つの共振イ
   ンバータ部のスイッチング周期と位相差をそれぞれ制御
   する位相制御部を備えたことを特徴とする電力変換装置
   。