JPH08205535A - 電圧共振型ｄｃ−ｄｃコンバータの制御方法 - Google Patents
電圧共振型ｄｃ−ｄｃコンバータの制御方法Info
- Publication number
- JPH08205535A JPH08205535A JP7024465A JP2446595A JPH08205535A JP H08205535 A JPH08205535 A JP H08205535A JP 7024465 A JP7024465 A JP 7024465A JP 2446595 A JP2446595 A JP 2446595A JP H08205535 A JPH08205535 A JP H08205535A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- output
- voltage
- converter
- inverter
- transformer
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Landscapes
- Rectifiers (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 効率を低下させずに電圧共振型ＤＣ−ＤＣコ
ンバータの出力範囲を拡大する。 【構成】 二組の電圧共振型ＤＣ−ＡＣコンバータの交
流出力を互いに逆極性で直列に接続し、両者の交流出力
電圧が互いに減算された電圧を全波整流回路に加えて整
流し、フィルタで直流出力を得るＤＣ−ＤＣコンバータ
で、それぞれのＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング素
子の駆動位相を可変させて出力電圧を制御する。
ンバータの出力範囲を拡大する。 【構成】 二組の電圧共振型ＤＣ−ＡＣコンバータの交
流出力を互いに逆極性で直列に接続し、両者の交流出力
電圧が互いに減算された電圧を全波整流回路に加えて整
流し、フィルタで直流出力を得るＤＣ−ＤＣコンバータ
で、それぞれのＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング素
子の駆動位相を可変させて出力電圧を制御する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】小型で高い効率と広い制御範囲を
持つＤＣ−ＤＣコンバータと信号発生器を実現する方法
で直流電圧や高周波電力の必要なあらゆる産業で利用が
可能である。
持つＤＣ−ＤＣコンバータと信号発生器を実現する方法
で直流電圧や高周波電力の必要なあらゆる産業で利用が
可能である。
【０００２】
【従来の技術】直流をＤＣ−ＡＣインバータに加えて交
流に変換し、この交流電圧を整流した後フィルタで平滑
して直流電圧得るＤＣ−ＤＣコンバータでは、装置を小
型化する手法としてＤＣ−ＡＣインバータのスイッチン
グ周波数を上げて変圧器やフィルタを小型化する方法が
取られている。しかし、スイッチング周波数を上げると
スイッチング素子などのスイッチング損失も大きくなる
ので、スイッチング周波数を上げるにも限界があり、こ
のスイッチング周波数は数１００ｋＨｚが限界であっ
た。
流に変換し、この交流電圧を整流した後フィルタで平滑
して直流電圧得るＤＣ−ＤＣコンバータでは、装置を小
型化する手法としてＤＣ−ＡＣインバータのスイッチン
グ周波数を上げて変圧器やフィルタを小型化する方法が
取られている。しかし、スイッチング周波数を上げると
スイッチング素子などのスイッチング損失も大きくなる
ので、スイッチング周波数を上げるにも限界があり、こ
のスイッチング周波数は数１００ｋＨｚが限界であっ
た。
【０００３】さらにスイッチング周波数を上げて小型化
する手法として共振型ＤＣ−ＡＣインバータが利用され
ている。この方法はＬＣの共振特性を利用してスイッチ
ング素子に加わる電圧または電流を半周期がゼロの期間
を持つ半波正弦波状にして、電圧または電流のゼロとな
る期間にスイッチング素子をＯＮし、スイッチング素子
のスイッチング損失を大幅に減らす方法がある。
する手法として共振型ＤＣ−ＡＣインバータが利用され
ている。この方法はＬＣの共振特性を利用してスイッチ
ング素子に加わる電圧または電流を半周期がゼロの期間
を持つ半波正弦波状にして、電圧または電流のゼロとな
る期間にスイッチング素子をＯＮし、スイッチング素子
のスイッチング損失を大幅に減らす方法がある。
【０００４】スイッチング素子に加わる電圧がゼロの期
間にスイッチングをする方法はＺ．Ｖ．Ｓ（Ｚｅｒｏ
Ｖｏｌｔ Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ）、電流がゼロの期間に
スイッチングする方法はＺ．Ｃ．Ｓ（Ｚｅｒｏ Ｃｕｒ
ｒｅｎｔ Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ）と呼ばれている。これ
らの方法はスイッチング損失を大幅に下げるだけでな
く、スイッチング時におけるスイッチング・ノイズも大
幅に低減する理想的な特性を持つ。
間にスイッチングをする方法はＺ．Ｖ．Ｓ（Ｚｅｒｏ
Ｖｏｌｔ Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ）、電流がゼロの期間に
スイッチングする方法はＺ．Ｃ．Ｓ（Ｚｅｒｏ Ｃｕｒ
ｒｅｎｔ Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ）と呼ばれている。これ
らの方法はスイッチング損失を大幅に下げるだけでな
く、スイッチング時におけるスイッチング・ノイズも大
幅に低減する理想的な特性を持つ。
【０００５】しかし、これらの共振型ＤＣ−ＡＣインバ
ータはスイッチングの一周期あたりの処理するエネルギ
ーがほぼ固定していて、旧来のスイッチングレギュレー
タのようにスイッチング素子のＯＮ時間を制御して出力
を制御することが困難である。この理由は、スイッチン
グ素子のＯＮ時間を制御すると、スイッチング素子の電
圧や電流がゼロになるタイミングも変化するために、ス
イッチング素子の電圧や電流がゼロの期間に合わせてス
イッチング素子をＯＮするための、微妙なタイミングを
得ることが困難であったり、スイッチング素子のＯＮ時
間が短い場合は共振回路に充分な共振エネルギーが与え
られず、電圧や電流がゼロになる期間が不足するためで
ある。
ータはスイッチングの一周期あたりの処理するエネルギ
ーがほぼ固定していて、旧来のスイッチングレギュレー
タのようにスイッチング素子のＯＮ時間を制御して出力
を制御することが困難である。この理由は、スイッチン
グ素子のＯＮ時間を制御すると、スイッチング素子の電
圧や電流がゼロになるタイミングも変化するために、ス
イッチング素子の電圧や電流がゼロの期間に合わせてス
イッチング素子をＯＮするための、微妙なタイミングを
得ることが困難であったり、スイッチング素子のＯＮ時
間が短い場合は共振回路に充分な共振エネルギーが与え
られず、電圧や電流がゼロになる期間が不足するためで
ある。
【０００６】したがって、この欠点を除くため、Ｚ．
Ｃ．Ｓの代表的な例であるＵＳ Ｐａｔｅｎｔ ４４１
５９５９のＦｏｗａｒｄ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ ａｔ
Ｚｅｒｏ Ｃｕｒｒｅｎｔに見られるように、出力を制
御するためにはスイッチング素子のＯＮ時間を一定にし
たまま、スイッチング周波数を変化させて単位時間あた
りのエネルギーを変化させて出力を制御していた。
Ｃ．Ｓの代表的な例であるＵＳ Ｐａｔｅｎｔ ４４１
５９５９のＦｏｗａｒｄ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ ａｔ
Ｚｅｒｏ Ｃｕｒｒｅｎｔに見られるように、出力を制
御するためにはスイッチング素子のＯＮ時間を一定にし
たまま、スイッチング周波数を変化させて単位時間あた
りのエネルギーを変化させて出力を制御していた。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】このように従来の方法
は出力を制御する方法としてＤＣ−ＡＣインバータのス
イッチング周波数を変化させる方法が取られていた。こ
の方法では出力電圧を下げた場合や軽負荷時にスイッチ
ング周波数が下り、フィルタの効果が低下する問題があ
った。さらに、複数の電源を同時に使用すると、互いの
周波数差のビート障害が起きたり、ノイズの周波数帯も
入力条件や負荷条件によって変化するので予期しないノ
イズによる障害が発生する可能性もあった。
は出力を制御する方法としてＤＣ−ＡＣインバータのス
イッチング周波数を変化させる方法が取られていた。こ
の方法では出力電圧を下げた場合や軽負荷時にスイッチ
ング周波数が下り、フィルタの効果が低下する問題があ
った。さらに、複数の電源を同時に使用すると、互いの
周波数差のビート障害が起きたり、ノイズの周波数帯も
入力条件や負荷条件によって変化するので予期しないノ
イズによる障害が発生する可能性もあった。
【０００８】また、Ｚ．Ｖ．ＳやＺ．Ｃ．Ｓの条件下で
スイッチング周波数を固定し、スイッチング素子のＯＦ
Ｆ時間やＯＮ時間を可変して出力を制御する方式では、
出力の可変範囲が狭く、しかもスイッチング素子をＯＮ
する最適なタイミングを得ることが困難であった。この
ような問題を除く目的として、スイッチング周波数を固
定し、しかも最適な共振条件を維持した状態で広範囲の
出力可変範を持つ制御方式が望まれていた。また、制御
回路などに利用する補助電源をＤＣ−ＡＣインバータの
二次側から得ると、出力を大幅に制御した場合に、補助
電源の電圧が変化するのでこの電圧が利用できず補助電
源用として小型のＤＣ−ＤＣコンバータを別に用意する
必要があり、コストアップの要因となっていた。
スイッチング周波数を固定し、スイッチング素子のＯＦ
Ｆ時間やＯＮ時間を可変して出力を制御する方式では、
出力の可変範囲が狭く、しかもスイッチング素子をＯＮ
する最適なタイミングを得ることが困難であった。この
ような問題を除く目的として、スイッチング周波数を固
定し、しかも最適な共振条件を維持した状態で広範囲の
出力可変範を持つ制御方式が望まれていた。また、制御
回路などに利用する補助電源をＤＣ−ＡＣインバータの
二次側から得ると、出力を大幅に制御した場合に、補助
電源の電圧が変化するのでこの電圧が利用できず補助電
源用として小型のＤＣ−ＤＣコンバータを別に用意する
必要があり、コストアップの要因となっていた。
【０００９】
【課題を解決するための手段】このような点を考慮し
て、本発明では二組の電圧共振型ＤＣ−ＡＣインバータ
を用意し、このＤＣ−ＡＣインバータの出力を互いに逆
方向になるように直列に接続した電圧を整流、平滑して
出力し、それぞれのスイッチング素子を駆動する位相を
変化させて出力を制御する方法を採用した。
て、本発明では二組の電圧共振型ＤＣ−ＡＣインバータ
を用意し、このＤＣ−ＡＣインバータの出力を互いに逆
方向になるように直列に接続した電圧を整流、平滑して
出力し、それぞれのスイッチング素子を駆動する位相を
変化させて出力を制御する方法を採用した。
【００１０】
【作用】同一の定数を持つ電圧共振型インバータのＡＣ
出力を互いに逆極性で接続し、互いのＡＣ出力の差を整
流器に加えて整流し、この電圧を平滑して出力とする
と、それぞれのインバータの駆動信号の位相が等しい場
合は、互いのＤＣ−ＡＣインバータの出力は打ち消し合
って出力はゼロとなる。互いのスイッチング素子の駆動
位相をずらすと互いのＡＣ出力差は位相差によってゼロ
とならず位相差が大きいほど全波整流器には値の大きい
電圧が加わる。最も出力の大きくなる条件は互いの駆動
信号位相が１／２周期ずれたときに最大となり、この状
態では両者の出力の和が出力される。
出力を互いに逆極性で接続し、互いのＡＣ出力の差を整
流器に加えて整流し、この電圧を平滑して出力とする
と、それぞれのインバータの駆動信号の位相が等しい場
合は、互いのＤＣ−ＡＣインバータの出力は打ち消し合
って出力はゼロとなる。互いのスイッチング素子の駆動
位相をずらすと互いのＡＣ出力差は位相差によってゼロ
とならず位相差が大きいほど全波整流器には値の大きい
電圧が加わる。最も出力の大きくなる条件は互いの駆動
信号位相が１／２周期ずれたときに最大となり、この状
態では両者の出力の和が出力される。
【００１１】これまでの説明では、変圧器を接続する極
性を除くと、相互の位相を変化できるインバータを直列
に接続し、位相の変化で出力を制御する旧来の制御方式
と等価に見える可能性もある。しかし、本発明の動作は
通常のインバータの出力を直列接続して、単純にこの和
を取った方法とは全く異なった動作をするもので、電圧
共振型ＤＣ−ＡＣインバータの特徴を効果的に利用した
ことに本発明のポイントがあることを以下に説明する。
性を除くと、相互の位相を変化できるインバータを直列
に接続し、位相の変化で出力を制御する旧来の制御方式
と等価に見える可能性もある。しかし、本発明の動作は
通常のインバータの出力を直列接続して、単純にこの和
を取った方法とは全く異なった動作をするもので、電圧
共振型ＤＣ−ＡＣインバータの特徴を効果的に利用した
ことに本発明のポイントがあることを以下に説明する。
【００１２】まず、各スイッチング素子のＯＮする位相
が１／２周期ずれた最大出力の条件で説明すると。それ
ぞれ、Ｔ1 、Ｔ2 の変圧器を持つ二組の電圧共振型イン
バータの出力を互いに逆方向に接続してＺ．Ｖ．Ｓを実
現すると、変圧器Ｔ1 を持つインバータのスイッチング
素子がＯＮ、他方のインバータのスイッチング素子がＯ
ＦＦとなる半サイクルでは、図１の等価回路を示すよう
に、変圧器Ｔ1 側の一次巻線には入力電圧Ｖi がそのま
ま加わる、他方の変圧器の一次巻線には電源電圧Ｖi と
共振による半波正弦波状の電圧ＶR とＶi の差電圧であ
るＶi −ＶR が加わる。
が１／２周期ずれた最大出力の条件で説明すると。それ
ぞれ、Ｔ1 、Ｔ2 の変圧器を持つ二組の電圧共振型イン
バータの出力を互いに逆方向に接続してＺ．Ｖ．Ｓを実
現すると、変圧器Ｔ1 を持つインバータのスイッチング
素子がＯＮ、他方のインバータのスイッチング素子がＯ
ＦＦとなる半サイクルでは、図１の等価回路を示すよう
に、変圧器Ｔ1 側の一次巻線には入力電圧Ｖi がそのま
ま加わる、他方の変圧器の一次巻線には電源電圧Ｖi と
共振による半波正弦波状の電圧ＶR とＶi の差電圧であ
るＶi −ＶR が加わる。
【００１３】それぞれの変圧器の一次巻線の巻回数をＮ
1 、二次巻線の回数をＮ2 とすると二次巻線はそれぞれ
逆方向で直列に接続されているのでこの合成された電圧
は図１で示すようにＮ2 ＶR ／Ｎ1 となりＶi の項が完
全に消去され、出力電圧は共振電圧ＶR だけで決定され
る。半周期を経過した次のサイクルでは、他方のスイッ
チング素子がＯＮ、一方のスイッチングがＯＦＦとな
る。同様な動作を繰り返し、変圧器の合成された出力は
ほぼ正弦波状の電圧を出力する。この動作でＶi項が消
去されることは従来のＤＣ−ＡＣインバータのように立
ち上がりの速い波形が発生しないことを意味し、ノイズ
や効率の面から見ても理想的な動作をして、単純にイン
バータの出力の和を取った場合と全く異なった特徴を得
ることができる。また変圧器の総合出力を整流しないで
高い効率の正弦波発生器として利用することも可能であ
る。
1 、二次巻線の回数をＮ2 とすると二次巻線はそれぞれ
逆方向で直列に接続されているのでこの合成された電圧
は図１で示すようにＮ2 ＶR ／Ｎ1 となりＶi の項が完
全に消去され、出力電圧は共振電圧ＶR だけで決定され
る。半周期を経過した次のサイクルでは、他方のスイッ
チング素子がＯＮ、一方のスイッチングがＯＦＦとな
る。同様な動作を繰り返し、変圧器の合成された出力は
ほぼ正弦波状の電圧を出力する。この動作でＶi項が消
去されることは従来のＤＣ−ＡＣインバータのように立
ち上がりの速い波形が発生しないことを意味し、ノイズ
や効率の面から見ても理想的な動作をして、単純にイン
バータの出力の和を取った場合と全く異なった特徴を得
ることができる。また変圧器の総合出力を整流しないで
高い効率の正弦波発生器として利用することも可能であ
る。
【００１４】この動作を言い替えると、ＯＮしていた一
方のスイッチング素子がＯＦＦする直前に変圧器を流れ
る電流をＩp として、変圧器の一次側から見たインダク
タンスをＬとすると、ＬＩＰ２／２のエネルギーが蓄積
される。次にスイッチング素子がＯＦＦするとインダク
タンスに蓄積されたエネルギーは共振コンデンサＣを充
電するとともに変圧器を通して出力電力に変換される。
共振コンデンサの充電電圧がピークに達すると、共振コ
ンデンサは放電し、出力に電力を供給しながら放電し、
この電圧がゼロになった点で蓄積されたエネルギーは変
圧器を通してすべて出力に供給される。この場合のスイ
ッチング素子の駆動波形と端子電圧、変圧器合成出力波
形は図３に示す波形となる。
方のスイッチング素子がＯＦＦする直前に変圧器を流れ
る電流をＩp として、変圧器の一次側から見たインダク
タンスをＬとすると、ＬＩＰ２／２のエネルギーが蓄積
される。次にスイッチング素子がＯＦＦするとインダク
タンスに蓄積されたエネルギーは共振コンデンサＣを充
電するとともに変圧器を通して出力電力に変換される。
共振コンデンサの充電電圧がピークに達すると、共振コ
ンデンサは放電し、出力に電力を供給しながら放電し、
この電圧がゼロになった点で蓄積されたエネルギーは変
圧器を通してすべて出力に供給される。この場合のスイ
ッチング素子の駆動波形と端子電圧、変圧器合成出力波
形は図３に示す波形となる。
【００１５】この結果、スイッチング素子がＯＮの時に
インダクタンスに蓄積されたエネルギーは効率良く出力
として取り出され、同時にスイッチング素子の電極間容
量に蓄積された電圧エネルギーも効果的に出力電力に変
換され、ＭＨｚ帯のスイッチング周波数でも効率の良い
電圧変換が可能となる。
インダクタンスに蓄積されたエネルギーは効率良く出力
として取り出され、同時にスイッチング素子の電極間容
量に蓄積された電圧エネルギーも効果的に出力電力に変
換され、ＭＨｚ帯のスイッチング周波数でも効率の良い
電圧変換が可能となる。
【００１６】出力を変化させる場合、それぞれのスイッ
チング素子のＯＮする位相を変化させると変圧器の二次
電圧の合計値も変化し、両者の位相が一致した場合は出
力が完全にゼロとなるので、出力の制御範囲をゼロから
最大まで広く取れる。両者の駆動位相を近付けて出力を
下げた場合のスイッチング素子の駆動波形と端子電圧、
変圧器合成出力波形は図４に示す波形となる。
チング素子のＯＮする位相を変化させると変圧器の二次
電圧の合計値も変化し、両者の位相が一致した場合は出
力が完全にゼロとなるので、出力の制御範囲をゼロから
最大まで広く取れる。両者の駆動位相を近付けて出力を
下げた場合のスイッチング素子の駆動波形と端子電圧、
変圧器合成出力波形は図４に示す波形となる。
【００１７】しかし、互いのスイッチング・トランジス
タの変圧器の一次巻線と二次巻線が強く結合され、同時
に出力フイルタのチョークコイルのインダクタンスが臨
界値のオーダかあるいはそれ以下の場合、それぞれのス
イッチング・トランジスタの駆動位相が１／２周期の条
件から外れると一方のインバータの出力が他方に影響し
てＺ．Ｖ．Ｓの条件を満足せず、スイッチング素子の電
圧波形は図５にその一例を示すような波形となり、スイ
ッチング素子がＯＮの瞬間はスイッチング素子に共振コ
ンデンサを放電する大きな電流が流れ、急激な効率の低
下やノイズを発生する。
タの変圧器の一次巻線と二次巻線が強く結合され、同時
に出力フイルタのチョークコイルのインダクタンスが臨
界値のオーダかあるいはそれ以下の場合、それぞれのス
イッチング・トランジスタの駆動位相が１／２周期の条
件から外れると一方のインバータの出力が他方に影響し
てＺ．Ｖ．Ｓの条件を満足せず、スイッチング素子の電
圧波形は図５にその一例を示すような波形となり、スイ
ッチング素子がＯＮの瞬間はスイッチング素子に共振コ
ンデンサを放電する大きな電流が流れ、急激な効率の低
下やノイズを発生する。
【００１８】この場合、互いの変圧器にリーケージ・イ
ンダクタンスがあるとそれぞれのインバータの共振の独
立性が高まりＺ．Ｖ．Ｓの条件を常に保つことができ
る。このリーケージ・インダクタンスの目安は共振回路
の条件によって異なるが、変圧器の一次巻線と二次巻線
の結合係数を０．９程度に下げると目的が達成される。
このリーケージ・インダクタンスの代わりに変圧器の二
次側で変圧器の二次インダクタンスのおよそ１０％程度
のインダクタンスを介して互いに逆方向で直列接続して
も同じ目的が達成できる。この方法では、変圧器の二次
合成電圧の立ち上がり波形が急峻になったり振動を発生
する場合があるがコンデンサによって抑えることができ
る。
ンダクタンスがあるとそれぞれのインバータの共振の独
立性が高まりＺ．Ｖ．Ｓの条件を常に保つことができ
る。このリーケージ・インダクタンスの目安は共振回路
の条件によって異なるが、変圧器の一次巻線と二次巻線
の結合係数を０．９程度に下げると目的が達成される。
このリーケージ・インダクタンスの代わりに変圧器の二
次側で変圧器の二次インダクタンスのおよそ１０％程度
のインダクタンスを介して互いに逆方向で直列接続して
も同じ目的が達成できる。この方法では、変圧器の二次
合成電圧の立ち上がり波形が急峻になったり振動を発生
する場合があるがコンデンサによって抑えることができ
る。
【００１９】このＤＣ−ＡＣインバータの出力を整流せ
ずにそのまま利用したり、整流回路のフイルタ・チョー
クのインダクタンスが臨界値よりも大幅に多い場合や、
整流回路を通して純抵抗負荷で使用する場合は互いのイ
ンバータの位相を変化しても、互いの影響は少なくリー
ケージ・インダクタンスは不要となり意図的にリーケー
ジを増やす必要はない。
ずにそのまま利用したり、整流回路のフイルタ・チョー
クのインダクタンスが臨界値よりも大幅に多い場合や、
整流回路を通して純抵抗負荷で使用する場合は互いのイ
ンバータの位相を変化しても、互いの影響は少なくリー
ケージ・インダクタンスは不要となり意図的にリーケー
ジを増やす必要はない。
【００２０】出力を変化させた場合、出力の制御は各イ
ンバータの位相を変化するだけで、各変圧器の出力は変
化しない。したがって、一方または両者の変圧器の二次
電圧出力を合成せずにそのまま補助電源として利用する
と、出力をどのように変化しても補助電源は変化するこ
とがなく補助電源回路が簡略化でき、コストを下げるこ
とが可能となる。
ンバータの位相を変化するだけで、各変圧器の出力は変
化しない。したがって、一方または両者の変圧器の二次
電圧出力を合成せずにそのまま補助電源として利用する
と、出力をどのように変化しても補助電源は変化するこ
とがなく補助電源回路が簡略化でき、コストを下げるこ
とが可能となる。
【００２１】変圧器の二次側で互いに逆方向に変圧器の
二次電圧を合成したと同様の原理を一次側に適用し、図
２でその等価回路を示すように、変圧器の一次側で二つ
の電圧共振インバータの電圧を合成し、二次側でその変
圧した出力を取り出すことができる。この場合、請求項
の６、７、８を適用することは不可能であるが変圧器を
一個にできる利点がある。この場合もそれぞれの一次巻
線間の結合係数を０．９程度にしてリーケージ・インダ
クタンスを持たせたり、一次インダクタンスの１０％程
度のシリーズ・インダクタンスによって互いのインバー
タ電圧の影響を防ぎＺ．Ｖ．Ｓを保つことができる。
二次電圧を合成したと同様の原理を一次側に適用し、図
２でその等価回路を示すように、変圧器の一次側で二つ
の電圧共振インバータの電圧を合成し、二次側でその変
圧した出力を取り出すことができる。この場合、請求項
の６、７、８を適用することは不可能であるが変圧器を
一個にできる利点がある。この場合もそれぞれの一次巻
線間の結合係数を０．９程度にしてリーケージ・インダ
クタンスを持たせたり、一次インダクタンスの１０％程
度のシリーズ・インダクタンスによって互いのインバー
タ電圧の影響を防ぎＺ．Ｖ．Ｓを保つことができる。
【００２２】図２の回路は単純なセンタタップのＤＣ−
ＡＣインバータのように見えるが動作は全く異なり、ス
イッチング素子がＯＮの期間中は出力に電力が伝達され
ない、この期間に一次巻線にエネルギーを蓄積し、スイ
ッチング素子がＯＦＦの期間に、この蓄積されたエネル
ギーを共振コンデンサに充放電しながら出力に伝達する
フライバック動作をする。
ＡＣインバータのように見えるが動作は全く異なり、ス
イッチング素子がＯＮの期間中は出力に電力が伝達され
ない、この期間に一次巻線にエネルギーを蓄積し、スイ
ッチング素子がＯＦＦの期間に、この蓄積されたエネル
ギーを共振コンデンサに充放電しながら出力に伝達する
フライバック動作をする。
【００２３】同様な考えで電流共振インバータを互いに
並列に逆方向に接続して合成し、出力を可変することも
可能であるがスイッチング素子の端子容量に蓄積された
エネルギーを有効利用できる点で電圧共振型インバータ
が有利である。
並列に逆方向に接続して合成し、出力を可変することも
可能であるがスイッチング素子の端子容量に蓄積された
エネルギーを有効利用できる点で電圧共振型インバータ
が有利である。
【００２４】
【実施例】電圧共振型インバータの二次側で出力を合成
た実施例を図６に示す。この図では、変圧器２のＴ１一
次側にスイッチ８を設け、このスイッチ８に並列に共振
コンデンサ６、逆方向転流用ダイオード４を接続する。
変圧器３のＴ２一次側も同様にしてスイッチ９、共振コ
ンデンサ７、ダイオード５を接続する。スイッチはトラ
ンジスタやＦＥＴなどを使用し、ＦＥＴの場合は逆方向
ダイオードの回復時間の遅れによるトラブルを防ぐた
め、必要によっては直列にショットキー・ダイオードな
どの回復時間の速いダイオードを接続する。コンデンサ
６、７は耐圧だけでなく必要な電流の許容値を持つ特性
のものを選ぶ。
た実施例を図６に示す。この図では、変圧器２のＴ１一
次側にスイッチ８を設け、このスイッチ８に並列に共振
コンデンサ６、逆方向転流用ダイオード４を接続する。
変圧器３のＴ２一次側も同様にしてスイッチ９、共振コ
ンデンサ７、ダイオード５を接続する。スイッチはトラ
ンジスタやＦＥＴなどを使用し、ＦＥＴの場合は逆方向
ダイオードの回復時間の遅れによるトラブルを防ぐた
め、必要によっては直列にショットキー・ダイオードな
どの回復時間の速いダイオードを接続する。コンデンサ
６、７は耐圧だけでなく必要な電流の許容値を持つ特性
のものを選ぶ。
【００２５】変圧器の二次回路は互いに逆極性の巻き方
向になる極性で直列に接続し、この出力を整流器１０に
加える。必要に応じて、変圧器にリーケージ・インダク
タンスを持たせる場合は一次と二次の結合係数を０．９
ほどにするか、二次インダクタンスの１０％程度の直列
インダクタンス１４を直列に挿入する。図６ではブリッ
ジ型全波整流器を使用しているが、出力電圧が低い場合
はセンタタップ方式の整流器を使用するとダイオードの
順方向電圧降下による損失を半分にすることができる。
この場合も各アームに加わる電圧を互いの変圧器の出力
を逆方向で直列になるように接続する。整流された出力
はフイルタ用チョークコイル１１を通りフイルタ・コン
デンサ１２に加え、ここで平滑された電圧を出力とす
る。
向になる極性で直列に接続し、この出力を整流器１０に
加える。必要に応じて、変圧器にリーケージ・インダク
タンスを持たせる場合は一次と二次の結合係数を０．９
ほどにするか、二次インダクタンスの１０％程度の直列
インダクタンス１４を直列に挿入する。図６ではブリッ
ジ型全波整流器を使用しているが、出力電圧が低い場合
はセンタタップ方式の整流器を使用するとダイオードの
順方向電圧降下による損失を半分にすることができる。
この場合も各アームに加わる電圧を互いの変圧器の出力
を逆方向で直列になるように接続する。整流された出力
はフイルタ用チョークコイル１１を通りフイルタ・コン
デンサ１２に加え、ここで平滑された電圧を出力とす
る。
【００２６】図６は一例であり、スイッチング素子に加
わる電圧が高い場合は並列に逆方向ダイオードを接続し
た二つのスイッチング素子で共振コンデンサを並列した
変圧器の一次巻線をはさんで直列に接続し、このスイッ
チング素子を同一位相でＯＮ、ＯＦＦするとスイッチン
グ素子に加わる電圧を下げることができ、大きい電力を
扱うことが可能となる、この方法は次に示す図７の一次
側で電圧を合成する方法にも適用することができる。
わる電圧が高い場合は並列に逆方向ダイオードを接続し
た二つのスイッチング素子で共振コンデンサを並列した
変圧器の一次巻線をはさんで直列に接続し、このスイッ
チング素子を同一位相でＯＮ、ＯＦＦするとスイッチン
グ素子に加わる電圧を下げることができ、大きい電力を
扱うことが可能となる、この方法は次に示す図７の一次
側で電圧を合成する方法にも適用することができる。
【００２７】図７は変圧器の一次側で二つの電圧共振イ
ンバータの電圧を合成し、二次側でその変圧した出力を
取り出した例であり、請求項の６、７、８を適用するこ
とが不可能であるが変圧器を一個にできる利点がある。
この場合も一次巻線間のリーケージ・インダクタンスや
一次インダクタンスの１０％程度のシリーズ・インダク
タンス１４によって互いのインバータ電圧の影響を防ぎ
Ｚ．Ｖ．Ｓの条件をを保つことができる。
ンバータの電圧を合成し、二次側でその変圧した出力を
取り出した例であり、請求項の６、７、８を適用するこ
とが不可能であるが変圧器を一個にできる利点がある。
この場合も一次巻線間のリーケージ・インダクタンスや
一次インダクタンスの１０％程度のシリーズ・インダク
タンス１４によって互いのインバータ電圧の影響を防ぎ
Ｚ．Ｖ．Ｓの条件をを保つことができる。
【００２８】多回路のＤＣ−ＤＣコンバータでは図８に
示すように、主の電圧共振インバータに回路の数だけ二
次巻線を設け、主のＤＣ−ＡＣインバータのスイッチン
グ周波数に同期を取り、スイッチング素子のＯＮする位
相を任意に変化でき、常に電圧共振を保つＤＣ−ＡＣイ
ンーバータを回路の数だけ用意し、この交流出力と主の
ＤＣ−ＡＣインバータの二次巻線と回路別に互いに逆極
性になるように接続し、この合成された電圧を各回路の
整流回路に加えて整流、平滑して出力する多回路ＤＣ−
ＤＣコンバータと、この出力を希望するの値になるよう
に、各回路のスイッチング素子のＯＮする位相を回路別
に独立に制御したＤＣ−ＤＣコンバータを実現すること
ができる。
示すように、主の電圧共振インバータに回路の数だけ二
次巻線を設け、主のＤＣ−ＡＣインバータのスイッチン
グ周波数に同期を取り、スイッチング素子のＯＮする位
相を任意に変化でき、常に電圧共振を保つＤＣ−ＡＣイ
ンーバータを回路の数だけ用意し、この交流出力と主の
ＤＣ−ＡＣインバータの二次巻線と回路別に互いに逆極
性になるように接続し、この合成された電圧を各回路の
整流回路に加えて整流、平滑して出力する多回路ＤＣ−
ＤＣコンバータと、この出力を希望するの値になるよう
に、各回路のスイッチング素子のＯＮする位相を回路別
に独立に制御したＤＣ−ＤＣコンバータを実現すること
ができる。
【００２９】高圧の出力電圧を得る場合は整流回路を倍
電圧回路やコッククロフトなどの多段整流回路を使用す
る。最大出力時や変圧器の合成出力側にコンデンサを挿
入した場合、変圧器の合成出力は正と負が対称な波形と
なり、整流回路や平滑回路は任意のものを使用すること
ができ、上記の方式に限定されることはない。また、電
圧共振回路も図６に限定する必要はなく、Ｚ．Ｖ．Ｓが
実現出来れば回路を限定するものではない。同じ理由
で、Ｚ．Ｖ．Ｓの条件を崩さない条件でスイッチング素
子のＯＦＦ時間を制御して、広い入力電源範囲に対応さ
せたり、フイードフオワード効果を持たせたとしても本
発明の権利の及ぶところとなる。
電圧回路やコッククロフトなどの多段整流回路を使用す
る。最大出力時や変圧器の合成出力側にコンデンサを挿
入した場合、変圧器の合成出力は正と負が対称な波形と
なり、整流回路や平滑回路は任意のものを使用すること
ができ、上記の方式に限定されることはない。また、電
圧共振回路も図６に限定する必要はなく、Ｚ．Ｖ．Ｓが
実現出来れば回路を限定するものではない。同じ理由
で、Ｚ．Ｖ．Ｓの条件を崩さない条件でスイッチング素
子のＯＦＦ時間を制御して、広い入力電源範囲に対応さ
せたり、フイードフオワード効果を持たせたとしても本
発明の権利の及ぶところとなる。
【００３０】さらに、本発明を応用して得た直流電圧を
商用電源を整流した直流電圧に重畳し、スイッチング素
子の駆動位相を制御して整流器の入力から見た力率を改
善する手段に応用することも可能であり、このような使
用方法でも同様に権利の及ぶところとなる。また、変圧
器も別々の独立したコアを使用せず、一組みのコアのそ
れぞれの脚に巻線をして、あたかも一個の変圧器のよう
にして小型化することも可能である。
商用電源を整流した直流電圧に重畳し、スイッチング素
子の駆動位相を制御して整流器の入力から見た力率を改
善する手段に応用することも可能であり、このような使
用方法でも同様に権利の及ぶところとなる。また、変圧
器も別々の独立したコアを使用せず、一組みのコアのそ
れぞれの脚に巻線をして、あたかも一個の変圧器のよう
にして小型化することも可能である。
【００３１】スイッチング素子の駆動はそれぞれの相対
的な位相が同一位相から１／２周期まで可変できるよう
にし、この位相を手動または、リモートコントロール信
号によって変化させると出力を任意に設定可能である。
出力電圧または電流を検出したフイードバック信号によ
ってそれぞれの相対的な位相差を自動制御すると広範囲
の可変幅を持つ定電圧または定電流回路を実現すること
が可能となる。
的な位相が同一位相から１／２周期まで可変できるよう
にし、この位相を手動または、リモートコントロール信
号によって変化させると出力を任意に設定可能である。
出力電圧または電流を検出したフイードバック信号によ
ってそれぞれの相対的な位相差を自動制御すると広範囲
の可変幅を持つ定電圧または定電流回路を実現すること
が可能となる。
【００３２】制御回路などの補助電源は変圧器２または
３に補助巻線を施し、この電圧を合成せずにそのまま利
用する。この巻線の電圧は各インバータの駆動位相を変
化させた場合でもほとんど影響を受けず利用に便利であ
る。
３に補助巻線を施し、この電圧を合成せずにそのまま利
用する。この巻線の電圧は各インバータの駆動位相を変
化させた場合でもほとんど影響を受けず利用に便利であ
る。
【００３３】
【発明の効果】本発明により、あらゆる条件で、損失の
少ないＺ．Ｖ．Ｓ特性を保ち、しかもスイッチング周波
数を固定したまま広範囲に出力を可変できるＤＣ−ＤＣ
コンバータが実現可能である。この結果、フィルタの設
計が容易で輻射するノイズも少なく帯域も固定して好都
合となる。輻射するノイズはＺ．Ｖ．Ｓによって大幅に
低下するが、さらに本方式の特徴であるＶi 項がキャン
セルされる特性によって、整流器に加わる電圧の急激な
立ち上がりや立ち下りの発生を抑え、最大出力では正弦
波に近い波形となってノイズの発生を防ぐ特徴を持つだ
けでなく、従来の方法よりも整流ダイオードに加わる逆
方向電圧が低くなる特徴もある。変圧器にリーケージを
付けた場合や直列インダクタンスを入れると変圧器の二
次電圧の立ち上がりや立ち下りが急峻になるがコンデン
サによって容易にこの問題を解決できる。
少ないＺ．Ｖ．Ｓ特性を保ち、しかもスイッチング周波
数を固定したまま広範囲に出力を可変できるＤＣ−ＤＣ
コンバータが実現可能である。この結果、フィルタの設
計が容易で輻射するノイズも少なく帯域も固定して好都
合となる。輻射するノイズはＺ．Ｖ．Ｓによって大幅に
低下するが、さらに本方式の特徴であるＶi 項がキャン
セルされる特性によって、整流器に加わる電圧の急激な
立ち上がりや立ち下りの発生を抑え、最大出力では正弦
波に近い波形となってノイズの発生を防ぐ特徴を持つだ
けでなく、従来の方法よりも整流ダイオードに加わる逆
方向電圧が低くなる特徴もある。変圧器にリーケージを
付けた場合や直列インダクタンスを入れると変圧器の二
次電圧の立ち上がりや立ち下りが急峻になるがコンデン
サによって容易にこの問題を解決できる。
【００３４】この方式では、スイッチング素子の電極間
容量に蓄積されたエネルギーも効果的に出力電力とする
ことができＭＨｚ帯のスイッチング周波数でも利用が可
能である。また、最大出力ではそれぞれのスイッチング
素子による電力がそのまま出力され、素子の電流利用効
率が高くなり、大電力のＤＣ−ＤＣコンバータでも採用
が可能である。
容量に蓄積されたエネルギーも効果的に出力電力とする
ことができＭＨｚ帯のスイッチング周波数でも利用が可
能である。また、最大出力ではそれぞれのスイッチング
素子による電力がそのまま出力され、素子の電流利用効
率が高くなり、大電力のＤＣ−ＤＣコンバータでも採用
が可能である。
【００３５】また、変圧器に補助電源用の巻線を施し、
この巻線から補助電源を得ると、出力変化に対して影響
を受けにくい補助電源を安価で得ることが可能となる。
さらに、多回路の電源では、位相を固定した容量の大き
い主となる電圧共振型ＤＣ−ＡＣインバータを一回路用
意し、回路数に応じた二次巻線を設け、この二次巻線の
電圧と、このスイッチング周波数に同期した位相の可変
できるＤＣ−ＡＣインバータを設け、このＡＣ出力と合
成し、各回路に対して独立に制御をかけると部品数を減
らしてコストを下げることも可能となり、ビート障害も
発生しない。
この巻線から補助電源を得ると、出力変化に対して影響
を受けにくい補助電源を安価で得ることが可能となる。
さらに、多回路の電源では、位相を固定した容量の大き
い主となる電圧共振型ＤＣ−ＡＣインバータを一回路用
意し、回路数に応じた二次巻線を設け、この二次巻線の
電圧と、このスイッチング周波数に同期した位相の可変
できるＤＣ−ＡＣインバータを設け、このＡＣ出力と合
成し、各回路に対して独立に制御をかけると部品数を減
らしてコストを下げることも可能となり、ビート障害も
発生しない。
【００３６】さらに、本発明の制御方法によって出力制
御範囲を広くできる特徴を利用して、商用交流電源を整
流した電圧に本方式によるＤＣ−ＡＣインバータの電圧
を重畳させ、スイッチング素子の駆動位相を整流回路の
入力電流が正弦波に近付くように制御して、小型で高効
率でしかも入力の力率が高いノイズレスの整流器を得る
ことも可能となる。
御範囲を広くできる特徴を利用して、商用交流電源を整
流した電圧に本方式によるＤＣ−ＡＣインバータの電圧
を重畳させ、スイッチング素子の駆動位相を整流回路の
入力電流が正弦波に近付くように制御して、小型で高効
率でしかも入力の力率が高いノイズレスの整流器を得る
ことも可能となる。
【図１】Ｚ．Ｖ．Ｓの条件下で各変圧器の電圧を示す略
図である（二次合成）。
図である（二次合成）。
【図２】Ｚ．Ｖ．Ｓの条件下で変圧器の電圧を示す略図
である（一次合成）。
である（一次合成）。
【図３】Ｚ．Ｖ．Ｓの条件下における最大電力時のスイ
ッチング素子の駆動電圧と端子圧、合成出力電圧。
ッチング素子の駆動電圧と端子圧、合成出力電圧。
【図４】Ｚ．Ｖ．Ｓの条件下における電力低減時のスイ
ッチング素子の駆動電圧と端子圧、合成出力電圧。
ッチング素子の駆動電圧と端子圧、合成出力電圧。
【図５】Ｚ．Ｖ．Ｓの条件を満足しない場合のスイッチ
ング素子の電圧波形。
ング素子の電圧波形。
【図６】本発明の実施例の概略図である。（二次合成）
【図７】本発明の実施例の概略図である。（一次合成）
【図８】多回路ＤＣ−ＤＣコンバータでインバータの数
を減らす方法の概略図。
を減らす方法の概略図。
１ 入力電源 ２ 変圧器 Ｔ１ ３ 変圧器 Ｔ２ ４ 逆方向転流ダイオード ５ 逆方向転流ダイオード ６ 共振コンデンサ ７ 共振コンデンサ ８ スイッチング素子 ９ スイッチング素子 １０ 整流器 １１ フィルタ用チョーク １２ フィルタコンデンサ １３．負荷抵抗 １４．直列インダクタンス
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.6 識別記号 庁内整理番号 ＦＩ 技術表示箇所 Ｈ０２Ｍ 7/48 Ｓ 9181−5Ｈ
Claims (9)
- 【請求項１】 一次巻線と二次巻線を持つ電圧共振型Ｄ
Ｃ−ＡＣインバータを利用したＤＣ−ＤＣコンバータに
おいて、一次電圧を変圧器で二次巻線に出力する電圧共
振型ＤＣ−ＡＣインバータを二組用意し、それぞれの二
次巻線を互いに逆極性に直列に接続し、互いの交流出力
電圧の差を整流回路に加えて整流し、フィルタで平滑し
て直流出力を得るＤＣ−ＤＣコンバータと、互いのＤＣ
−ＡＣインバータのスイッチング素子の駆動電圧位相を
変化させて直流出力を制御したＤＣ−ＤＣコンバータの
制御方法。 - 【請求項２】 一次巻線と二次巻線を持つ電圧共振型Ｄ
Ｃ−ＡＣインバータを利用したＤＣ−ＤＣコンバータに
おいて、一次電圧をリーケージ・インダクタンスを持つ
変圧器で二次巻線に出力する電圧共振型ＤＣ−ＡＣイン
バータを二組用意し、それぞれの二次巻線を互いに逆極
性に直列に接続し、互いの交流出力電圧の差を整流回路
に加えて整流し、フィルタで平滑して直流出力を得るＤ
Ｃ−ＤＣコンバータと、互いのＤＣ−ＡＣインバータの
スイッチング素子の駆動電圧位相を変化させて直流出力
を制御し、リーケージ・インダクタンスによって互いの
インバータの影響を防ぎＺ．Ｖ．Ｓの条件を保ったＤＣ
−ＤＣコンバータの制御方法。 - 【請求項３】 一次巻線と二次巻線を持つ電圧共振型Ｄ
Ｃ−ＡＣインバータを利用したＤＣ−ＤＣコンバータに
おいて、一次電圧を変圧器で二次巻線に出力する電圧共
振型ＤＣ−ＡＣインバータを二組用意し、それぞれの二
次巻線をおよそ二次巻線のインダクタンスの１０％程度
のインダクタンスを介して互いに逆極性に直列に接続
し、互いの交流出力電圧の差を整流回路に加えて整流
し、フィルタで平滑して直流出力を得るＤＣ−ＤＣコン
バータと、互いのＤＣ−ＡＣインバータのスイッチング
素子の駆動電圧位相を変化させて直流出力を制御し、二
次側に附加したインダクタンスによって互いのインバー
タの影響を防ぎＺ．Ｖ．Ｓの条件を常に保ったＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータの制御方法。 - 【請求項４】 多回路のＤＣ−ＤＣコンバータにおい
て、主の電圧共振インバータに回路の数だけ二次巻線を
設け、主のＤＣ−ＡＣインバータのスイッチング周波数
に同期を取り、スイッチング素子のＯＮする位相を任意
に変化でき、常に電圧共振を保つＤＣ−ＡＣインーバー
タを回路の数だけ用意し、この交流出力と主のＤＣ−Ａ
Ｃインバータの二次巻線と回路別に互いに逆極性になる
ように接続し、この合成された電圧を各回路の整流回路
に加えて整流、平滑して出力する多回路ＤＣ−ＤＣコン
バータと、この出力を希望するの値になるように、各回
路のスイッチング素子のＯＮする位相を回路別に独立に
制御したＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 【請求項５】 電圧共振型ＤＣ−ＡＣインバータを利用
したＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、ＤＣ−ＡＣインバ
ータの交流出力を互いに逆極性に直列に接続し、互いの
交流出力電圧の差を整流回路に加えて整流し、フィルタ
で平滑して直流出力を得るＤＣ−ＤＣコンバータと、互
いのＤＣ−ＡＣインバータのスイッチング素子の駆動電
圧位相を変化させて直流出力を制御する方法によつて、
各変圧器の二次側から得られる補助電源が出力の制御に
よつて影響を受けないようにしたＤＣ−ＤＣコンバー
タ。 - 【請求項６】 二つの電圧共振型インバータを互いに異
なる極性で変圧器の一次側で直列接続して変圧器の一次
側に加え、二次巻線から両者の差の出力を取り出して整
流回路に加えて整流し、フィルタで平滑して直流出力を
得るＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、互いのＤＣ−ＡＣ
インバータのスイッチング素子の駆動電圧位相を変化さ
せて直流出力を制御したＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 【請求項７】 二つの電圧共振型インバータを互いに異
なる極性で互いにその結合係数が０．９程度のリーケー
ジ・インダクタンスを持つ変圧器の一次側で直列接続し
て変圧器の一次側に加え、二次巻線から両者の差の出力
を取り出して整流回路に加えて整流し、フィルタで平滑
して直流出力を得るＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、互
いのＤＣ−ＡＣインバータのスイッチング素子の駆動電
圧位相を変化させて直流出力を制御したＤＣ−ＤＣコン
バータ。 - 【請求項８】 二つの電圧共振型インバータを互いに異
なる極性でおよそ一次インダクタンスの１０％程度のイ
ンダクタンスを持つインダクタンスを介して互いに変圧
器の一次側で直列接続して変圧器の一次側に加え、二次
巻線から両者の差の出力を取り出して整流回路に加えて
整流し、フィルタで平滑して直流出力を得るＤＣ−ＤＣ
コンバータと、互いのＤＣ−ＡＣインバータのスイッチ
ング素子の駆動電圧位相を変化させて直流出力を制御
し、二次側に附加したインダクタンスによって互いのイ
ンバータの影響を防ぎＺ．Ｖ．Ｓの条件を常に保ったＤ
Ｃ−ＤＣコンバータの制御方法。 - 【請求項９】 請求項１、２、３、６、７、８または請
求項４でインバータの二次側の整流器を取り除き、交流
をそのままたはフイルタやマッチング回路を通して出力
し、この出力を利用した信号発生器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7024465A JPH08205535A (ja) | 1995-01-20 | 1995-01-20 | 電圧共振型ｄｃ−ｄｃコンバータの制御方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7024465A JPH08205535A (ja) | 1995-01-20 | 1995-01-20 | 電圧共振型ｄｃ−ｄｃコンバータの制御方法 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08205535A true JPH08205535A (ja) | 1996-08-09 |
Family
ID=12138923
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7024465A Pending JPH08205535A (ja) | 1995-01-20 | 1995-01-20 | 電圧共振型ｄｃ−ｄｃコンバータの制御方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH08205535A (ja) |
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2003047253A (ja) * | 2001-08-02 | 2003-02-14 | Honda Motor Co Ltd | 多重結合インバータ装置 |
| JP2006304419A (ja) * | 2005-04-18 | 2006-11-02 | Cosel Co Ltd | 多重電源システム |
| JP2012186984A (ja) * | 2010-03-26 | 2012-09-27 | Tohoku Ricoh Co Ltd | 高電圧インバータ装置 |
| JP2012222998A (ja) * | 2011-04-12 | 2012-11-12 | Tabuchi Electric Co Ltd | 電圧制御回路 |
| JP2015165756A (ja) * | 2014-03-03 | 2015-09-17 | 株式会社リコー | インバータ装置及びプラズマ発生装置 |
| JP2019169690A (ja) * | 2018-03-26 | 2019-10-03 | 田淵電機株式会社 | トランス及びこれを用いたｌｌｃ共振回路 |
| CN113615064A (zh) * | 2019-03-25 | 2021-11-05 | 松下知识产权经营株式会社 | 开关电源装置 |
-
1995
- 1995-01-20 JP JP7024465A patent/JPH08205535A/ja active Pending
Cited By (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2003047253A (ja) * | 2001-08-02 | 2003-02-14 | Honda Motor Co Ltd | 多重結合インバータ装置 |
| JP4641124B2 (ja) * | 2001-08-02 | 2011-03-02 | 本田技研工業株式会社 | 多重結合インバータ装置 |
| JP2006304419A (ja) * | 2005-04-18 | 2006-11-02 | Cosel Co Ltd | 多重電源システム |
| JP4729331B2 (ja) * | 2005-04-18 | 2011-07-20 | コーセル株式会社 | 多重電源システム |
| JP2012186984A (ja) * | 2010-03-26 | 2012-09-27 | Tohoku Ricoh Co Ltd | 高電圧インバータ装置 |
| US8971081B2 (en) | 2010-03-26 | 2015-03-03 | Ricoh Company, Ltd. | High voltage inverter device for delivering a high-power AC high voltage |
| JP2012222998A (ja) * | 2011-04-12 | 2012-11-12 | Tabuchi Electric Co Ltd | 電圧制御回路 |
| JP2015165756A (ja) * | 2014-03-03 | 2015-09-17 | 株式会社リコー | インバータ装置及びプラズマ発生装置 |
| JP2019169690A (ja) * | 2018-03-26 | 2019-10-03 | 田淵電機株式会社 | トランス及びこれを用いたｌｌｃ共振回路 |
| CN113615064A (zh) * | 2019-03-25 | 2021-11-05 | 松下知识产权经营株式会社 | 开关电源装置 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US5481449A (en) | Efficient, high power density, high power factor converter for very low dc voltage applications | |
| KR0160311B1 (ko) | 고역률 전원장치 | |
| US8102678B2 (en) | High power factor isolated buck-type power factor correction converter | |
| JP2635820B2 (ja) | 高力率倍電圧整流器 | |
| US5946202A (en) | Boost mode power conversion | |
| US7573731B2 (en) | Active-clamp current-source push-pull DC-DC converter | |
| US7554820B2 (en) | Series resonant DC-DC converter | |
| US6307761B1 (en) | Single stage high power-factor converter | |
| US5355294A (en) | Unity power factor control for dual active bridge converter | |
| US20020034083A1 (en) | Zero voltage switching DC-DC converter | |
| US8068355B1 (en) | Apparatus for isolated switching power supply with coupled output inductors | |
| US6069800A (en) | Line harmonic correcting flyback power converter | |
| JPH0865889A (ja) | 電力変換装置及び方法 | |
| JPH03173354A (ja) | 電力変換回路 | |
| JPH05168252A (ja) | 定周波共振型ｄｃ／ｄｃコンバータ | |
| JPH0993922A (ja) | 共振型ｄｃ−ｄｃコンバータ | |
| US20130077356A1 (en) | Dc-dc converters | |
| JPS5989575A (ja) | 高周波並列共振型直流−直流変換装置 | |
| JPH05191981A (ja) | ブーストおよびバックモードで連続動作する電力コンバータ | |
| US4663699A (en) | Synchronous converter circuit | |
| US5712780A (en) | Unity power factor converter for high quality power supply with magnetically coupled compensation | |
| JPH08205535A (ja) | 電圧共振型ｄｃ−ｄｃコンバータの制御方法 | |
| JPH08228486A (ja) | Ｄｃ−ａｃインバータの制御方法 | |
| JPH09163734A (ja) | 電源回路 | |
| JP3767446B2 (ja) | 可変出力型ｄｃ／ｄｃコンバータ |