JPWO2009011091A1 - スイッチング電源装置 - Google Patents

スイッチング電源装置 Download PDF

Info

Publication number
JPWO2009011091A1
JPWO2009011091A1 JP2009523528A JP2009523528A JPWO2009011091A1 JP WO2009011091 A1 JPWO2009011091 A1 JP WO2009011091A1 JP 2009523528 A JP2009523528 A JP 2009523528A JP 2009523528 A JP2009523528 A JP 2009523528A JP WO2009011091 A1 JPWO2009011091 A1 JP WO2009011091A1
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
power supply
switching
transistor
circuit
output
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
JP2009523528A
Other languages
English (en)
Inventor
嗣礎 西原
嗣礎 西原
明幸 小松
明幸 小松
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Panasonic Corp
Panasonic Holdings Corp
Original Assignee
Panasonic Corp
Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Panasonic Corp, Matsushita Electric Industrial Co Ltd filed Critical Panasonic Corp
Publication of JPWO2009011091A1 publication Critical patent/JPWO2009011091A1/ja
Pending legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33507—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/08—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/01—Resonant DC/DC converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33569—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
    • H02M3/33571—Half-bridge at primary side of an isolation transformer
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0067—Converter structures employing plural converter units, other than for parallel operation of the units on a single load
    • H02M1/0077—Plural converter units whose outputs are connected in series
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

負荷容量に対応させて複数設けられた電源回路Ｚ１’は、各直流入力Ｖｉ側が並列接続され各交流出力Ａｏ側が直列接続され、その直列接続により各交流出力Ａｏ側が１つの出力とされた両端に、１つの共振回路Ｚ２を介して１つの整流回路ＤＣ１が接続され、この整流回路ＤＣ１から検出抵抗Ｒ５を通じて検出された直流出力電圧を基に制御回路Ｓ１から出力された単一制御信号により、各スイッチング周波数が同時に制御される。

Description

本発明は、直流入力をスイッチングして安定化した直流出力を得るものであり、スイッチング制御部に共振回路を設けた共振型のスイッチング電源装置に関するものである。
従来から、電子機器等の電源として、小型で軽量かつ高電力効率という特徴を活かしてスイッチング電源装置が広く利用されており、このスイッチング電源装置として、直流入力をスイッチングして定電圧化した直流出力を得るもので、負荷容量変化の広範囲にわたって良好に定電圧化を実現するために、スイッチング制御部に直並列共振回路を設けた共振型スイッチング電源装置について、以下に説明する。
直流出力電圧Ｖｏを広範囲に可変することが可能で、負荷に対して安定した直流出力電圧を供給し、且つ、電力損失を最小限に抑えるスイッチング電源装置として、図６に示すような直並列型の共振回路Ｚ２を有する共振型スイッチング電源装置（例えば、国際特許公開番号 ＷＯ２００５／１０９６１８ Ａ１を参照）が挙げられる。
以下、図６の共振型スイッチング電源装置を説明する。
共振コンデンサＣ２に直列に共振コイルＬ１が接続され、且つ、スイッチングトランスＴ１の１次巻線に並列に共振コンデンサＣ３が接続され、直列接続される共振コンデンサＣ２、共振コイルＬ１の値は、主に負荷が重い場合、即ち、直流出力の負荷電流が大きい場合に使用する低い周波数に対応して設定し、また、並列接続される共振コンデンサＣ３の値は、負荷が軽い場合、即ち、直流出力の負荷電流が小さい場合に使用する高い周波数に対応して設定する。
即ち、負荷容量として、出力電圧が高い場合であって、負荷が重い場合（負荷電流が大きい）、即ち、負荷への直流出力の負荷電流が大きい場合から、負荷が最も軽い場合、即ち、出力電圧が低く直流出力の負荷電流が小さい場合の広範囲の変化に対して、複数の周波数特性のピーク、即ち、複数のピークを有する共振特性を実現することにより、総合的な共振特性は広帯域となり、単峰性の共振特性の場合より安定的にスイッチング周波数を変化して、直流出力を安定的に出力することが可能である。
上記のような共振型スイッチング電源装置に対して、昨今は、大容量負荷対応が要求されており、それに対応する回路方式として、大別すると、図６の共振型スイッチング電源装置の回路方式を利用して、そのまま回路構成を大容量化しパワーＵＰを図る方式（例えば、日本国の特許公開公報である特開２００６−０４２５４５号公報を参照）と、図７に示すように、図６の共振型スイッチング電源装置の回路を応用した構成を１つの電源回路Ｕ１とし、その電源回路Ｕ１を複数並列接続してパワーＵＰを図る方式（例えば、日本国の特許公開公報である特開平７−１８４３２２号公報を参照）とがある。
そして、図７に示す共振型スイッチング電源装置では、容量に見合う複数の電源回路Ｕ１を、電源入力部を並列接続し、電源出力部を並列接続することにより、負荷電流アップを図るようにしている。
また、各電源回路Ｕ１の制御については、図７に示すように、制御回路Ｓ２を設け、各電源回路Ｕ１の制御回路Ｓ１を制御する方式や、また、各電源回路の制御回路Ｓ１に相互制御する機能を持たせて相互に制御する方式（例えば、日本国の特許公開公報である特開平７−１８４３２２号公報を参照）等、さまざまな制御方式がある。
しかしながら上記のような従来の共振型スイッチング電源装置では、以下の問題点がある。その問題点について、具体的な数値例を用いて説明する。
共振型スイッチング電源装置として、例えば昇圧式ＤＣ−ＤＣコンバータ電源装置において、入力電圧：ＤＣ２４Ｖ、出力容量：２４０Ｖ・８．３Ａ（２．０ＫＷ）の場合、入力電流は、伝達効率を９０％と仮定して約９３Ａとなる。
これに対して、図６の共振型スイッチング電源装置の回路方式をそのまま利用して電力アップした場合、直流入力を平滑する平滑コンデンサＣ１、スイッチングトランジスタＱ１、Ｑ３、スイッチングトランスＴ１、共振コンデンサＣ２、Ｃ３および共振コイルＬ１は、入力電流９３Ａ（マージン等考慮すると、１２０Ａ程度）を保証できる部品を選定しなければいけない。この場合、当然、１個で対応するとサイズは大きくなり、且つ高価な部品にならざるを得ず、また、複数で対応するとしても、相当の基板面積を占有することになってしまう。
一方、図７の共振型スイッチング電源装置のように、複数の電源回路Ｕ１を並列接続して電力量アップを図る回路例を利用した場合、電源回路（直流入力電圧：ＤＣ２４Ｖ、直流出力電圧：ＤＣ２４０Ｖ（約６６７Ｗ））を３台接続すれば可能であり、上記のように図６の共振型スイッチング電源装置の回路方式を利用した場合の問題は、解決される。
しかし、この場合、同一構成の電源回路Ｕ１を３回路使用するため、重複した回路構成が発生し、その分コスト高になる。これは、電源回路数が増えれば増えるほど、顕著に現れる。また、制御についても、前記に述べた制御方法はあるものの、完全な同期制御は難しかった。
本発明は、上記従来の問題点を解決するもので、大容量負荷に対しても、必要最小限の部品を使用して所要の電力容量に十分対応させることができるとともに、複数回路のそれぞれのスイッチングの制御タイミングを完全に同期させ安定的にスイッチング周波数を変化して、直流出力を安定的に出力することができるスイッチング電源装置を提供することを目的とする。
上記の課題を解決するために、本発明の請求項１に記載のスイッチング電源装置は、直流入力をスイッチングして得られる交流出力を直流化し、その直流出力を基に前記スイッチングの周波数を制御しつつ、前記直流出力を負荷に供給するスイッチング電源装置において、前記交流出力を得る電源回路が、負荷容量に対応させて複数設けられ、それらの各入力側が並列接続されるとともに各出力側が直列接続され、前記直列接続により前記複数の電源回路の各出力側が１つの出力とされた両端に１つの共振回路を介して接続された前記直流化のための１つの整流回路と、前記直流出力を基に前記スイッチングの周波数を制御するための単一制御信号を出力する１つの制御回路とを有し、前記複数の電源回路は、前記１つの制御回路からの前記単一制御信号により、各スイッチング周波数が同時に制御されることを特徴とする。
また、本発明の請求項２に記載のスイッチング電源装置は、請求項１に記載のスイッチング電源装置であって、前記電源回路は、前記直流入力の両端に並列接続されて前記直流入力を平滑する第１コンデンサと、前記直流入力の両端に直列接続されて前記直流入力を前記スイッチングする第１トランジスタおよび第３トランジスタと、前記第１トランジスタの前記スイッチングのＯＮ特性を規制する第１ＯＮ規制手段と、前記第１トランジスタの前記スイッチングのＯＦＦ特性を規制するために前記第１トランジスタの電荷を引き抜く第２トランジスタと、前記第３トランジスタの前記スイッチングのＯＮ特性を規制する第２ＯＮ規制手段と、前記第３トランジスタの前記スイッチングのＯＦＦ特性を規制するために前記第３トランジスタの電荷を引き抜く第４トランジスタと、前記第１トランジスタおよび前記第３トランジスタによる前記スイッチング出力が供給されて前記交流出力を得る第１トランスと、前記制御回路からの前記単一制御信号を前記第１トランジスタおよび前記第３トランジスタに供給する第２トランスとからなることを特徴とする。
また、本発明の請求項３に記載のスイッチング電源装置は、請求項１に記載のスイッチング電源装置であって、前記共振回路は、前記複数の電源回路の前記直列接続された出力側に直列接続され直列共振のための第１コイルおよび第２コンデンサと、前記複数の電源回路の前記直列接続された出力側に並列接続され並列共振のための第３コンデンサとからなることを特徴とする。
また、本発明の請求項４に記載のスイッチング電源装置は、請求項３に記載のスイッチング電源装置であって、前記共振回路は、前記第３コンデンサの一端が、前記第１コイルと前記第２コンデンサとの間に接続されたことを特徴とする。
また、本発明の請求項５に記載のスイッチング電源装置は、請求項２に記載のスイッチング電源装置であって、前記複数の電源回路の各第２トランジスタおよび各第４トランジスタに逆バイアス電圧を供給する逆バイアス回路を備えたことを特徴とする。
また、本発明の請求項６に記載のスイッチング電源装置は、請求項５に記載のスイッチング電源装置であって、前記逆バイアス回路は、前記第２トランジスタにチョーク接続された第２コイルと、前記第２コイルを介して前記第２トランジスタに前記逆バイアス電圧を供給する第１バイアス電源と、前記第４トランジスタにチョーク接続された第３コイルと、前記第３コイルを介して前記第４トランジスタに前記逆バイアス電圧を供給する第２バイアス電源とからなることを特徴とする。
また、本発明の請求項７に記載のスイッチング電源装置は、請求項６に記載のスイッチング電源装置であって、前記逆バイアス回路は、前記第２トランジスタには、それぞれの前記電源回路ごとに前記第２コイルが１つずつ接続され、かつ１つの前記第１バイアス電源から各第２コイルを介して前記逆バイアス電圧を供給するとともに、前記第４トランジスタには、全ての前記電源回路に対して前記第３コイルが１つ接続され、かつ１つの前記第２バイアス電源から１つの前記第３コイルを介して前記逆バイアス電圧を供給することを特徴とする。
以上のように本発明によれば、大容量負荷に電力を供給する場合にも、複数の電源回路の入力側に単一電源を並列印加することにより、出力側から大容量負荷に対して必要な電力を十分に供給するとともに、スイッチングトランジスタのゲートへの逆バイアス電圧の印加により、スイッチングの立下り時間が早くなり、スイッチングトランジスタの発熱を抑えて装置全体の動作効率を向上しつつ、回路構成を簡素化することにより、回路の部品点数を大幅に削減することができる。
さらに、複数の電源回路の各制御タイミングを完全に同期させることにより、安定的にスイッチング周波数を変化させ、入力電圧、出力電圧および負荷電流の変動にも、安定した電力供給を実現することができる。
本発明の実施の形態１のスイッチング電源装置の構成例を示す回路図である。 同実施の形態１のスイッチング電源装置における逆バイアス回路の構成例を示す回路図である。 同実施の形態１のスイッチング電源装置における逆バイアス回路の動作原理の説明図である。 本発明の実施の形態２のスイッチング電源装置の構成例を示す回路図である。 本発明の実施の形態のスイッチング電源装置における共振回路の他の構成例を示す回路図である。 従来のスイッチング電源装置の構成例１（電源回路１ユニット使用）を示す回路図である。 従来のスイッチング電源装置の構成例２（電源回路３ユニット並列使用）を示す回路図である。
以下、本発明の実施の形態を示すスイッチング電源装置について、図面を参照しながら具体的に説明する。ここでは、直並列共振型のスイッチング電源回路を３回路並列接続した多直並列共振型スイッチング電源装置を例に挙げて説明する。
（実施の形態１）
本発明の実施の形態１のスイッチング電源装置を説明する。
図１は本実施の形態１のスイッチング電源装置である多直並列共振型スイッチング電源装置の構成を示す回路図である。図１において、Ｖｉは直流入力、Ａｏは交流出力、Ｖｏは直流出力、Ｚ１’は電源回路、Ｚ２は共振回路、ＤＣ１は整流回路、Ｓ１は制御回路、Ｃ１は平滑コンデンサ、Ｑ１はスイッチングトランジスタ、Ｑ２は引き抜きトランジスタ、Ｑ３はスイッチングトランジスタ、Ｑ４は引き抜きトランジスタ、Ｒ１は抵抗（ＯＮ規制手段）、Ｄ１はダイオード（ＯＮ規制手段）、Ｒ２は抵抗（ＯＮ規制手段）、Ｒ３は抵抗（ＯＮ規制手段）、Ｄ２はダイオード（ＯＮ規制手段）、Ｒ４は抵抗（ＯＮ規制手段）、Ｃ５は結合コンデンサ、Ｔ１はスイッチングトランス、Ｔ２はドライブトランス、Ｌ２はチョークコイル、Ｌ３はチョークコイル、Ｖ１はバイアス電源、Ｖ２はバイアス電源、Ｃ２は共振コンデンサ、Ｃ３は共振コンデンサ、Ｌ１は共振コイル、Ｄ３はダイオード、Ｄ４はダイオード、Ｃ４１は平滑コンデンサ、Ｒ５は検出抵抗である。
以上のような構成要素からなる多直並列共振型スイッチング電源装置について、以下に説明する。
本実施の形態１のスイッチング電源装置においては、基本的に、直流入力Ｖｉをスイッチングして得られた交流出力Ａｏを整流して直流化し、その直流出力Ｖｏの電圧を基にスイッチングの周波数を制御して直流出力電圧を安定化し、その直流出力Ｖｏを負荷に供給するように構成している。
すなわち、本実施の形態１のスイッチング電源装置は、直流入力Ｖｉをスイッチングして交流出力Ａｏを得る電源回路Ｚ１’が、予め設定された所要の負荷容量に対応させて複数設けられ、それらの各入力側が並列接続されるとともに各出力側が直列接続されている。
そして、その直列接続により複数の電源回路Ｚ１’の各出力側が１つの出力とされた両端に１つの共振回路Ｚ２を介して接続された直流化のための１つの整流回路ＤＣ１と、１つの整流回路ＤＣ１から検出抵抗Ｒ５を通じて検出した直流出力電圧を基に電源回路Ｚ１’におけるスイッチングの周波数を制御する１つの制御回路Ｓ１とを有し、これら複数の電源回路Ｚ１’は、１つの制御回路Ｓ１からの単一制御信号により、各スイッチング周波数が同時に制御される。
また、図１の共振型スイッチング電源装置において、電源回路Ｚ１’は、直流入力Ｖｉの両端に並列接続されて直流入力Ｖｉを平滑する平滑コンデンサＣ１と、直流入力Ｖｉの両端に直列接続されて直流入力ＶｉをスイッチングするスイッチングトランジスタＱ１およびスイッチングトランジスタＱ３と、スイッチングトランジスタＱ１のスイッチングのＯＮ特性（立ち上がり特性）を規制するＯＮ規制手段としての抵抗Ｒ１、ダイオードＤ１、抵抗Ｒ２と、スイッチングトランジスタＱ１のスイッチングのＯＦＦ特性（立ち下がり特性）を規制するためにスイッチングトランジスタＱ１の電荷を引き抜く引き抜きトランジスタＱ２と、スイッチングトランジスタＱ３のスイッチングのＯＮ特性（立ち上がり特性）を規制するＯＮ規制手段としての抵抗Ｒ３、ダイオードＤ２、抵抗Ｒ４と、スイッチングトランジスタＱ３のスイッチングのＯＦＦ特性（立ち下がり特性）を規制するためにスイッチングトランジスタＱ３の電荷を引き抜く引き抜きトランジスタＱ４と、スイッチングトランジスタＱ１およびスイッチングトランジスタＱ３によるスイッチング出力が供給されて交流出力Ａｏを得るスイッチングトランスＴ１と、制御回路Ｓ１からの単一制御信号をスイッチングトランジスタＱ１およびスイッチングトランジスタＱ３に供給するドライブトランスＴ２とからなる。
また、共振回路Ｚ２は、複数の電源回路Ｚ１’における各スイッチングトランスＴ１の２次側巻線が直列接続された出力側の一端に、共振コイルＬ１が接続されさらに直列に共振コンデンサＣ２が接続され、また、複数の電源回路Ｚ１’の直列接続された出力側の両端に、並列に共振コンデンサＣ３が接続されている。
また、ここでは整流回路ＤＣ１としては、共振回路Ｚ２の一端に直列接続されたダイオードＤ３と、共振回路Ｚ２の両端に並列接続されたダイオードＤ４と、共振回路Ｚ２の両端にダイオードＤ３を介して並列接続された平滑コンデンサＣ４１とにより、半波倍電圧整流回路を構成している。
次に、逆バイアス回路について図２および図３を用いて具体的に説明する。
スイッチングトランジスタＱ１およびＱ３による各スイッチングのＯＦＦ特性として、図３（ａ）、（ｂ）に示す従来回路の場合に対して、図３（ｃ）、（ｄ）に示す本回路のように、ＯＮ時に蓄積した電荷をゲート端子から早く引き抜いてＯＦＦ時間を短縮するために、従来例１のようにスイッチングトランジスタＱ１およびＱ３のゲート側において、抵抗Ｒ１、ダイオードＤ１、抵抗Ｒ２および抵抗Ｒ３、ダイオードＤ２、抵抗Ｒ４からなるＯＮ規制手段に引き抜きトランジスタＱ２およびＱ４が接続されているが、さらにＯＦＦ時間を短縮するために、複数の電源回路Ｚ１’の各引き抜きトランジスタＱ２およびＱ４に対して、逆バイアス電圧を供給するための逆バイアス回路が接続されている。
そして、この逆バイアス回路は、引き抜きトランジスタＱ２に接続されたチョークコイルＬ２と、チョークコイルＬ２を介して引き抜きトランジスタＱ２に逆バイアス電圧を供給するバイアス電源Ｖ１と、引き抜きトランジスタＱ４に接続されたチョークコイルＬ３と、チョークコイルＬ３を介して引き抜きトランジスタＱ４に逆バイアス電圧を供給するバイアス電源Ｖ２とからなる。
例えば、図３に示すように、しきい値＝１．０Ｖのスイッチングトランジスタの場合で、ａ−ｂ’間に流れる電流が大きい場合には、そのスイッチング動作に対してスイッチングトランジスタのリード（特にドレイン・ソース）のリアクタンス成分が大きく影響し、図３（ａ）、（ｂ）に示すように、従来回路において、スイッチングの立下り時間が長くなってしまう。このようにスイッチングの立下り時間が長くかかるということは、即ち、スイッチングトランジスタそのものの発熱に影響し、当然ながら、動作効率の低下にもつながる。
このような問題を解決するために、図３（ｃ）、（ｄ）に示すように、スイッチングトランジスタのゲートに逆バイアス電圧を印加することにより、スイッチングの立下り時間がさらに早くなり、即ち、スイッチングトランジスタそのものの発熱を抑えることができ、当然ながら、動作効率のＵＰとなる。
次に、上記の実施の形態の構成における大容量化の実現について、具体的な数値例を用いて、背景技術で説明した従来例の構成を用いた場合と比較して説明する。
ここでは、例えば、２４０Ｖ・２．８Ａ（６６７Ｗ）の小容量負荷に対して電力供給する場合から、その約３倍である２４０Ｖ・８．３Ａ（２．０ＫＷ）の大容量負荷に対して電力供給が可能なようにパワーアップする場合を例に挙げて説明する。なお、ここでは、説明を分かり易くするため、スイッチングトランスＴ１の１次側の電圧を２４Ｖとし、スイッチングトランスＴ１や整流回路ＤＣ１、ＤＣ２や共振回路Ｚ２などにおける変換（通過）ロスが無いものとする。
まず、図６に示す従来例１の構成の場合に、上記の小容量負荷に電力供給する場合は、負荷容量を２４０Ｖ・２．８Ａ（６６７Ｗ）とすれば、スイッチングトランスＴ１の２次側では負荷容量と同一の２４０Ｖ・２．８Ａ（６６７Ｗ）の電力が必要となるため、スイッチングトランスＴ１の１次側には２４Ｖ・２８Ａの電流を供給すれば良いことになる。
これに対して、上記の大容量負荷に電力供給するために、図６に示す従来例１の構成のままでパワーアップする場合は、負荷容量を２４０Ｖ・８．３Ａ（２．０ＫＷ）とすれば、スイッチングトランスＴ１の２次側では負荷容量と同一の２４０Ｖ・８．３Ａ（２．０ＫＷ）の電力が必要となるため、スイッチングトランスＴ１の１次側には２４Ｖ・８３Ａの電流を供給しなければならず、スイッチングトランスＴ１の１次側の回路部品としては、上記の小容量負荷に電力供給する場合に対して約３倍の２４Ｖ・８３Ａの電流に対応できるものが必要となる。
一方、上記の大容量負荷に電力供給するために、図７に示す従来例２の構成でパワーアップする場合は、負荷容量を２４０Ｖ・８．３Ａ（２．０ＫＷ）とすれば、１つの電源回路Ｕ１においては、スイッチングトランスＴ１の２次側では２４０Ｖ・２．８Ａ（６６７Ｗ）の電力が得られれば良いため、スイッチングトランスＴ１の１次側には２４Ｖ・２８Ａの電流を供給すれば良く、スイッチングトランスＴ１の１次側の回路部品としては、上記の小容量負荷に電力供給する場合と同一の２４Ｖ・２８Ａの電流に対応できるものを使用すれば良い。
ただし、上記のように図６に示す従来例１の構成や図７に示す従来例２の構成でパワーアップする場合は、「発明が解決しようとする課題」でも説明したように多くの問題が発生していた。
そこで、上記の大容量負荷に電力供給するために、図１に示す本実施の形態１の構成でパワーアップする場合は、負荷容量を２４０Ｖ・８．３Ａ（２．０ＫＷ）とすれば、１つの電源回路Ｚ１’においては、スイッチングトランスＴ１の２次側では８０Ｖ・８．３Ａ（６６７Ｗ）の電力が必要となるが、スイッチングトランスＴ１の１次側には２４Ｖ・２８Ａの電流を供給すればよく、スイッチングトランスＴ１の１次側の回路部品としては、上記の小容量負荷に電力供給する場合と同一の２４Ｖ・２８Ａの電流に対応できるものを使用すれば良い。
以上から、例えば必要最小限の部品を使用した電源回路Ｚ１’（直流入力電圧：ＤＣ２４Ｖ、直流出力電圧：ＤＣ２４Ｖ（約２００Ｗ））を１０回路用意し、これら電源回路Ｚ１’の各入力側を並列接続し、各電源回路Ｚ１’の各出力側（スイッチングトランスＴ１の２次側巻線側）を直列接続することにより、直流出力として直流電圧２４０Ｖ（２．０ＫＷ）の電力供給容量が得られる共振型スイッチング電源装置を実現することができる。
且つ、各電源回路Ｚ１’内の平滑コンデンサＣ１、スイッチングトランジスタＱ１、Ｑ３、スイッチングトランスＴ１は、電流容量として８３Ａ（マージン等考慮すると、１００Ａ程度）／１０回路＝１０Ａを保証すれば良く、回路構成の選択自由度は高くなり製品コストも安価で済む。また、直並列共振回路Ｚ２についても、（最大）負荷電流として約８．３Ａ（マージン等考慮しても、１０Ａ程度）を保証できる部品を選定すれば良い。
以上の実施の形態１のスイッチング電源装置によれば、具体的には、携帯電話等の基地局に使用する電源装置のように、交換器数（負荷容量）に応じて、最小必要数の電源回路を追加するだけで容易に対応できるとともに、さらに、バッテリー等の直流入力の電圧変動範囲が広くかつ複雑な出力電圧変動および負荷電流変動にも、安定した電力供給を可能にすることができる。
（実施の形態２）
本発明の実施の形態２のスイッチング電源装置を説明する。
本実施の形態２のスイッチング電源装置として、実施の形態１の回路構成に対して逆バイアス回路を簡素化する場合について、図４を用いて以下に説明する。
図４は本実施の形態２のスイッチング電源装置の構成例を示す回路図である。
本実施の形態２のスイッチング電源装置における逆バイアス回路は、図４に示すように、引き抜きトランジスタＱ２には、各電源回路Ｚ１’ごとにチョークコイルＬ２が１つずつ接続され、かつ１つのバイアス電源Ｖ１から各チョークコイルＬ２を介して逆バイアス電圧を供給するとともに、引き抜きトランジスタＱ４には、全電源回路Ｚ１’に対してチョークコイルＬ３が１つ接続され、かつ１つのバイアス電源Ｖ２から１つのチョークコイルＬ３を介して逆バイアス電圧を供給するように構成されている。
以上の実施の形態２のスイッチング電源装置によれば、各引き抜きトランジスタＱ２および各引き抜きトランジスタＱ４のそれぞれに逆バイアス電圧を供給する逆バイアス回路として、１組（２台）のバイアス電源Ｖ１、Ｖ２を、複数の電源回路Ｚ１’の全てに対して共用することにより、装置全体の回路構成を簡素化することができ、回路の部品点数を大幅に削減するとともに、製品コストを大幅に低減することができる。
なお、上記の各実施の形態の構成においては、各電源回路Ｚ１’の直列接続された出力側の両端に接続する１つの共振回路として、各電源回路Ｚ１’の直列接続された出力側の両端に並列接続された共振コンデンサＣ３を、各電源回路Ｚ１’の直列接続された出力側の一端に直列接続された共振コイルＬ１および共振コンデンサＣ２の後段（直流出力側）に接続した構成の共振回路Ｚ２を用いたが、このように構成した共振回路Ｚ２の代わりに、図５に示すように、各電源回路Ｚ１’の直列接続された出力側の両端に並列接続された共振コンデンサＣ３の一端（＋電位側）を、各電源回路Ｚ１’の直列接続された出力側の一端に直列接続された共振コイルＬ１と共振コンデンサＣ２との接続点に接続した構成の共振回路Ｚ２’を用いても、同様に実施できる。
また、上記の各実施の形態の構成においては、直流出力Ｖｏを得るための整流回路として、整流回路ＤＣ１のように、ダイオードＤ３とダイオードＤ４と平滑コンデンサＣ４１とで構成することにより倍電圧整流が可能な半波倍電圧整流回路を用いたが、整流回路ＤＣ１の代わりに、図６あるいは図７に示す従来例の整流回路ＤＣ２のように、倍電圧整流はできないが、ダイオードＤ３と平滑コンデンサＣ４１だけで構成することにより部品点数が少なくなって回路構成を簡素化することが可能な半波整流回路を用いても良い。
また、直流出力Ｖｏを得るための整流回路としては、図示していないが、直流出力Ｖｏにおけるリプル成分を低減して波形特性を向上することが可能な全波倍電圧整流回路を用いても、あるいは、前述のように波形特性を向上するだけでなく、さらに電力アップも可能なフルブリッジ回路を用いても良い。
また、上記の各実施の形態の構成においては、電源回路Ｚ１’を３ブロック用いて並列接続することにより、電源回路Ｚ１’を１ブロックだけ用いて電力供給が可能な小容量負荷に対して、その３倍の大容量負荷に対して電力供給が可能なようにパワーアップする場合を例に挙げて説明したが、電源回路Ｚ１’を並列接続するブロック数については、この限りではなく、電源回路Ｚ１’を１ブロックだけ用いて供給が可能な電力容量や、電力供給対象の負荷容量に応じて予め設定された所要の電力供給容量に対応させて、並列接続する電源回路Ｚ１’のブロック数を任意に設定して構成すればよい。
本発明のスイッチング電源装置は、大容量負荷に対しても、必要最小限の部品を使用して所要の電力容量に十分対応させることができるとともに、複数回路のそれぞれのスイッチングの制御タイミングを完全に同期させ安定的にスイッチング周波数を変化して、直流出力を安定的に出力することができるもので、各種電子機器の電源として使用され、入力電圧、出力電圧および負荷電流の変動に対しても安定した出力電圧を供給するための電源装置等に有用である。
本発明は、直流入力をスイッチングして安定化した直流出力を得るものであり、スイッチング制御部に共振回路を設けた共振型のスイッチング電源装置に関するものである。
従来から、電子機器等の電源として、小型で軽量かつ高電力効率という特徴を活かしてスイッチング電源装置が広く利用されており、このスイッチング電源装置として、直流入力をスイッチングして定電圧化した直流出力を得るもので、負荷容量変化の広範囲にわたって良好に定電圧化を実現するために、スイッチング制御部に直並列共振回路を設けた共振型スイッチング電源装置について、以下に説明する。
直流出力電圧Ｖｏを広範囲に可変することが可能で、負荷に対して安定した直流出力電圧を供給し、且つ、電力損失を最小限に抑えるスイッチング電源装置として、図６に示すような直並列型の共振回路Ｚ２を有する共振型スイッチング電源装置（例えば、特許文献１を参照）が挙げられる。
以下、図６の共振型スイッチング電源装置を説明する。
共振コンデンサＣ２に直列に共振コイルＬ１が接続され、且つ、スイッチングトランスＴ１の１次巻線に並列に共振コンデンサＣ３が接続され、直列接続される共振コンデンサＣ２、共振コイルＬ１の値は、主に負荷が重い場合、即ち、直流出力の負荷電流が大きい場合に使用する低い周波数に対応して設定し、また、並列接続される共振コンデンサＣ３の値は、負荷が軽い場合、即ち、直流出力の負荷電流が小さい場合に使用する高い周波数に対応して設定する。
即ち、負荷容量として、出力電圧が高い場合であって、負荷が重い場合（負荷電流が大きい）、即ち、負荷への直流出力の負荷電流が大きい場合から、負荷が最も軽い場合、即ち、出力電圧が低く直流出力の負荷電流が小さい場合の広範囲の変化に対して、複数の周波数特性のピーク、即ち、複数のピークを有する共振特性を実現することにより、総合的な共振特性は広帯域となり、単峰性の共振特性の場合より安定的にスイッチング周波数を変化して、直流出力を安定的に出力することが可能である。
上記のような共振型スイッチング電源装置に対して、昨今は、大容量負荷対応が要求されており、それに対応する回路方式として、大別すると、図６の共振型スイッチング電源装置の回路方式を利用して、そのまま回路構成を大容量化しパワーＵＰを図る方式（例えば、特許文献２を参照）と、図７に示すように、図６の共振型スイッチング電源装置の回路を応用した構成を１つの電源回路Ｕ１とし、その電源回路Ｕ１を複数並列接続してパワーＵＰを図る方式（例えば、特許文献３を参照）とがある。
そして、図７に示す共振型スイッチング電源装置では、容量に見合う複数の電源回路Ｕ１を、電源入力部を並列接続し、電源出力部を並列接続することにより、負荷電流アップを図るようにしている。
また、各電源回路Ｕ１の制御については、図７に示すように、制御回路Ｓ２を設け、各電源回路Ｕ１の制御回路Ｓ１を制御する方式や、また、各電源回路の制御回路Ｓ１に相互制御する機能を持たせて相互に制御する方式（例えば、特許文献３を参照）等、さまざまな制御方式がある。
国際公開第２００５／１０９６１８号パンフレット 特開２００６−０４２５４５号公報 特開平７−１８４３２２号公報
しかしながら上記のような従来の共振型スイッチング電源装置では、以下の問題点がある。その問題点について、具体的な数値例を用いて説明する。
共振型スイッチング電源装置として、例えば昇圧式ＤＣ−ＤＣコンバータ電源装置において、入力電圧：ＤＣ２４Ｖ、出力容量：２４０Ｖ・８．３Ａ（２．０ＫＷ）の場合、入力電流は、伝達効率を９０％と仮定して約９３Ａとなる。
これに対して、図６の共振型スイッチング電源装置の回路方式をそのまま利用して電力アップした場合、直流入力を平滑する平滑コンデンサＣ１、スイッチングトランジスタＱ１、Ｑ３、スイッチングトランスＴ１、共振コンデンサＣ２、Ｃ３および共振コイルＬ１は、入力電流９３Ａ（マージン等考慮すると、１２０Ａ程度）を保証できる部品を選定しなければいけない。この場合、当然、１個で対応するとサイズは大きくなり、且つ高価な部品にならざるを得ず、また、複数で対応するとしても、相当の基板面積を占有することになってしまう。
一方、図７の共振型スイッチング電源装置のように、複数の電源回路Ｕ１を並列接続して電力量アップを図る回路例を利用した場合、電源回路（直流入力電圧：ＤＣ２４Ｖ、直流出力電圧：ＤＣ２４０Ｖ（約６６７Ｗ））を３台接続すれば可能であり、上記のように図６の共振型スイッチング電源装置の回路方式を利用した場合の問題は、解決される。
しかし、この場合、同一構成の電源回路Ｕ１を３回路使用するため、重複した回路構成が発生し、その分コスト高になる。これは、電源回路数が増えれば増えるほど、顕著に現れる。また、制御についても、前記に述べた制御方法はあるものの、完全な同期制御は難しかった。
本発明は、上記従来の問題点を解決するもので、大容量負荷に対しても、必要最小限の部品を使用して所要の電力容量に十分対応させることができるとともに、複数回路のそれぞれのスイッチングの制御タイミングを完全に同期させ安定的にスイッチング周波数を変化して、直流出力を安定的に出力することができるスイッチング電源装置を提供することを目的とする。
上記の課題を解決するために、本発明の請求項１に記載のスイッチング電源装置は、直流入力をスイッチングして得られる交流出力を直流化し、その直流出力を基に前記スイッチングの周波数を制御しつつ、前記直流出力を負荷に供給するスイッチング電源装置において、前記交流出力を得る電源回路が、負荷容量に対応させて複数設けられ、それらの各入力側が並列接続されるとともに各出力側が直列接続され、前記直列接続により前記複数の電源回路の各出力側が１つの出力とされた両端に１つの共振回路を介して接続された前記直流化のための１つの整流回路と、前記直流出力を基に前記スイッチングの周波数を制御するための単一制御信号を出力する１つの制御回路とを有し、前記複数の電源回路は、前記１つの制御回路からの前記単一制御信号により、各スイッチング周波数が同時に制御されることを特徴とする。
また、本発明の請求項２に記載のスイッチング電源装置は、請求項１に記載のスイッチング電源装置であって、前記電源回路は、前記直流入力の両端に並列接続されて前記直流入力を平滑する第１コンデンサと、前記直流入力の両端に直列接続されて前記直流入力を前記スイッチングする第１トランジスタおよび第３トランジスタと、前記第１トランジスタの前記スイッチングのＯＮ特性を規制する第１ＯＮ規制手段と、前記第１トランジスタの前記スイッチングのＯＦＦ特性を規制するために前記第１トランジスタの電荷を引き抜く第２トランジスタと、前記第３トランジスタの前記スイッチングのＯＮ特性を規制する第２ＯＮ規制手段と、前記第３トランジスタの前記スイッチングのＯＦＦ特性を規制するために前記第３トランジスタの電荷を引き抜く第４トランジスタと、前記第１トランジスタおよび前記第３トランジスタによる前記スイッチング出力が供給されて前記交流出力を得る第１トランスと、前記制御回路からの前記単一制御信号を前記第１トランジスタおよび前記第３トランジスタに供給する第２トランスとからなることを特徴とする。
また、本発明の請求項３に記載のスイッチング電源装置は、請求項１に記載のスイッチング電源装置であって、前記共振回路は、前記複数の電源回路の前記直列接続された出力側に直列接続され直列共振のための第１コイルおよび第２コンデンサと、前記複数の電源回路の前記直列接続された出力側に並列接続され並列共振のための第３コンデンサとからなることを特徴とする。
また、本発明の請求項４に記載のスイッチング電源装置は、請求項３に記載のスイッチング電源装置であって、前記共振回路は、前記第３コンデンサの一端が、前記第１コイルと前記第２コンデンサとの間に接続されたことを特徴とする。
また、本発明の請求項５に記載のスイッチング電源装置は、請求項２に記載のスイッチング電源装置であって、前記複数の電源回路の各第２トランジスタおよび各第４トランジスタに逆バイアス電圧を供給する逆バイアス回路を備えたことを特徴とする。
また、本発明の請求項６に記載のスイッチング電源装置は、請求項５に記載のスイッチング電源装置であって、前記逆バイアス回路は、前記第２トランジスタにチョーク接続された第２コイルと、前記第２コイルを介して前記第２トランジスタに前記逆バイアス電圧を供給する第１バイアス電源と、前記第４トランジスタにチョーク接続された第３コイルと、前記第３コイルを介して前記第４トランジスタに前記逆バイアス電圧を供給する第２バイアス電源とからなることを特徴とする。
また、本発明の請求項７に記載のスイッチング電源装置は、請求項６に記載のスイッチング電源装置であって、前記逆バイアス回路は、前記第２トランジスタには、それぞれの前記電源回路ごとに前記第２コイルが１つずつ接続され、かつ１つの前記第１バイアス電源から各第２コイルを介して前記逆バイアス電圧を供給するとともに、前記第４トランジスタには、全ての前記電源回路に対して前記第３コイルが１つ接続され、かつ１つの前記第２バイアス電源から１つの前記第３コイルを介して前記逆バイアス電圧を供給することを特徴とする。
以上のように本発明によれば、大容量負荷に電力を供給する場合にも、複数の電源回路の入力側に単一電源を並列印加することにより、出力側から大容量負荷に対して必要な電力を十分に供給するとともに、スイッチングトランジスタのゲートへの逆バイアス電圧の印加により、スイッチングの立下り時間が早くなり、スイッチングトランジスタの発熱を抑えて装置全体の動作効率を向上しつつ、回路構成を簡素化することにより、回路の部品点数を大幅に削減することができる。
さらに、複数の電源回路の各制御タイミングを完全に同期させることにより、安定的にスイッチング周波数を変化させ、入力電圧、出力電圧および負荷電流の変動にも、安定した電力供給を実現することができる。
本発明の実施の形態１のスイッチング電源装置の構成例を示す回路図である。 同実施の形態１のスイッチング電源装置における逆バイアス回路の構成例を示す回路図である。 同実施の形態１のスイッチング電源装置における逆バイアス回路の動作原理の説明図である。 本発明の実施の形態２のスイッチング電源装置の構成例を示す回路図である。 本発明の実施の形態のスイッチング電源装置における共振回路の他の構成例を示す回路図である。 従来のスイッチング電源装置の構成例１（電源回路１ユニット使用）を示す回路図である。 従来のスイッチング電源装置の構成例２（電源回路３ユニット並列使用）を示す回路図である。
以下、本発明の実施の形態を示すスイッチング電源装置について、図面を参照しながら具体的に説明する。ここでは、直並列共振型のスイッチング電源回路を３回路並列接続した多直並列共振型スイッチング電源装置を例に挙げて説明する。
（実施の形態１）
本発明の実施の形態１のスイッチング電源装置を説明する。
図１は本実施の形態１のスイッチング電源装置である多直並列共振型スイッチング電源装置の構成を示す回路図である。図１において、Ｖｉは直流入力、Ａｏは交流出力、Ｖｏは直流出力、Ｚ１’は電源回路、Ｚ２は共振回路、ＤＣ１は整流回路、Ｓ１は制御回路、Ｃ１は平滑コンデンサ、Ｑ１はスイッチングトランジスタ、Ｑ２は引き抜きトランジスタ、Ｑ３はスイッチングトランジスタ、Ｑ４は引き抜きトランジスタ、Ｒ１は抵抗（ＯＮ規制手段）、Ｄ１はダイオード（ＯＮ規制手段）、Ｒ２は抵抗（ＯＮ規制手段）、Ｒ３は抵抗（ＯＮ規制手段）、Ｄ２はダイオード（ＯＮ規制手段）、Ｒ４は抵抗（ＯＮ規制手段）、Ｃ５は結合コンデンサ、Ｔ１はスイッチングトランス、Ｔ２はドライブトランス、Ｌ２はチョークコイル、Ｌ３はチョークコイル、Ｖ１はバイアス電源、Ｖ２はバイアス電源、Ｃ２は共振コンデンサ、Ｃ３は共振コンデンサ、Ｌ１は共振コイル、Ｄ３はダイオード、Ｄ４はダイオード、Ｃ４１は平滑コンデンサ、Ｒ５は検出抵抗である。
以上のような構成要素からなる多直並列共振型スイッチング電源装置について、以下に説明する。
本実施の形態１のスイッチング電源装置においては、基本的に、直流入力Ｖｉをスイッチングして得られた交流出力Ａｏを整流して直流化し、その直流出力Ｖｏの電圧を基にスイッチングの周波数を制御して直流出力電圧を安定化し、その直流出力Ｖｏを負荷に供給するように構成している。
すなわち、本実施の形態１のスイッチング電源装置は、直流入力Ｖｉをスイッチングして交流出力Ａｏを得る電源回路Ｚ１’が、予め設定された所要の負荷容量に対応させて複数設けられ、それらの各入力側が並列接続されるとともに各出力側が直列接続されている。
そして、その直列接続により複数の電源回路Ｚ１’の各出力側が１つの出力とされた両端に１つの共振回路Ｚ２を介して接続された直流化のための１つの整流回路ＤＣ１と、１つの整流回路ＤＣ１から検出抵抗Ｒ５を通じて検出した直流出力電圧を基に電源回路Ｚ１’におけるスイッチングの周波数を制御する１つの制御回路Ｓ１とを有し、これら複数の電源回路Ｚ１’は、１つの制御回路Ｓ１からの単一制御信号により、各スイッチング周波数が同時に制御される。
また、図１の共振型スイッチング電源装置において、電源回路Ｚ１’は、直流入力Ｖｉの両端に並列接続されて直流入力Ｖｉを平滑する平滑コンデンサＣ１と、直流入力Ｖｉの両端に直列接続されて直流入力ＶｉをスイッチングするスイッチングトランジスタＱ１およびスイッチングトランジスタＱ３と、スイッチングトランジスタＱ１のスイッチングのＯＮ特性（立ち上がり特性）を規制するＯＮ規制手段としての抵抗Ｒ１、ダイオードＤ１、抵抗Ｒ２と、スイッチングトランジスタＱ１のスイッチングのＯＦＦ特性（立ち下がり特性）を規制するためにスイッチングトランジスタＱ１の電荷を引き抜く引き抜きトランジスタＱ２と、スイッチングトランジスタＱ３のスイッチングのＯＮ特性（立ち上がり特性）を規制するＯＮ規制手段としての抵抗Ｒ３、ダイオードＤ２、抵抗Ｒ４と、スイッチングトランジスタＱ３のスイッチングのＯＦＦ特性（立ち下がり特性）を規制するためにスイッチングトランジスタＱ３の電荷を引き抜く引き抜きトランジスタＱ４と、スイッチングトランジスタＱ１およびスイッチングトランジスタＱ３によるスイッチング出力が供給されて交流出力Ａｏを得るスイッチングトランスＴ１と、制御回路Ｓ１からの単一制御信号をスイッチングトランジスタＱ１およびスイッチングトランジスタＱ３に供給するドライブトランスＴ２とからなる。
また、共振回路Ｚ２は、複数の電源回路Ｚ１’における各スイッチングトランスＴ１の２次側巻線が直列接続された出力側の一端に、共振コイルＬ１が接続されさらに直列に共振コンデンサＣ２が接続され、また、複数の電源回路Ｚ１’の直列接続された出力側の両端に、並列に共振コンデンサＣ３が接続されている。
また、ここでは整流回路ＤＣ１としては、共振回路Ｚ２の一端に直列接続されたダイオードＤ３と、共振回路Ｚ２の両端に並列接続されたダイオードＤ４と、共振回路Ｚ２の両端にダイオードＤ３を介して並列接続された平滑コンデンサＣ４１とにより、半波倍電圧整流回路を構成している。
次に、逆バイアス回路について図２および図３を用いて具体的に説明する。
スイッチングトランジスタＱ１およびＱ３による各スイッチングのＯＦＦ特性として、図３（ａ）、（ｂ）に示す従来回路の場合に対して、図３（ｃ）、（ｄ）に示す本回路のように、ＯＮ時に蓄積した電荷をゲート端子から早く引き抜いてＯＦＦ時間を短縮するために、従来例１のようにスイッチングトランジスタＱ１およびＱ３のゲート側において、抵抗Ｒ１、ダイオードＤ１、抵抗Ｒ２および抵抗Ｒ３、ダイオードＤ２、抵抗Ｒ４からなるＯＮ規制手段に引き抜きトランジスタＱ２およびＱ４が接続されているが、さらにＯＦＦ時間を短縮するために、複数の電源回路Ｚ１’の各引き抜きトランジスタＱ２およびＱ４に対して、逆バイアス電圧を供給するための逆バイアス回路が接続されている。
そして、この逆バイアス回路は、引き抜きトランジスタＱ２に接続されたチョークコイルＬ２と、チョークコイルＬ２を介して引き抜きトランジスタＱ２に逆バイアス電圧を供給するバイアス電源Ｖ１と、引き抜きトランジスタＱ４に接続されたチョークコイルＬ３と、チョークコイルＬ３を介して引き抜きトランジスタＱ４に逆バイアス電圧を供給するバイアス電源Ｖ２とからなる。
例えば、図３に示すように、しきい値＝１．０Ｖのスイッチングトランジスタの場合で、ａ−ｂ’間に流れる電流が大きい場合には、そのスイッチング動作に対してスイッチングトランジスタのリード（特にドレイン・ソース）のリアクタンス成分が大きく影響し、図３（ａ）、（ｂ）に示すように、従来回路において、スイッチングの立下り時間が長くなってしまう。このようにスイッチングの立下り時間が長くかかるということは、即ち、スイッチングトランジスタそのものの発熱に影響し、当然ながら、動作効率の低下にもつながる。
このような問題を解決するために、図３（ｃ）、（ｄ）に示すように、スイッチングトランジスタのゲートに逆バイアス電圧を印加することにより、スイッチングの立下り時間がさらに早くなり、即ち、スイッチングトランジスタそのものの発熱を抑えることができ、当然ながら、動作効率のＵＰとなる。
次に、上記の実施の形態の構成における大容量化の実現について、具体的な数値例を用いて、背景技術で説明した従来例の構成を用いた場合と比較して説明する。
ここでは、例えば、２４０Ｖ・２．８Ａ（６６７Ｗ）の小容量負荷に対して電力供給する場合から、その約３倍である２４０Ｖ・８．３Ａ（２．０ＫＷ）の大容量負荷に対して電力供給が可能なようにパワーアップする場合を例に挙げて説明する。なお、ここでは、説明を分かり易くするため、スイッチングトランスＴ１の１次側の電圧を２４Ｖとし、スイッチングトランスＴ１や整流回路ＤＣ１、ＤＣ２や共振回路Ｚ２などにおける変換（通過）ロスが無いものとする。
まず、図６に示す従来例１の構成の場合に、上記の小容量負荷に電力供給する場合は、負荷容量を２４０Ｖ・２．８Ａ（６６７Ｗ）とすれば、スイッチングトランスＴ１の２次側では負荷容量と同一の２４０Ｖ・２．８Ａ（６６７Ｗ）の電力が必要となるため、スイッチングトランスＴ１の１次側には２４Ｖ・２８Ａの電流を供給すれば良いことになる。
これに対して、上記の大容量負荷に電力供給するために、図６に示す従来例１の構成のままでパワーアップする場合は、負荷容量を２４０Ｖ・８．３Ａ（２．０ＫＷ）とすれば、スイッチングトランスＴ１の２次側では負荷容量と同一の２４０Ｖ・８．３Ａ（２．０ＫＷ）の電力が必要となるため、スイッチングトランスＴ１の１次側には２４Ｖ・８３Ａの電流を供給しなければならず、スイッチングトランスＴ１の１次側の回路部品としては、上記の小容量負荷に電力供給する場合に対して約３倍の２４Ｖ・８３Ａの電流に対応できるものが必要となる。
一方、上記の大容量負荷に電力供給するために、図７に示す従来例２の構成でパワーアップする場合は、負荷容量を２４０Ｖ・８．３Ａ（２．０ＫＷ）とすれば、１つの電源回路Ｕ１においては、スイッチングトランスＴ１の２次側では２４０Ｖ・２．８Ａ（６６７Ｗ）の電力が得られれば良いため、スイッチングトランスＴ１の１次側には２４Ｖ・２８Ａの電流を供給すれば良く、スイッチングトランスＴ１の１次側の回路部品としては、上記の小容量負荷に電力供給する場合と同一の２４Ｖ・２８Ａの電流に対応できるものを使用すれば良い。
ただし、上記のように図６に示す従来例１の構成や図７に示す従来例２の構成でパワーアップする場合は、「発明が解決しようとする課題」でも説明したように多くの問題が発生していた。
そこで、上記の大容量負荷に電力供給するために、図１に示す本実施の形態１の構成でパワーアップする場合は、負荷容量を２４０Ｖ・８．３Ａ（２．０ＫＷ）とすれば、１つの電源回路Ｚ１’においては、スイッチングトランスＴ１の２次側では８０Ｖ・８．３Ａ（６６７Ｗ）の電力が必要となるが、スイッチングトランスＴ１の１次側には２４Ｖ・２８Ａの電流を供給すればよく、スイッチングトランスＴ１の１次側の回路部品としては、上記の小容量負荷に電力供給する場合と同一の２４Ｖ・２８Ａの電流に対応できるものを使用すれば良い。
以上から、例えば必要最小限の部品を使用した電源回路Ｚ１’（直流入力電圧：ＤＣ２４Ｖ、直流出力電圧：ＤＣ２４Ｖ（約２００Ｗ））を１０回路用意し、これら電源回路Ｚ１’の各入力側を並列接続し、各電源回路Ｚ１’の各出力側（スイッチングトランスＴ１の２次側巻線側）を直列接続することにより、直流出力として直流電圧２４０Ｖ（２．０ＫＷ）の電力供給容量が得られる共振型スイッチング電源装置を実現することができる。
且つ、各電源回路Ｚ１’内の平滑コンデンサＣ１、スイッチングトランジスタＱ１、Ｑ３、スイッチングトランスＴ１は、電流容量として８３Ａ（マージン等考慮すると、１００Ａ程度）／１０回路＝１０Ａを保証すれば良く、回路構成の選択自由度は高くなり製品コストも安価で済む。また、直並列共振回路Ｚ２についても、（最大）負荷電流として約８．３Ａ（マージン等考慮しても、１０Ａ程度）を保証できる部品を選定すれば良い。
以上の実施の形態１のスイッチング電源装置によれば、具体的には、携帯電話等の基地局に使用する電源装置のように、交換器数（負荷容量）に応じて、最小必要数の電源回路を追加するだけで容易に対応できるとともに、さらに、バッテリー等の直流入力の電圧変動範囲が広くかつ複雑な出力電圧変動および負荷電流変動にも、安定した電力供給を可能にすることができる。
（実施の形態２）
本発明の実施の形態２のスイッチング電源装置を説明する。
本実施の形態２のスイッチング電源装置として、実施の形態１の回路構成に対して逆バイアス回路を簡素化する場合について、図４を用いて以下に説明する。
図４は本実施の形態２のスイッチング電源装置の構成例を示す回路図である。
本実施の形態２のスイッチング電源装置における逆バイアス回路は、図４に示すように、引き抜きトランジスタＱ２には、各電源回路Ｚ１’ごとにチョークコイルＬ２が１つずつ接続され、かつ１つのバイアス電源Ｖ１から各チョークコイルＬ２を介して逆バイアス電圧を供給するとともに、引き抜きトランジスタＱ４には、全電源回路Ｚ１’に対してチョークコイルＬ３が１つ接続され、かつ１つのバイアス電源Ｖ２から１つのチョークコイルＬ３を介して逆バイアス電圧を供給するように構成されている。
以上の実施の形態２のスイッチング電源装置によれば、各引き抜きトランジスタＱ２および各引き抜きトランジスタＱ４のそれぞれに逆バイアス電圧を供給する逆バイアス回路として、１組（２台）のバイアス電源Ｖ１、Ｖ２を、複数の電源回路Ｚ１’の全てに対して共用することにより、装置全体の回路構成を簡素化することができ、回路の部品点数を大幅に削減するとともに、製品コストを大幅に低減することができる。
なお、上記の各実施の形態の構成においては、各電源回路Ｚ１’の直列接続された出力側の両端に接続する１つの共振回路として、各電源回路Ｚ１’の直列接続された出力側の両端に並列接続された共振コンデンサＣ３を、各電源回路Ｚ１’の直列接続された出力側の一端に直列接続された共振コイルＬ１および共振コンデンサＣ２の後段（直流出力側）に接続した構成の共振回路Ｚ２を用いたが、このように構成した共振回路Ｚ２の代わりに、図５に示すように、各電源回路Ｚ１’の直列接続された出力側の両端に並列接続された共振コンデンサＣ３の一端（＋電位側）を、各電源回路Ｚ１’の直列接続された出力側の一端に直列接続された共振コイルＬ１と共振コンデンサＣ２との接続点に接続した構成の共振回路Ｚ２’を用いても、同様に実施できる。
また、上記の各実施の形態の構成においては、直流出力Ｖｏを得るための整流回路として、整流回路ＤＣ１のように、ダイオードＤ３とダイオードＤ４と平滑コンデンサＣ４１とで構成することにより倍電圧整流が可能な半波倍電圧整流回路を用いたが、整流回路ＤＣ１の代わりに、図６あるいは図７に示す従来例の整流回路ＤＣ２のように、倍電圧整流はできないが、ダイオードＤ３と平滑コンデンサＣ４１だけで構成することにより部品点数が少なくなって回路構成を簡素化することが可能な半波整流回路を用いても良い。
また、直流出力Ｖｏを得るための整流回路としては、図示していないが、直流出力Ｖｏにおけるリプル成分を低減して波形特性を向上することが可能な全波倍電圧整流回路を用いても、あるいは、前述のように波形特性を向上するだけでなく、さらに電力アップも可能なフルブリッジ回路を用いても良い。
また、上記の各実施の形態の構成においては、電源回路Ｚ１’を３ブロック用いて並列接続することにより、電源回路Ｚ１’を１ブロックだけ用いて電力供給が可能な小容量負荷に対して、その３倍の大容量負荷に対して電力供給が可能なようにパワーアップする場合を例に挙げて説明したが、電源回路Ｚ１’を並列接続するブロック数については、この限りではなく、電源回路Ｚ１’を１ブロックだけ用いて供給が可能な電力容量や、電力供給対象の負荷容量に応じて予め設定された所要の電力供給容量に対応させて、並列接続する電源回路Ｚ１’のブロック数を任意に設定して構成すればよい。
本発明のスイッチング電源装置は、大容量負荷に対しても、必要最小限の部品を使用して所要の電力容量に十分対応させることができるとともに、複数回路のそれぞれのスイッチングの制御タイミングを完全に同期させ安定的にスイッチング周波数を変化して、直流出力を安定的に出力することができるもので、各種電子機器の電源として使用され、入力電圧、出力電圧および負荷電流の変動に対しても安定した出力電圧を供給するための電源装置等に有用である。
Ａｏ 交流出力
Ｃ１ 平滑コンデンサ（第１コンデンサ）
Ｃ２ 共振コンデンサ（第２コンデンサ）
Ｃ３ 共振コンデンサ（第３コンデンサ）
Ｃ４１ 平滑コンデンサ
Ｃ５ 結合コンデンサ
Ｄ１ ダイオード（第１ＯＮ規制手段）
Ｄ２ ダイオード（第２ＯＮ規制手段）
Ｄ３ ダイオード
Ｄ４ ダイオード
ＤＣ１ 整流回路
ＤＣ２ 整流回路
Ｌ１ 共振コイル（第１コイル）
Ｌ２ チョークコイル（第２コイル）
Ｌ３ チョークコイル（第３コイル）
Ｑ１ スイッチングトランジスタ（第１トランジスタ）
Ｑ２ 引き抜きトランジスタ（第２トランジスタ）
Ｑ３ スイッチングトランジスタ（第３トランジスタ）
Ｑ４ 引き抜きトランジスタ（第４トランジスタ）
Ｒ１ 抵抗（第１ＯＮ規制手段）
Ｒ２ 抵抗（第１ＯＮ規制手段）
Ｒ３ 抵抗（第２ＯＮ規制手段）
Ｒ４ 抵抗（第２ＯＮ規制手段）
Ｒ５ 検出抵抗
Ｓ１ 制御回路
Ｓ２ 制御回路
Ｔ１ スイッチングトランス（第１トランス）
Ｔ２ ドライブトランス（第２トランス）
Ｕ１ 電源回路
Ｖ１ バイアス電源（第１バイアス電源）
Ｖ２ バイアス電源（第２バイアス電源）
Ｖｉ 直流入力
Ｖｏ 直流出力
Ｚ１ 電源回路
Ｚ１´ 電源回路
Ｚ２ 共振回路
Ｚ２´ 共振回路

Claims (7)

  1. 直流入力をスイッチングして得られる交流出力を直流化し、その直流出力を基に前記スイッチングの周波数を制御しつつ、前記直流出力を負荷に供給するスイッチング電源装置において、
    前記交流出力を得る電源回路が、負荷容量に対応させて複数設けられ、それらの各入力側が並列接続されるとともに各出力側が直列接続され、
    前記直列接続により前記複数の電源回路の各出力側が１つの出力とされた両端に１つの共振回路を介して接続された前記直流化のための１つの整流回路と、
    前記直流出力を基に前記スイッチングの周波数を制御するための単一制御信号を出力する１つの制御回路とを有し、
    前記複数の電源回路は、
    前記１つの制御回路からの前記単一制御信号により、各スイッチング周波数が同時に制御される
    ことを特徴とするスイッチング電源装置。
  2. 請求項１に記載のスイッチング電源装置であって、
    前記電源回路は、
    前記直流入力の両端に並列接続されて前記直流入力を平滑する第１コンデンサと、
    前記直流入力の両端に直列接続されて前記直流入力を前記スイッチングする第１トランジスタおよび第３トランジスタと、
    前記第１トランジスタの前記スイッチングのＯＮ特性を規制する第１ＯＮ規制手段と、
    前記第１トランジスタの前記スイッチングのＯＦＦ特性を規制するために前記第１トランジスタの電荷を引き抜く第２トランジスタと、
    前記第３トランジスタの前記スイッチングのＯＮ特性を規制する第２ＯＮ規制手段と、
    前記第３トランジスタの前記スイッチングのＯＦＦ特性を規制するために前記第３トランジスタの電荷を引き抜く第４トランジスタと、
    前記第１トランジスタおよび前記第３トランジスタによる前記スイッチング出力が供給されて前記交流出力を得る第１トランスと、
    前記制御回路からの前記単一制御信号を前記第１トランジスタおよび前記第３トランジスタに供給する第２トランスとからなる
    ことを特徴とするスイッチング電源装置。
  3. 請求項１に記載のスイッチング電源装置であって、
    前記共振回路は、
    前記複数の電源回路の前記直列接続された出力側に直列接続され直列共振のための第１コイルおよび第２コンデンサと、
    前記複数の電源回路の前記直列接続された出力側に並列接続され並列共振のための第３コンデンサとからなる
    ことを特徴とするスイッチング電源装置。
  4. 請求項３に記載のスイッチング電源装置であって、
    前記共振回路は、
    前記第３コンデンサの一端が、
    前記第１コイルと前記第２コンデンサとの間に接続された
    ことを特徴とするスイッチング電源装置。
  5. 請求項２に記載のスイッチング電源装置であって、
    前記複数の電源回路の各第２トランジスタおよび各第４トランジスタに逆バイアス電圧を供給する逆バイアス回路を備えた
    ことを特徴とするスイッチング電源装置。
  6. 請求項５に記載のスイッチング電源装置であって、
    前記逆バイアス回路は、
    前記第２トランジスタにチョーク接続された第２コイルと、
    前記第２コイルを介して前記第２トランジスタに前記逆バイアス電圧を供給する第１バイアス電源と、
    前記第４トランジスタにチョーク接続された第３コイルと、
    前記第３コイルを介して前記第４トランジスタに前記逆バイアス電圧を供給する第２バイアス電源とからなる
    ことを特徴とするスイッチング電源装置。
  7. 請求項６に記載のスイッチング電源装置であって、
    前記逆バイアス回路は、
    前記第２トランジスタには、
    それぞれの前記電源回路ごとに前記第２コイルが１つずつ接続され、
    かつ１つの前記第１バイアス電源から各第２コイルを介して前記逆バイアス電圧を供給するとともに、
    前記第４トランジスタには、
    全ての前記電源回路に対して前記第３コイルが１つ接続され、
    かつ１つの前記第２バイアス電源から１つの前記第３コイルを介して前記逆バイアス電圧を供給する
    ことを特徴とするスイッチング電源装置。
JP2009523528A 2007-07-18 2008-06-25 スイッチング電源装置 Pending JPWO2009011091A1 (ja)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2007186385 2007-07-18
JP2007186385 2007-07-18
PCT/JP2008/001647 WO2009011091A1 (ja) 2007-07-18 2008-06-25 スイッチング電源装置

Publications (1)

Publication Number Publication Date
JPWO2009011091A1 true JPWO2009011091A1 (ja) 2010-09-16

Family

ID=40259439

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2009523528A Pending JPWO2009011091A1 (ja) 2007-07-18 2008-06-25 スイッチング電源装置

Country Status (5)

Country Link
US (1) US8351230B2 (ja)
EP (1) EP2175549A4 (ja)
JP (1) JPWO2009011091A1 (ja)
CN (1) CN101689809B (ja)
WO (1) WO2009011091A1 (ja)

Families Citing this family (14)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US9461552B2 (en) 2006-03-23 2016-10-04 Enphase Energy, Inc. Method and apparatus for power conversion
US9436198B2 (en) 2006-03-23 2016-09-06 Enphase Energy, Inc. Method and apparatus for power conversion
KR101205279B1 (ko) * 2006-03-23 2012-11-27 엔페이즈 에너지, 인코포레이티드 직류를 교류로 변환하는 방법 및 장치
JPWO2009011091A1 (ja) * 2007-07-18 2010-09-16 パナソニック株式会社 スイッチング電源装置
CN102545630B (zh) * 2012-01-04 2015-05-20 浙江大学 一种循环交叉整流的多个模块组合变换器
WO2014070998A1 (en) * 2012-10-31 2014-05-08 Massachusetts Institute Of Technology Systems and methods for a variable frequency multiplier power converter
FR3004870B1 (fr) * 2013-04-23 2015-05-22 Valeo Equip Electr Moteur Procede et dispositif de commande d'un convertisseur multiphase courant continu-courant continu a resonance, et convertisseur multiphase correspondant
JP6295173B2 (ja) * 2014-05-19 2018-03-14 ローム株式会社 電源装置
EP2961053A1 (de) * 2014-06-25 2015-12-30 Siemens Aktiengesellschaft Schaltnetzteil
US10637264B2 (en) * 2014-09-24 2020-04-28 Powertec Solutions International Llc Portable switching power supply with attachable battery pack and enclosure
JP6621293B2 (ja) * 2015-10-14 2019-12-18 新電元工業株式会社 スイッチング電源装置
EP3420623B1 (en) * 2016-02-23 2021-12-29 Texas Instruments Incorporated Battery apparatus and cell balancing circuits
TWI692182B (zh) 2018-08-31 2020-04-21 群光電能科技股份有限公司 電壓轉換器以及用於降低共模雜訊的電壓轉換方法
DE112018004240T5 (de) * 2018-12-17 2021-04-08 Fuji Electric Co., Ltd. Dc-dc-wandler

Citations (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS5471360A (en) * 1977-11-17 1979-06-07 Sony Corp Stabilized electric source circuit
JPS63250213A (ja) * 1987-04-06 1988-10-18 Mitsubishi Electric Corp ドライブ回路
JPH04265A (ja) * 1990-04-16 1992-01-06 Mitsubishi Electric Corp 電力変換装置
JPH05292743A (ja) * 1992-04-08 1993-11-05 Yokogawa Electric Corp 電圧共振型スイッチング電源
JPH066975A (ja) * 1992-06-17 1994-01-14 Canon Inc 高圧電源回路
JP2000116149A (ja) * 1998-10-06 2000-04-21 Meidensha Corp 高周波電源装置
JP2001250665A (ja) * 2000-03-07 2001-09-14 Meidensha Corp 半導体式高周波電源装置
WO2005109618A1 (ja) * 2004-05-07 2005-11-17 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. 共振型スイッチング電源装置
JP2006074897A (ja) * 2004-09-01 2006-03-16 Sony Corp スイッチング電源回路

Family Cites Families (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH0395898A (ja) * 1989-06-30 1991-04-22 Toshiba Corp Ｘ線発生装置
US5311419A (en) * 1992-08-17 1994-05-10 Sundstrand Corporation Polyphase AC/DC converter
JP3250354B2 (ja) 1993-12-24 2002-01-28 オムロン株式会社 電源装置
US20020175719A1 (en) * 2001-04-25 2002-11-28 Isaac Cohen Transistor drive circuits and methods using selective discharge of terminal capacitance
JP4661119B2 (ja) 2004-07-29 2011-03-30 パナソニック株式会社 スイッチング電源
DE102005036806A1 (de) 2005-08-02 2007-02-08 Lorch Schweißtechnik GmbH Elektrische Stromquelle, insbesondere Schweißstromquelle
JPWO2009011091A1 (ja) * 2007-07-18 2010-09-16 パナソニック株式会社 スイッチング電源装置

Patent Citations (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS5471360A (en) * 1977-11-17 1979-06-07 Sony Corp Stabilized electric source circuit
JPS63250213A (ja) * 1987-04-06 1988-10-18 Mitsubishi Electric Corp ドライブ回路
JPH04265A (ja) * 1990-04-16 1992-01-06 Mitsubishi Electric Corp 電力変換装置
JPH05292743A (ja) * 1992-04-08 1993-11-05 Yokogawa Electric Corp 電圧共振型スイッチング電源
JPH066975A (ja) * 1992-06-17 1994-01-14 Canon Inc 高圧電源回路
JP2000116149A (ja) * 1998-10-06 2000-04-21 Meidensha Corp 高周波電源装置
JP2001250665A (ja) * 2000-03-07 2001-09-14 Meidensha Corp 半導体式高周波電源装置
WO2005109618A1 (ja) * 2004-05-07 2005-11-17 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. 共振型スイッチング電源装置
JP2006074897A (ja) * 2004-09-01 2006-03-16 Sony Corp スイッチング電源回路

Also Published As

Publication number Publication date
EP2175549A1 (en) 2010-04-14
EP2175549A4 (en) 2012-01-25
US20100182805A1 (en) 2010-07-22
US8351230B2 (en) 2013-01-08
CN101689809B (zh) 2013-03-20
WO2009011091A1 (ja) 2009-01-22
CN101689809A (zh) 2010-03-31

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JPWO2009011091A1 (ja) スイッチング電源装置
JP6942852B2 (ja) 広出力電圧範囲用の絶縁型ｄｃ／ｄｃコンバータ及びその制御方法
CN107437900B (zh) 具有可切换反射输出电压的谐振功率转换器
US11011936B2 (en) Single-stage transmitter for wireless power transfer
US20180234022A1 (en) Ac/dc converters with wider voltage regulation range
US9660520B2 (en) Method and apparatus to provide power conversion with high power factor
US9667153B2 (en) Switching power supply apparatus for generating control signal for lowering switching frequency of switching devices
US7969752B2 (en) Switching power supply device using current sharing transformer
US9547351B2 (en) Power supply apparatus
CN111771326B (zh) 包含并联转换器的ac到dc转换器
US20060098461A1 (en) DC-AC converter
JP2008187821A (ja) 絶縁型ａｃ−ｄｃコンバータおよびそれを用いるｌｅｄ用直流電源装置
JP2015144554A (ja) 電力変換装置
WO2015059949A1 (ja) 電力変換装置
Kasper et al. Hardware verification of a hyper-efficient (98%) and super-compact (2.2 kW/dm 3) isolated AC/DC telecom power supply module based on multi-cell converter approach
JP5424307B2 (ja) 絶縁型ｄｃ−ｄｃコンバータ
US20150194897A1 (en) Power supply apparatus
EP2975753A1 (en) A three-level converter
CN112350567A (zh) 一种供电电源、电源提供方法及计算机存储介质
US11356029B2 (en) Rectifying circuit and switched-mode power supply incorporating rectifying circuit
US9768702B2 (en) Converter with power factor correction
KR100966966B1 (ko) 다중출력 직류/직류 컨버터
KR100966965B1 (ko) 다중출력 직류/직류 컨버터
TW201103243A (en) Resonant power converter
JP2012253967A (ja) 電力変換装置

Legal Events

Date Code Title Description
A521 Request for written amendment filed

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523

Effective date: 20110527

A621 Written request for application examination

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621

Effective date: 20110527

A131 Notification of reasons for refusal

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131

Effective date: 20130423

A521 Request for written amendment filed

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523

Effective date: 20130617

A131 Notification of reasons for refusal

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131

Effective date: 20130806

A521 Request for written amendment filed

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523

Effective date: 20130926

A02 Decision of refusal

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02

Effective date: 20140212

A711 Notification of change in applicant

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A711

Effective date: 20140220

A521 Request for written amendment filed

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A821

Effective date: 20140220