JPH0865889A - 電力変換装置及び方法 - Google Patents
電力変換装置及び方法Info
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- JPH0865889A JPH0865889A JP7084044A JP8404495A JPH0865889A JP H0865889 A JPH0865889 A JP H0865889A JP 7084044 A JP7084044 A JP 7084044A JP 8404495 A JP8404495 A JP 8404495A JP H0865889 A JPH0865889 A JP H0865889A
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- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
- Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
Abstract
(57)【要約】 （修正有）
【目的】ＡＣ入力を受けて所定のＤＣ電圧で負荷に入力
を供給し、入力と負荷の間を高度に電流的にアイソレー
ションし、ＡＣ電源に対し力率の修正を行い効率のよい
電力変換を行う装置を提供する。 【構成】変動出力電圧を生ずる電圧源１８からの電力を
ブースト変換するブーストコンバータ素子１０と、別な
電力変換をなす付加的コンバータ素子６２と、負荷への
全ての電力が前記付加的コンバータ素子６２及び少なく
ともいくつかのブーストコンバータ素子１０を通るよう
になされた場合に、変換効率を高くするようにコンバー
タ素子１０を選択接続する回路を有する。コンバータ素
子の一方は電圧源の電圧変動範囲より小なる入力動作電
圧範囲を有し、２つのコンバータ素子を電圧源及び負荷
について接続関係を切換えて、コンバータ素子の入力動
作範囲よりも大とする制御回路を含んでいる。
を供給し、入力と負荷の間を高度に電流的にアイソレー
ションし、ＡＣ電源に対し力率の修正を行い効率のよい
電力変換を行う装置を提供する。 【構成】変動出力電圧を生ずる電圧源１８からの電力を
ブースト変換するブーストコンバータ素子１０と、別な
電力変換をなす付加的コンバータ素子６２と、負荷への
全ての電力が前記付加的コンバータ素子６２及び少なく
ともいくつかのブーストコンバータ素子１０を通るよう
になされた場合に、変換効率を高くするようにコンバー
タ素子１０を選択接続する回路を有する。コンバータ素
子の一方は電圧源の電圧変動範囲より小なる入力動作電
圧範囲を有し、２つのコンバータ素子を電圧源及び負荷
について接続関係を切換えて、コンバータ素子の入力動
作範囲よりも大とする制御回路を含んでいる。
Description
【０００１】
【技術分野】本発明は、電力変換装置及び方法に関す
る。ＩＰＦＣ（isolated power factor corrected)電力
変換装置は、ＡＣ入力電圧源からの電力を受け入れて、
所定のＤＣ負荷電圧にて負荷に電力を供給する。ＩＰＦ
Ｃ電力変換装置が"isolated"と称されるのは、この装置
が入力電圧源と負荷との間に高度の電流的（galvanic)
アイソレーションをなしているからである。また、この
ＩＰＦＣ電力変換装置が“power factor corrected：電
力ファクタ修正”と称されるのは、この装置がＡＣ入力
源から導出された電流の波形及び位相を該ＡＣ入力源か
ら導出される電圧の波形及び位相に一致せしめるように
制御するからである。例えば容量的入力整流器を含むコ
ンバータの如く電力ファクタ修正のないものとは異なっ
て、電力ファクタ修正は、コンバータ入力電力の所定値
に対してより小なる実効値電流を導くことを可能にす
る。これは、ＡＣブランチ回路から最大限の電力を導き
出すことを可能にするのである。
る。ＩＰＦＣ（isolated power factor corrected)電力
変換装置は、ＡＣ入力電圧源からの電力を受け入れて、
所定のＤＣ負荷電圧にて負荷に電力を供給する。ＩＰＦ
Ｃ電力変換装置が"isolated"と称されるのは、この装置
が入力電圧源と負荷との間に高度の電流的（galvanic)
アイソレーションをなしているからである。また、この
ＩＰＦＣ電力変換装置が“power factor corrected：電
力ファクタ修正”と称されるのは、この装置がＡＣ入力
源から導出された電流の波形及び位相を該ＡＣ入力源か
ら導出される電圧の波形及び位相に一致せしめるように
制御するからである。例えば容量的入力整流器を含むコ
ンバータの如く電力ファクタ修正のないものとは異なっ
て、電力ファクタ修正は、コンバータ入力電力の所定値
に対してより小なる実効値電流を導くことを可能にす
る。これは、ＡＣブランチ回路から最大限の電力を導き
出すことを可能にするのである。
【０００２】図１に示すＩＰＦＣ電力コンバータ５を実
現する１つの公知の形態においては、ＡＣ入力電源１８
から双極性電圧Ｖａｃが全波整流器２０に供給される。
該整流器の出力における単極性の時間的に変動する電圧
Ｖinが非アイソレーションブーストコンバータ１０に供
給される。ブーストコンバータ１０は、入力電圧より大
なる出力電圧を生ずるコンバータの種類に属し、特に、
入力電圧がほぼゼロに達したときに、そのような動作を
なす。ＰＦＣコントロール回路１４は、ブーストコンバ
ータ１０にコントロール信号５０を供給し、このコンバ
ータ１０は同時に２つの機能をなす。第１の機能におい
ては、コンバータ１０は、その出力電圧ＶＢを所定電圧
Ｖｂに維持する。この所定電圧Ｖｂは、（ａ）整流電圧
Ｖinのピーク値Ｖｐより高く、（ｂ）アイソレーション
ＤＣ−ＤＣコンバータ６２の入力電圧変動範囲内にあ
る。第２の機能においては、ブーストコンバータの入力
電流Ｉｉｎを整流電圧Ｖinの位相及び波形と一致するよ
うに制御する。ブーストコンバータ１０の出力電圧は、
充電キャパシタ２２によって濾波、平滑されて、アイソ
レーションコンバータ６２の入力に供給される。アイソ
レーションコンバータ６２は出力電圧Ｖｏに調整された
電圧にて負荷２３に電力を供給する。アイソレーション
コンバータ６２は、一般にトランスアイソレーションＰ
ＷＭコンバータ、トランスアイソレーション零電流コン
バータ等からなるアイソレーション電力コンバータ回路
及びコンバータ６２の出力電圧を調整するコントローラ
（図示せず）からなっている。
現する１つの公知の形態においては、ＡＣ入力電源１８
から双極性電圧Ｖａｃが全波整流器２０に供給される。
該整流器の出力における単極性の時間的に変動する電圧
Ｖinが非アイソレーションブーストコンバータ１０に供
給される。ブーストコンバータ１０は、入力電圧より大
なる出力電圧を生ずるコンバータの種類に属し、特に、
入力電圧がほぼゼロに達したときに、そのような動作を
なす。ＰＦＣコントロール回路１４は、ブーストコンバ
ータ１０にコントロール信号５０を供給し、このコンバ
ータ１０は同時に２つの機能をなす。第１の機能におい
ては、コンバータ１０は、その出力電圧ＶＢを所定電圧
Ｖｂに維持する。この所定電圧Ｖｂは、（ａ）整流電圧
Ｖinのピーク値Ｖｐより高く、（ｂ）アイソレーション
ＤＣ−ＤＣコンバータ６２の入力電圧変動範囲内にあ
る。第２の機能においては、ブーストコンバータの入力
電流Ｉｉｎを整流電圧Ｖinの位相及び波形と一致するよ
うに制御する。ブーストコンバータ１０の出力電圧は、
充電キャパシタ２２によって濾波、平滑されて、アイソ
レーションコンバータ６２の入力に供給される。アイソ
レーションコンバータ６２は出力電圧Ｖｏに調整された
電圧にて負荷２３に電力を供給する。アイソレーション
コンバータ６２は、一般にトランスアイソレーションＰ
ＷＭコンバータ、トランスアイソレーション零電流コン
バータ等からなるアイソレーション電力コンバータ回路
及びコンバータ６２の出力電圧を調整するコントローラ
（図示せず）からなっている。
【０００３】ブーストコンバータとＰＦＣコントロール
回路との例としては、図２に示す如きＰＷＭ（パルス幅
変調）スイッチングパワーコンバータ２が知られてい
る。図２のコンバータにおいて、スイッチ２９がデュー
ティ比Ｄ（Ｄ＝ｔｏｎ／（ｔｏｎ＋ｔｏｆｆ））にてオ
ンオフすると、コンバータ２はＶout＝Ｖin／（１−
Ｄ）に等しい出力電圧を生成する。ブーストコンバータ
とＰＦＣコントロール回路の組合せ例が、“Boost Swit
ching Power Conversion"と題する米国特許出願第07/72
2,537号、"Unity Power Factor Supply"と題する米国特
許第4,677,366号及び "AC to DC Converter With Unity
Power Factor"と題する米国特許第4,940,929号におい
て開示されている。また、完全モノリシックＰＦＣコン
トローラＩＣ１４（図１）が米国ニューハンプシャー州
メリマック市のユニトロード・インテグレーテッド・サ
ーキット（Unitrode Integrated Circuits)社によって
パーツNo.ＵＣ１８５４として販売されている。
回路との例としては、図２に示す如きＰＷＭ（パルス幅
変調）スイッチングパワーコンバータ２が知られてい
る。図２のコンバータにおいて、スイッチ２９がデュー
ティ比Ｄ（Ｄ＝ｔｏｎ／（ｔｏｎ＋ｔｏｆｆ））にてオ
ンオフすると、コンバータ２はＶout＝Ｖin／（１−
Ｄ）に等しい出力電圧を生成する。ブーストコンバータ
とＰＦＣコントロール回路の組合せ例が、“Boost Swit
ching Power Conversion"と題する米国特許出願第07/72
2,537号、"Unity Power Factor Supply"と題する米国特
許第4,677,366号及び "AC to DC Converter With Unity
Power Factor"と題する米国特許第4,940,929号におい
て開示されている。また、完全モノリシックＰＦＣコン
トローラＩＣ１４（図１）が米国ニューハンプシャー州
メリマック市のユニトロード・インテグレーテッド・サ
ーキット（Unitrode Integrated Circuits)社によって
パーツNo.ＵＣ１８５４として販売されている。
【０００４】公知のアイソレーションＤＣ−ＤＣコンバ
ータ６２としては、各種のアイソレーション“バック
（buck）”コンバータ（例えば、フライバック、ＰＷ
Ｍ）、例えば"Forward Converter Switching at Zero C
urrent"と題する米国特許第4,415,959号に開示された零
電流スイッチング“バック”コンバータあるいは共振コ
ンバータがある。一般に、バックコンバータは、負荷に
対して、等価入力電源電圧の値より低い電圧を供給す
る。該等価入力電源電圧は、トランスの負荷側に反映せ
しめられたＤＣ入力電圧であり、このＤＣ入力電圧はト
ランスの巻数比によって分圧される。ＰＦＣコントロー
ラ１４の全て及びＰＷＭコンバータ６２のコントローラ
のほとんどを含むＩＣが上記したユニトロード・インテ
グレーテッド・サーキット社のパーツ No.ＵＣ1891とし
て入手可能である。
ータ６２としては、各種のアイソレーション“バック
（buck）”コンバータ（例えば、フライバック、ＰＷ
Ｍ）、例えば"Forward Converter Switching at Zero C
urrent"と題する米国特許第4,415,959号に開示された零
電流スイッチング“バック”コンバータあるいは共振コ
ンバータがある。一般に、バックコンバータは、負荷に
対して、等価入力電源電圧の値より低い電圧を供給す
る。該等価入力電源電圧は、トランスの負荷側に反映せ
しめられたＤＣ入力電圧であり、このＤＣ入力電圧はト
ランスの巻数比によって分圧される。ＰＦＣコントロー
ラ１４の全て及びＰＷＭコンバータ６２のコントローラ
のほとんどを含むＩＣが上記したユニトロード・インテ
グレーテッド・サーキット社のパーツ No.ＵＣ1891とし
て入手可能である。
【０００５】一方、負荷に供給されるパワーを予見可能
に分配するマルチプルパワーコンバータが知られてい
る。パワー分配アレイにおいて、ＰＷＭコンバータを並
列接続することが“ユニトロード社製品及び応用ハンド
ブック 1993−1994”において“UC3907 Load Share IC
Simplifies Parallel Power Supply Design”と題する
ユニトロードアプリケーションノート（Ｕ−129)に開示
されている。また量子化エネルギコンバータ（例えば零
電流スイッチングコンバータ）の間における電力分配が
“Power Booster Switching at Zero Current”と題す
る米国特許第4,648,020号に記載されている。パワーコ
ンバータ出力端を固定直列回路して接続することが米国
マサミューセッツ州アンドーバのビクター社から刊行さ
れたビクター（Ｖictor）製品カタログ（Ｒev.１）にお
いて示されている。
に分配するマルチプルパワーコンバータが知られてい
る。パワー分配アレイにおいて、ＰＷＭコンバータを並
列接続することが“ユニトロード社製品及び応用ハンド
ブック 1993−1994”において“UC3907 Load Share IC
Simplifies Parallel Power Supply Design”と題する
ユニトロードアプリケーションノート（Ｕ−129)に開示
されている。また量子化エネルギコンバータ（例えば零
電流スイッチングコンバータ）の間における電力分配が
“Power Booster Switching at Zero Current”と題す
る米国特許第4,648,020号に記載されている。パワーコ
ンバータ出力端を固定直列回路して接続することが米国
マサミューセッツ州アンドーバのビクター社から刊行さ
れたビクター（Ｖictor）製品カタログ（Ｒev.１）にお
いて示されている。
【０００６】パワーコンバータは、しばしば、入力動作
電圧の最小及び最大値Ｖmin,Ｖmaxの両方によって特徴
づけられる。ところで、ＶminとＶmaxの値は自由に決め
ることは出来ない。なんとなれば、ＶminとＶmaxとの比
が広い範囲になる程コンバータ回路全体の変換効率が下
がるからである（なお、この場合、コンバータの回路構
成、出力電圧、レイアウト、サイズ等の他の要素は変ら
ないものとする）。アイソレーションバックコンバータ
の１部の構成を示す図３には、この変換効率の低下を招
来するファクタのいくつかを示している。この図におい
て、アイソレーショントランス１５の１次巻線に接続さ
れた MOSFETスイッチ１１がコントローラ１２によって
オンオフせしめられ、負荷１６の電圧が定電圧Ｖoutに
維持される。パルス状の電圧Ｖpri及び電流Ｉswはトラ
ンスの２次側に伝達されて、電力が整流器１８及び出力
フィルタ２０を介して負荷に向って伝達される。出力電
圧Ｖoutは、パルス状電圧Ｖｆの平均値にほぼ等しくフ
ィルタ２０の入力端に供給される。このようなコンバー
タにおいては、負荷電圧をＶoutに維持するためには、
入力電圧Ｖinの値はＶmin＝Ｎ×Ｖoutより大でなければ
ならない。
電圧の最小及び最大値Ｖmin,Ｖmaxの両方によって特徴
づけられる。ところで、ＶminとＶmaxの値は自由に決め
ることは出来ない。なんとなれば、ＶminとＶmaxとの比
が広い範囲になる程コンバータ回路全体の変換効率が下
がるからである（なお、この場合、コンバータの回路構
成、出力電圧、レイアウト、サイズ等の他の要素は変ら
ないものとする）。アイソレーションバックコンバータ
の１部の構成を示す図３には、この変換効率の低下を招
来するファクタのいくつかを示している。この図におい
て、アイソレーショントランス１５の１次巻線に接続さ
れた MOSFETスイッチ１１がコントローラ１２によって
オンオフせしめられ、負荷１６の電圧が定電圧Ｖoutに
維持される。パルス状の電圧Ｖpri及び電流Ｉswはトラ
ンスの２次側に伝達されて、電力が整流器１８及び出力
フィルタ２０を介して負荷に向って伝達される。出力電
圧Ｖoutは、パルス状電圧Ｖｆの平均値にほぼ等しくフ
ィルタ２０の入力端に供給される。このようなコンバー
タにおいては、負荷電圧をＶoutに維持するためには、
入力電圧Ｖinの値はＶmin＝Ｎ×Ｖoutより大でなければ
ならない。
【０００７】一方、最大値 Vmaxを制限する１つのファ
クタは、スイッチ１１の最大定格電圧Ｖｂである。よっ
て、入力動作範囲を大きくすると、Ｎ又はＶｂあるいは
これらの両方を大きくすることになる。しかし乍ら、与
えられたダイサイズの MOSFETスイッチにおいて、Ｖｂ
の増大はスイッチのオン抵抗の増大に帰結し、従って、
スイッチングロスを招来することになる。この場合、も
しＶminを低下させるためにＮを増大させたとしたらス
イッチングロスは益々増大することになる。なんとなれ
ば、中継されるべき電圧量を一定にしたとき、入力電圧
Ｖinが低下することは、入力電圧Ｖinの平均値及び実効
値がより大きくなるからである。更に、この巻数比Ｎは
あまり大きくすることは出来ないのである。なんとなれ
ば、巻数比の増大は、Ｖin＝Ｖmax時のＶｆのピーク値
及び平均値の双方を増大させるからであり、このことに
より、高電圧かつ高ロスの整流器１８が要求され、更に
は、トランス自体における漏洩インダクタンス、巻数間
及び巻数内容量等によるロス及び寄生容量にも悪影響を
与える。
クタは、スイッチ１１の最大定格電圧Ｖｂである。よっ
て、入力動作範囲を大きくすると、Ｎ又はＶｂあるいは
これらの両方を大きくすることになる。しかし乍ら、与
えられたダイサイズの MOSFETスイッチにおいて、Ｖｂ
の増大はスイッチのオン抵抗の増大に帰結し、従って、
スイッチングロスを招来することになる。この場合、も
しＶminを低下させるためにＮを増大させたとしたらス
イッチングロスは益々増大することになる。なんとなれ
ば、中継されるべき電圧量を一定にしたとき、入力電圧
Ｖinが低下することは、入力電圧Ｖinの平均値及び実効
値がより大きくなるからである。更に、この巻数比Ｎは
あまり大きくすることは出来ないのである。なんとなれ
ば、巻数比の増大は、Ｖin＝Ｖmax時のＶｆのピーク値
及び平均値の双方を増大させるからであり、このことに
より、高電圧かつ高ロスの整流器１８が要求され、更に
は、トランス自体における漏洩インダクタンス、巻数間
及び巻数内容量等によるロス及び寄生容量にも悪影響を
与える。
【０００８】所与の最大動作温度の下で、効率を所与の
レベルに維持し、中継電力を所与のレベルとしつつ、パ
ワーコンバータの入力動作範囲を増大させる１つの方策
は、コンバータのサイズを大きくすることである。すな
わち、より大なる部品を用いることである。よって、図
３の回路においては、より多くのスイッチを並列に用い
たり、より大なるダイサイズのスイッチを用いることよ
り、高電圧スィッチ１１の抵抗の増大を相殺することが
出来る。
レベルに維持し、中継電力を所与のレベルとしつつ、パ
ワーコンバータの入力動作範囲を増大させる１つの方策
は、コンバータのサイズを大きくすることである。すな
わち、より大なる部品を用いることである。よって、図
３の回路においては、より多くのスイッチを並列に用い
たり、より大なるダイサイズのスイッチを用いることよ
り、高電圧スィッチ１１の抵抗の増大を相殺することが
出来る。
【０００９】入力電圧変動範囲を増大させかつ所与の最
高動作温度要件を充足する１つの方策は、最高動作温度
の下でのコンバータの最大電力を低下させて単純に効率
低下を容認することである。入力最低動作電圧Ｖminを
低下させる方策は、出力を直列に接続した電力分配形態
にて２つのコンバータを用いることである。かかる構成
の２つのコンバータにおいては、負荷にＶout／２を供
給すれば良い故に、Ｖminは１／２に低下せしめられ
る。パワーコンバータの出力を固定の直列接続構成に接
続することが、米国マサシューセッツ州アンドーバーの
ビクターコーポレイション社によって発行された“Vict
or 1991 Product Catalog, Rev.１”に示されている。
高動作温度要件を充足する１つの方策は、最高動作温度
の下でのコンバータの最大電力を低下させて単純に効率
低下を容認することである。入力最低動作電圧Ｖminを
低下させる方策は、出力を直列に接続した電力分配形態
にて２つのコンバータを用いることである。かかる構成
の２つのコンバータにおいては、負荷にＶout／２を供
給すれば良い故に、Ｖminは１／２に低下せしめられ
る。パワーコンバータの出力を固定の直列接続構成に接
続することが、米国マサシューセッツ州アンドーバーの
ビクターコーポレイション社によって発行された“Vict
or 1991 Product Catalog, Rev.１”に示されている。
【００１０】
【発明の概要】本発明は、次の要素によって特徴づけら
れる。すなわち、変化する電圧源から生ずる電力をブー
スト変換するブーストコンバータと、該変化する電圧源
から生ずる電力の変換をなす付加的コンバータと、全て
の電力が該付加的コンバータ及び少なくともいくつかの
ブーストコンバータを強制的に通過せしめられた場合よ
りもより大なる変換効率によって電力を負荷に供給する
ように該コンバータを選択的に切換接続する回路と、で
ある。
れる。すなわち、変化する電圧源から生ずる電力をブー
スト変換するブーストコンバータと、該変化する電圧源
から生ずる電力の変換をなす付加的コンバータと、全て
の電力が該付加的コンバータ及び少なくともいくつかの
ブーストコンバータを強制的に通過せしめられた場合よ
りもより大なる変換効率によって電力を負荷に供給する
ように該コンバータを選択的に切換接続する回路と、で
ある。
【００１１】本発明の作用は次の通りである。すなわ
ち、本発明によるコンバータの切換接続回路はコンバー
タ素子の接続関係を選択的に変更し、従って、ある期間
においては負荷に送られる電力がブーストコンバータ素
子を流れないようにされる。該ブーストコンバータ素子
をパワーが流れないようにされる期間は全動作期間の半
分以上である。該回路は電圧源の電圧レベルに基づいて
すなわち該電圧源の電圧レベルが特定の範囲に入った時
に該コンバータ素子の構成を選択する。該回路は、入力
電圧源の電圧レベルが該負荷コンバータ素子の最小入力
動作電圧に基づく閾値を通過したときにコンバータ素子
の構成を選択する。
ち、本発明によるコンバータの切換接続回路はコンバー
タ素子の接続関係を選択的に変更し、従って、ある期間
においては負荷に送られる電力がブーストコンバータ素
子を流れないようにされる。該ブーストコンバータ素子
をパワーが流れないようにされる期間は全動作期間の半
分以上である。該回路は電圧源の電圧レベルに基づいて
すなわち該電圧源の電圧レベルが特定の範囲に入った時
に該コンバータ素子の構成を選択する。該回路は、入力
電圧源の電圧レベルが該負荷コンバータ素子の最小入力
動作電圧に基づく閾値を通過したときにコンバータ素子
の構成を選択する。
【００１２】ブーストコンバータ素子によって変換され
た電力は付加的コンバータ素子に供給される。ブースト
コンバータ素子によって変換された電力の全てが付加的
コンバータ素子に供給される。この場合、この電力の供
給は該ブーストコンバータ素子から該付加的コンバータ
素子に向う電流のみを通過するようにバイアスされた単
方向導通素子を介してなされる。あるいは、ブーストコ
ンバータ素子によって変換された電力は、短絡電流路を
介して、直接、付加的コンバータ素子に供給される。該
ブーストコンバータ素子に電力が流れないようにされて
いる期間において、単方向導通素子を介して電源からの
電圧が該付加的コンバータ素子に供給されるようにもで
きる。該電圧源は、該電源を該ブーストコンバータ素子
から切り離す状態を有するスイッチを介して該ブースト
コンバータ素子に供給されるようにすることも出来る。
また、該電圧源は、短絡電流路を介して該ブーストコン
バータ素子に供給されるようにすることもできる。上記
したコンバータ素子の選択的組合せをなす回路はスイッ
チを制御するスイッチコントローラからなることもあ
る。該付加的コンバータ素子は最小入力動作電圧を有
し、該ブーストコンバータ素子は該付加的コンバータ素
子に該付加的コンバータ素子の最小入力動作電圧より大
なる電圧にて電力を供給するのである。
た電力は付加的コンバータ素子に供給される。ブースト
コンバータ素子によって変換された電力の全てが付加的
コンバータ素子に供給される。この場合、この電力の供
給は該ブーストコンバータ素子から該付加的コンバータ
素子に向う電流のみを通過するようにバイアスされた単
方向導通素子を介してなされる。あるいは、ブーストコ
ンバータ素子によって変換された電力は、短絡電流路を
介して、直接、付加的コンバータ素子に供給される。該
ブーストコンバータ素子に電力が流れないようにされて
いる期間において、単方向導通素子を介して電源からの
電圧が該付加的コンバータ素子に供給されるようにもで
きる。該電圧源は、該電源を該ブーストコンバータ素子
から切り離す状態を有するスイッチを介して該ブースト
コンバータ素子に供給されるようにすることも出来る。
また、該電圧源は、短絡電流路を介して該ブーストコン
バータ素子に供給されるようにすることもできる。上記
したコンバータ素子の選択的組合せをなす回路はスイッ
チを制御するスイッチコントローラからなることもあ
る。該付加的コンバータ素子は最小入力動作電圧を有
し、該ブーストコンバータ素子は該付加的コンバータ素
子に該付加的コンバータ素子の最小入力動作電圧より大
なる電圧にて電力を供給するのである。
【００１３】該付加的コンバータ素子は電源と負荷との
間の電流アイソレーションをなすようになっている。パ
ワーファクタ修正コントローラは電源からの電流変化を
して電源の電圧変化に追従するように用いることができ
る。パワーファクタ修正コントローラは該付加的コンバ
ータ素子にも備えられる。該パワーファクタ修正コント
ローラは負荷電圧を所定値に調整する。
間の電流アイソレーションをなすようになっている。パ
ワーファクタ修正コントローラは電源からの電流変化を
して電源の電圧変化に追従するように用いることができ
る。パワーファクタ修正コントローラは該付加的コンバ
ータ素子にも備えられる。該パワーファクタ修正コント
ローラは負荷電圧を所定値に調整する。
【００１４】該電源はＡＣ電源からなり、さらに該ＡＣ
電源を整流する全波整流器を含む。該入力電源からの整
流電力は、ブーストコンバータ素子へ、直接、短絡電流
路を介して供給される。上記した付加的コンバータ素子
は電力分配の形態にて動作する一対のコンバータによっ
て構成することもできる。構成切換回路は該２つのコン
バータを直列又は並列に接続する。電力分配回路構成は
電力分配制御回路を含む。該構成切換回路は、入力電源
の電圧がある閾値をよぎると、該一対のコンバータを直
列（又は並列）に接続する。該閾値はどちらかのコンバ
ータの最大入力動作電圧に関連している。該一対のコン
バータは負荷に供給される電力をほぼ均等に分担する。
該一対のコンバータはＺＣＳコンバータによって構成す
ることもできる。該ＺＣＳコンバータの一方はブースタ
モジュールであり、他方のＺＣＳコンバータは駆動モジ
ュールとすることができる。
電源を整流する全波整流器を含む。該入力電源からの整
流電力は、ブーストコンバータ素子へ、直接、短絡電流
路を介して供給される。上記した付加的コンバータ素子
は電力分配の形態にて動作する一対のコンバータによっ
て構成することもできる。構成切換回路は該２つのコン
バータを直列又は並列に接続する。電力分配回路構成は
電力分配制御回路を含む。該構成切換回路は、入力電源
の電圧がある閾値をよぎると、該一対のコンバータを直
列（又は並列）に接続する。該閾値はどちらかのコンバ
ータの最大入力動作電圧に関連している。該一対のコン
バータは負荷に供給される電力をほぼ均等に分担する。
該一対のコンバータはＺＣＳコンバータによって構成す
ることもできる。該ＺＣＳコンバータの一方はブースタ
モジュールであり、他方のＺＣＳコンバータは駆動モジ
ュールとすることができる。
【００１５】上記した一対のコンバータの各々は、正入
力及び負入力を有し、該２つのコンバータの正入力を１
つのスイッチによって接続し該２つのコンバータの負入
力を他のスイッチによって接続し、該一対のコンバータ
の一方の正入力を他方のコンバータの負入力に接続す
る。該一対のコンバータの出力端子を直列又は並列に接
続する出力制御回路を設けることも出来る。すなわち、
該出力制御回路は、コンバータの入力の電圧がある閾値
をよぎった時に該一対のコンバータの出力を直列（並
列）に接続する。該閾値は、どちらかのコンバータの最
小入力動作電圧に基づいている。
力及び負入力を有し、該２つのコンバータの正入力を１
つのスイッチによって接続し該２つのコンバータの負入
力を他のスイッチによって接続し、該一対のコンバータ
の一方の正入力を他方のコンバータの負入力に接続す
る。該一対のコンバータの出力端子を直列又は並列に接
続する出力制御回路を設けることも出来る。すなわち、
該出力制御回路は、コンバータの入力の電圧がある閾値
をよぎった時に該一対のコンバータの出力を直列（並
列）に接続する。該閾値は、どちらかのコンバータの最
小入力動作電圧に基づいている。
【００１６】別々の全波整流回路を用いることができ、
第１の整流回路は該入力電源とブーストコンバータ素子
との間に配置し、第２の整流回路は該入力電源と付加的
コンバータ素子との間に配置される。該第２整流回路の
出力は短絡電流路によって該付加的コンバータ素子の入
力に接続される。上記した整流回路の双方は各々４つの
単方向導通素子を含む２つのブリッジ回路を構成する６
つの単方向素子からなる。該単方向素子の２つは双方の
ブリッジ回路に属し一方のブリッジ回路は該ブーストコ
ンバータ素子に接続された出力端子を有し、他方の整流
回路は該付加的コンバータ素子に接続された出力端子を
有する。
第１の整流回路は該入力電源とブーストコンバータ素子
との間に配置し、第２の整流回路は該入力電源と付加的
コンバータ素子との間に配置される。該第２整流回路の
出力は短絡電流路によって該付加的コンバータ素子の入
力に接続される。上記した整流回路の双方は各々４つの
単方向導通素子を含む２つのブリッジ回路を構成する６
つの単方向素子からなる。該単方向素子の２つは双方の
ブリッジ回路に属し一方のブリッジ回路は該ブーストコ
ンバータ素子に接続された出力端子を有し、他方の整流
回路は該付加的コンバータ素子に接続された出力端子を
有する。
【００１７】本発明による変動電圧源からの電力を変換
してこれを負荷に供給する方法においては、（ａ）ブー
ストコンバータ素子において該変動電圧源からの電力の
ブースト変換と、（ｂ）付加的コンバータ素子における
該変動電圧源からの別の電力変換と、を選択的に行なっ
て、負荷への電力供給に関し、該付加的コンバータ素子
及び該ブーストコンバータ素子の少なくともいくつかを
介して負荷への電力の全てが供給された場合よりの大な
る変換効率を達成するようになされている。
してこれを負荷に供給する方法においては、（ａ）ブー
ストコンバータ素子において該変動電圧源からの電力の
ブースト変換と、（ｂ）付加的コンバータ素子における
該変動電圧源からの別の電力変換と、を選択的に行なっ
て、負荷への電力供給に関し、該付加的コンバータ素子
及び該ブーストコンバータ素子の少なくともいくつかを
介して負荷への電力の全てが供給された場合よりの大な
る変換効率を達成するようになされている。
【００１８】本発明による作用においては次の特徴があ
る。すなわち、該付加的コンバータ素子のみを負荷に供
給される電力の全てが流れる場合に比して大なる入力電
圧動作範囲を達成するように電力変換が選択されるので
ある。本発明の他の特徴においては、所定の電源電圧範
囲を有する電圧源からの電力を変換して、これを２つの
電力コンバータ素子を介して負荷に供給する装置であっ
て、該電力コンバータ素子の各々は電圧源からの電力変
換をなすことができ、少なくとも一方は電源電圧範囲よ
りも狭い入力動作電圧範囲を有する。該装置は、該２つ
のコンバータ素子の電圧源及び負荷への接続をなす制御
回路であって、より狭い入力動作電圧範囲を有する電力
コンバータ素子の入力動作範囲より大なる入力動作電圧
範囲を提供する制御回路を含んでいる。
る。すなわち、該付加的コンバータ素子のみを負荷に供
給される電力の全てが流れる場合に比して大なる入力電
圧動作範囲を達成するように電力変換が選択されるので
ある。本発明の他の特徴においては、所定の電源電圧範
囲を有する電圧源からの電力を変換して、これを２つの
電力コンバータ素子を介して負荷に供給する装置であっ
て、該電力コンバータ素子の各々は電圧源からの電力変
換をなすことができ、少なくとも一方は電源電圧範囲よ
りも狭い入力動作電圧範囲を有する。該装置は、該２つ
のコンバータ素子の電圧源及び負荷への接続をなす制御
回路であって、より狭い入力動作電圧範囲を有する電力
コンバータ素子の入力動作範囲より大なる入力動作電圧
範囲を提供する制御回路を含んでいる。
【００１９】本発明による方法は、負荷への電力を分担
する２つの電力変換素子を有する電力変換回路の入力電
圧動作範囲を広くするのである。この方法においては、
該２つのコンバータ素子を直列又は非直列に選択的に組
合せて、電力変換回路の入力電圧動作範囲が電力変換素
子の一方の組の入力電圧動作範囲より広くなるようにす
るのである。
する２つの電力変換素子を有する電力変換回路の入力電
圧動作範囲を広くするのである。この方法においては、
該２つのコンバータ素子を直列又は非直列に選択的に組
合せて、電力変換回路の入力電圧動作範囲が電力変換素
子の一方の組の入力電圧動作範囲より広くなるようにす
るのである。
【００２０】本発明の利点の１つは、パワーファクタ修
正及びアイソレーションをなしつつより大なる効率の電
力変換をなすことができることである。本発明の他の利
点は以下の実施例及び特許請求の範囲の記載から明らか
である。
正及びアイソレーションをなしつつより大なる効率の電
力変換をなすことができることである。本発明の他の利
点は以下の実施例及び特許請求の範囲の記載から明らか
である。
【００２１】
【実施例】図１に示したＩＰＦＣコンバータ５におい
て、ブーストコンバータ１０はＡＣ電源電圧サイクルの
１サイクルに亘って２つの基本的な動作をなす。第１の
動作は、該ブーストコンバータが該ＡＣ電源に対してパ
ワーファクタ修正負荷として働くことである。第２の動
作は、該ブーストコンバータがＤＣ−ＤＣコンバータ６
２の最小動作電圧Ｖmin及びＡＣ電源１８のピーク値Ｖp
の双方より大なるレベルに電圧ＶＢを、コンバータ５の
ＡＣ入力電圧動作範囲に亘って維持することである。Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータ６２から供給される全ての電力はブ
ーストコンバータ１０を経て供給され、すなわち２−ス
テージアプローチであり、コンバータ５の全体変換効率
は２つのパワーコンバータステージ１０，６２の変換効
率の積である。よって、もし、ブーストコンバータ１０
及びアイソレーションコンバータ６２が、各々、９０％
及び８５％の変換効率を有するならば、全体のコンバー
タ１０の変換効率は 0.90× 0.85＝ 0.765すなわち、７
６．５％である。
て、ブーストコンバータ１０はＡＣ電源電圧サイクルの
１サイクルに亘って２つの基本的な動作をなす。第１の
動作は、該ブーストコンバータが該ＡＣ電源に対してパ
ワーファクタ修正負荷として働くことである。第２の動
作は、該ブーストコンバータがＤＣ−ＤＣコンバータ６
２の最小動作電圧Ｖmin及びＡＣ電源１８のピーク値Ｖp
の双方より大なるレベルに電圧ＶＢを、コンバータ５の
ＡＣ入力電圧動作範囲に亘って維持することである。Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータ６２から供給される全ての電力はブ
ーストコンバータ１０を経て供給され、すなわち２−ス
テージアプローチであり、コンバータ５の全体変換効率
は２つのパワーコンバータステージ１０，６２の変換効
率の積である。よって、もし、ブーストコンバータ１０
及びアイソレーションコンバータ６２が、各々、９０％
及び８５％の変換効率を有するならば、全体のコンバー
タ１０の変換効率は 0.90× 0.85＝ 0.765すなわち、７
６．５％である。
【００２２】図１に示したブーストコンバータによって
提供される特徴は電圧Ｖinがアイソレーションコンバー
タ６２の最小動作電圧以下になるＡＣ動作サイクルの一
部の間のみに必要とされる。もし、図４に示すようにブ
ーストコンバータ１０が除かれてＰＦＣ制御されるアイ
ソレーションコンバータ６２のみが動作する場合アイソ
レーションコンバータ６２は出力電圧調整及びパワーフ
ァクタ修正動作の両方を入力動作電圧ＶminよりもＶin
が大なる期間に亘って行なうのである。これらの期間は
図４に示す波形においてはＴopとラベル付けされてい
る。しかし乍ら、ＶinがＶminよりも小なる期間におい
ては、アイソレーションコンバータ６２は電圧Ｖoutを
信頼性をもって制御することが出来ず、又電流Ｉinの位
相及び波形を制御することも出来ない。このことは出力
電圧Ｖout及び入力電流Ｉinの双方における歪を生じ、
パワーファクタ修正動作を劣化させることになる。この
パワーファクタ修正動作の品質はＡＣライン電圧すなわ
ち電圧Ｖpの値の変化によっても変化する。なんとなれ
ば、この変化はアイソレーションコンバータ６２がＡＣ
ラインサイクルにおける動作又は非動作の時間の割合に
影響を与えるからである。
提供される特徴は電圧Ｖinがアイソレーションコンバー
タ６２の最小動作電圧以下になるＡＣ動作サイクルの一
部の間のみに必要とされる。もし、図４に示すようにブ
ーストコンバータ１０が除かれてＰＦＣ制御されるアイ
ソレーションコンバータ６２のみが動作する場合アイソ
レーションコンバータ６２は出力電圧調整及びパワーフ
ァクタ修正動作の両方を入力動作電圧ＶminよりもＶin
が大なる期間に亘って行なうのである。これらの期間は
図４に示す波形においてはＴopとラベル付けされてい
る。しかし乍ら、ＶinがＶminよりも小なる期間におい
ては、アイソレーションコンバータ６２は電圧Ｖoutを
信頼性をもって制御することが出来ず、又電流Ｉinの位
相及び波形を制御することも出来ない。このことは出力
電圧Ｖout及び入力電流Ｉinの双方における歪を生じ、
パワーファクタ修正動作を劣化させることになる。この
パワーファクタ修正動作の品質はＡＣライン電圧すなわ
ち電圧Ｖpの値の変化によっても変化する。なんとなれ
ば、この変化はアイソレーションコンバータ６２がＡＣ
ラインサイクルにおける動作又は非動作の時間の割合に
影響を与えるからである。
【００２３】ブーストコンバータ１０を設けることによ
ってコンバータ入力電圧をＶminより高く維持すること
による問題を克服することができる。しかしながら、ブ
ーストコンバータＡＣラインサイクルの全体に亘って動
作させることは大きな欠点がある。すなわち、なんとな
れば、入力電圧及び電流は共に正弦波であって位相同期
しており、電力の殆どはＡＣラインサイクルのピーク又
はその近傍において引き出される故、これらの動作状態
においてはブーストコンバータがその全体の電力ロスの
大部分を占めることになるからである。さらに、ブース
トコンバータの利点は、ライン電圧がＶmin以下にある
時のみ必要とされ、ライン電圧がそのピーク値の近傍に
ある時には必要とされないのである。よって、ブースト
コンバータはそれが本当に必要とされない期間すなわち
ＡＣ電源電圧がＶmin以上にある期間においては全体の
コンバータ効率に悪い影響を与えるのである。
ってコンバータ入力電圧をＶminより高く維持すること
による問題を克服することができる。しかしながら、ブ
ーストコンバータＡＣラインサイクルの全体に亘って動
作させることは大きな欠点がある。すなわち、なんとな
れば、入力電圧及び電流は共に正弦波であって位相同期
しており、電力の殆どはＡＣラインサイクルのピーク又
はその近傍において引き出される故、これらの動作状態
においてはブーストコンバータがその全体の電力ロスの
大部分を占めることになるからである。さらに、ブース
トコンバータの利点は、ライン電圧がＶmin以下にある
時のみ必要とされ、ライン電圧がそのピーク値の近傍に
ある時には必要とされないのである。よって、ブースト
コンバータはそれが本当に必要とされない期間すなわち
ＡＣ電源電圧がＶmin以上にある期間においては全体の
コンバータ効率に悪い影響を与えるのである。
【００２４】図５に示したように、全体として１つのス
テージと見做せるようなＩＰＦＣコンバータ回路６０に
おいて、ブーストコンバータ１０はＡＣラインサイクル
の一部においてのみアイソレーションコンバータ６２に
電力を供給する。アイソレーションコンバータ６２は最
小動作電圧Ｖminを有するどのようなアイソレーション
コンバータでもよく、ブーストコンバータ１０はノン−
アイソレーションコンバータであればよい。アイソレー
ションコンバータ６２は図示はしないが既に述べたコン
トローラのどのようなタイプでもよいパワーファクタ修
正コントローラを含み、このコントローラはＶinの波形
に電流Ｉinが追従するように制御し又コンバータ６２の
出力電圧を所定の出力電圧Ｖoutになるように制御す
る。ブーストコンバータ１０はその出力電圧Ｖcをアイ
ソレーションコンバータ６２の最小入力動作電圧に等し
いか又は僅かに高い所定電圧値に維持するように構成さ
れている。全波整流器６０は双極性のＡＣ電源電圧Ｖac
１８を単極性の電圧Ｖinに変換する。スイッチ制御回路
６６は整流ライン電圧Ｖinがアイソレーションコンバー
タ６２の最小動作電圧より高い位置に設定された活性化
閾値を下回ったときにスイッチ６８を閉じるようになさ
れている。スイッチ６８が閉成した時ブーストコンバー
タ１０は活性化され、ダイオード６５を介してアイソレ
ーションコンバータ６２の入力に電流を供給し、アイソ
レーションコンバータ６２への入力電圧をその最小動作
電圧Ｖminより高く維持する。ブーストコンバータ１０
が電力をアイソレーションコンバータ６２に供給してい
る期間においては、アイソレーションコンバータ６２の
パワーファクタ修正コントローラは電圧Ｖinの波形を電
流Ｉinが追従するように制御し、従って、双極性のＡＣ
ライン電流ＩlineがＡＣ電源電圧Ｖacの波形を追従す
る。コンデンサすなわちキャパシタ６９はブーストコン
バータから供給される時間変動電流を受け入れて電圧Ｖ
cにおける時間変動を最小にする。この期間において
は、ＶinはＶcよりも小である故、ダイオード６４は逆
方向にバイアスされてＩＰＦＣコンバータ６０の全体は
２−ステージモードにて動作しブーストコンバータ１０
によって供給される電力は全てアイソレーションコンバ
ータ６２に吸収される。
テージと見做せるようなＩＰＦＣコンバータ回路６０に
おいて、ブーストコンバータ１０はＡＣラインサイクル
の一部においてのみアイソレーションコンバータ６２に
電力を供給する。アイソレーションコンバータ６２は最
小動作電圧Ｖminを有するどのようなアイソレーション
コンバータでもよく、ブーストコンバータ１０はノン−
アイソレーションコンバータであればよい。アイソレー
ションコンバータ６２は図示はしないが既に述べたコン
トローラのどのようなタイプでもよいパワーファクタ修
正コントローラを含み、このコントローラはＶinの波形
に電流Ｉinが追従するように制御し又コンバータ６２の
出力電圧を所定の出力電圧Ｖoutになるように制御す
る。ブーストコンバータ１０はその出力電圧Ｖcをアイ
ソレーションコンバータ６２の最小入力動作電圧に等し
いか又は僅かに高い所定電圧値に維持するように構成さ
れている。全波整流器６０は双極性のＡＣ電源電圧Ｖac
１８を単極性の電圧Ｖinに変換する。スイッチ制御回路
６６は整流ライン電圧Ｖinがアイソレーションコンバー
タ６２の最小動作電圧より高い位置に設定された活性化
閾値を下回ったときにスイッチ６８を閉じるようになさ
れている。スイッチ６８が閉成した時ブーストコンバー
タ１０は活性化され、ダイオード６５を介してアイソレ
ーションコンバータ６２の入力に電流を供給し、アイソ
レーションコンバータ６２への入力電圧をその最小動作
電圧Ｖminより高く維持する。ブーストコンバータ１０
が電力をアイソレーションコンバータ６２に供給してい
る期間においては、アイソレーションコンバータ６２の
パワーファクタ修正コントローラは電圧Ｖinの波形を電
流Ｉinが追従するように制御し、従って、双極性のＡＣ
ライン電流ＩlineがＡＣ電源電圧Ｖacの波形を追従す
る。コンデンサすなわちキャパシタ６９はブーストコン
バータから供給される時間変動電流を受け入れて電圧Ｖ
cにおける時間変動を最小にする。この期間において
は、ＶinはＶcよりも小である故、ダイオード６４は逆
方向にバイアスされてＩＰＦＣコンバータ６０の全体は
２−ステージモードにて動作しブーストコンバータ１０
によって供給される電力は全てアイソレーションコンバ
ータ６２に吸収される。
【００２５】電圧Ｖinが活性化閾値電圧を越えた時、ス
イッチ６８は制御回路６６によって開放されてブースト
コンバータは動作を停止する。そして、電力は全波整流
器２０から直接ダイオード６４を介してアイソレーショ
ンコンバータ６２に供給される。この期間においては、
電圧Ｖcの値はＶinより低いので、ダイオード６５は逆
方向にバイアスされる。スイッチ６８が開放されている
間、アイソレーションコンバータ６２のパワーファクタ
修正コントローラはＡＣ電源１８に介してアイソレーシ
ョンコンバータ６２がパワーファクタ修正負荷となるよ
うに働き、コンバータ６２をその出力電圧が電圧値Ｖou
tになるように制御する。出力キャパシタ２２は入力Ａ
Ｃライン電圧としてエネルギを蓄積し、従って、アイソ
レーションコンバータ６２の入力電流及び出力電力の双
方はコンバータ６２に含まれるパワーファクタ修正コン
トローラのコントロールのもとで同時に変動する。
イッチ６８は制御回路６６によって開放されてブースト
コンバータは動作を停止する。そして、電力は全波整流
器２０から直接ダイオード６４を介してアイソレーショ
ンコンバータ６２に供給される。この期間においては、
電圧Ｖcの値はＶinより低いので、ダイオード６５は逆
方向にバイアスされる。スイッチ６８が開放されている
間、アイソレーションコンバータ６２のパワーファクタ
修正コントローラはＡＣ電源１８に介してアイソレーシ
ョンコンバータ６２がパワーファクタ修正負荷となるよ
うに働き、コンバータ６２をその出力電圧が電圧値Ｖou
tになるように制御する。出力キャパシタ２２は入力Ａ
Ｃライン電圧としてエネルギを蓄積し、従って、アイソ
レーションコンバータ６２の入力電流及び出力電力の双
方はコンバータ６２に含まれるパワーファクタ修正コン
トローラのコントロールのもとで同時に変動する。
【００２６】キャパシタ２２はコントロール６２からの
出力が高い間、すなわち、電圧Ｖin及び電流Ｉinが比較
的高い時、充電し、コンバータ６２からの出力電力が低
い時、すなわち、Ｖin及びＩinが比較的低いとき、放電
する。図５に示された電力変換回路構成は、“準‐シン
グルステージ”である。なんとなれば“２−ステージ”
動作をなすスイッチ６８の閉成は各エネルギサイクルの
わずかな期間においてのみ生ずるからである。エネルギ
サイクルの残りの全ての時間において、エネルギはアイ
ソレーションコンバータ６２によってのみ処理される。
このことは、図４に示されたコンバータ５に比較して全
体の変換効率を改善している。
出力が高い間、すなわち、電圧Ｖin及び電流Ｉinが比較
的高い時、充電し、コンバータ６２からの出力電力が低
い時、すなわち、Ｖin及びＩinが比較的低いとき、放電
する。図５に示された電力変換回路構成は、“準‐シン
グルステージ”である。なんとなれば“２−ステージ”
動作をなすスイッチ６８の閉成は各エネルギサイクルの
わずかな期間においてのみ生ずるからである。エネルギ
サイクルの残りの全ての時間において、エネルギはアイ
ソレーションコンバータ６２によってのみ処理される。
このことは、図４に示されたコンバータ５に比較して全
体の変換効率を改善している。
【００２７】例えば、次のことを仮定する。すなわち、
アイソレーションコンバータ６２の最小動作電圧Ｖmin
及びスイッチ６８の活性化閾値を５０ボルトとする。ま
た、ＡＣライン電圧を８５ＶＡＣとする。（このときＶ
pは120ボルト）ブーストコンバータの効率は９０％とし
アイソレーションコンバータの効率は８５％とする。さ
らに、ＩＰＦＣコンバータ６０は負荷に電力を供給し、
正弦波ＡＣ電源１８から 500ワットを導き出すこととす
る。
アイソレーションコンバータ６２の最小動作電圧Ｖmin
及びスイッチ６８の活性化閾値を５０ボルトとする。ま
た、ＡＣライン電圧を８５ＶＡＣとする。（このときＶ
pは120ボルト）ブーストコンバータの効率は９０％とし
アイソレーションコンバータの効率は８５％とする。さ
らに、ＩＰＦＣコンバータ６０は負荷に電力を供給し、
正弦波ＡＣ電源１８から 500ワットを導き出すこととす
る。
【００２８】上記した仮定のもとで、図６に示すよう
に、入力電圧Ｖin及び入力電流Ｉinは整流器及びアイソ
レーションコンバータ６２に含まれるパワーファクタ修
正コントローラの動作によって単方向の正弦波変化をな
し、Ｉinのピーク値は 8.31アンペアである。Ｖin及び
Ｉinの積に等しい入力電力はそのピークにおいて 1000
ワットである。電圧ＶinがＶmin以下にある時すなわち
波形の影を付した部分においては、電力が２つのコンバ
ータ１０及び６２によって処理される。この例において
は、この期間において処理される電力は全体の電力の
3.2％すなわち16.1ワットにすぎない。残りの電力 483.
9ワットはＡＣラインサイクルのバランスしている間に
処理され、この電力処理はアイソレーションコンバータ
６２のみによってなされる。その結果、影を付した部分
における電力ロス、すなわち両方のコンバータが電力処
理をしている時の電力ロスは、 16.1×(1-0.90×0.85)＝3.78ワット アイソレーションコンバータ６２のみが電力処理をして
いる間すなわちサイクルがバランスしている間における
電力ロスは、 （１−0.85)×494.4＝74.16ワット であり、トータルの電力ロスは77.94ワットになる。負
荷に供給される電力は、500−3.78−77.94＝418.28ワッ
トである故、ＩＰＦＣコンバータ６０の全体の効率は、
418.28／500＝0.837すなわち 83.7％である。この値は
アイソレーションコンバータ６２のみの場合の効率に比
較してそんなに悪くはなく、コンバータ１０及び６２の
双方がＡＣラインサイクル全体に亘って電力処理を行な
う図１のコンバータ１０によって示される効率 76.5％
よりかなり良い。
に、入力電圧Ｖin及び入力電流Ｉinは整流器及びアイソ
レーションコンバータ６２に含まれるパワーファクタ修
正コントローラの動作によって単方向の正弦波変化をな
し、Ｉinのピーク値は 8.31アンペアである。Ｖin及び
Ｉinの積に等しい入力電力はそのピークにおいて 1000
ワットである。電圧ＶinがＶmin以下にある時すなわち
波形の影を付した部分においては、電力が２つのコンバ
ータ１０及び６２によって処理される。この例において
は、この期間において処理される電力は全体の電力の
3.2％すなわち16.1ワットにすぎない。残りの電力 483.
9ワットはＡＣラインサイクルのバランスしている間に
処理され、この電力処理はアイソレーションコンバータ
６２のみによってなされる。その結果、影を付した部分
における電力ロス、すなわち両方のコンバータが電力処
理をしている時の電力ロスは、 16.1×(1-0.90×0.85)＝3.78ワット アイソレーションコンバータ６２のみが電力処理をして
いる間すなわちサイクルがバランスしている間における
電力ロスは、 （１−0.85)×494.4＝74.16ワット であり、トータルの電力ロスは77.94ワットになる。負
荷に供給される電力は、500−3.78−77.94＝418.28ワッ
トである故、ＩＰＦＣコンバータ６０の全体の効率は、
418.28／500＝0.837すなわち 83.7％である。この値は
アイソレーションコンバータ６２のみの場合の効率に比
較してそんなに悪くはなく、コンバータ１０及び６２の
双方がＡＣラインサイクル全体に亘って電力処理を行な
う図１のコンバータ１０によって示される効率 76.5％
よりかなり良い。
【００２９】図７に示す準‐シングルステージの変形例
においては、図５に示すスイッチ６８、スイッチコント
ロール回路６６及びダイオード６４が省略されている。
図７に示すブーストコンバータ素子１０は図２に示すブ
ーストコンバータ素子の回路部品を含んでいる。このブ
ーストコンバータの構成はアイソレーションコンバータ
なしのブースト回路構成が用いられる。動作において、
ブーストコンバータの電圧コントローラ２６は電圧Ｖc
をコンバータ６２の最小動作電圧より高い所定の電圧値
Ｖtに維持する。もし、電圧ＶinがＶtを下回っている時
は、ＩＰＦＣコンバータ６１は図５に示したＩＰＦＣコ
ンバータ６０と殆ど同じ形態にて動作する。しかしなが
ら、ＶinがＶtを越えると、電圧コントローラ２６がス
イッチ２８のデューティ比を０とし、スイッチ２８がオ
フとなる。スイッチ２８がオフの間、電圧Ｖinはキャパ
シタ６９及びダイオード６４の直列回路の両端に印加さ
れる。もし、キャパシタ６９の容量が大ならば、Ｖin両
端にこの回路を接続することはコンバータ６１がＡＣラ
インに対して示すパワーファクタに対してかなり影響を
与える。しかしながら、ブーストコンバータ１０によっ
て処理される電力量が小さい故に、キャパシタ６９の容
量は非常に小さい。
においては、図５に示すスイッチ６８、スイッチコント
ロール回路６６及びダイオード６４が省略されている。
図７に示すブーストコンバータ素子１０は図２に示すブ
ーストコンバータ素子の回路部品を含んでいる。このブ
ーストコンバータの構成はアイソレーションコンバータ
なしのブースト回路構成が用いられる。動作において、
ブーストコンバータの電圧コントローラ２６は電圧Ｖc
をコンバータ６２の最小動作電圧より高い所定の電圧値
Ｖtに維持する。もし、電圧ＶinがＶtを下回っている時
は、ＩＰＦＣコンバータ６１は図５に示したＩＰＦＣコ
ンバータ６０と殆ど同じ形態にて動作する。しかしなが
ら、ＶinがＶtを越えると、電圧コントローラ２６がス
イッチ２８のデューティ比を０とし、スイッチ２８がオ
フとなる。スイッチ２８がオフの間、電圧Ｖinはキャパ
シタ６９及びダイオード６４の直列回路の両端に印加さ
れる。もし、キャパシタ６９の容量が大ならば、Ｖin両
端にこの回路を接続することはコンバータ６１がＡＣラ
インに対して示すパワーファクタに対してかなり影響を
与える。しかしながら、ブーストコンバータ１０によっ
て処理される電力量が小さい故に、キャパシタ６９の容
量は非常に小さい。
【００３０】例えば、図５及び７に示されるような負荷
に 750ワットまでの電力を供給するように設計された実
用的コンバータ６０においては、キャパシタ６９の容量
は１マイクロファラッドである。（比較例として図１に
示されるタイプであって、同じ電力レベルで動作するよ
うに設計された実用的コンバータにおいてはフィルタキ
ャパシタ２２の容量は数 100マイクロファラッドである
ことが通常要求される）ところが、図７に示される如き
種類のコンバータにおいてはこの小さな容量のキャパシ
タに印加される電圧ＶcはＩＰＦＣコンバータ６１がＡ
Ｃ電圧源１８に対して示すパワーファクタに対して僅か
な影響を与えるだけである。
に 750ワットまでの電力を供給するように設計された実
用的コンバータ６０においては、キャパシタ６９の容量
は１マイクロファラッドである。（比較例として図１に
示されるタイプであって、同じ電力レベルで動作するよ
うに設計された実用的コンバータにおいてはフィルタキ
ャパシタ２２の容量は数 100マイクロファラッドである
ことが通常要求される）ところが、図７に示される如き
種類のコンバータにおいてはこの小さな容量のキャパシ
タに印加される電圧ＶcはＩＰＦＣコンバータ６１がＡ
Ｃ電圧源１８に対して示すパワーファクタに対して僅か
な影響を与えるだけである。
【００３１】図５に示した回路構成の利点は、ブースト
コンバータ１０の部品がスイッチ６８の閉成時において
生ずる比較的低い電圧に対して耐圧があることが必要と
されることである。Ｖinが上昇し、スイッチが開放され
ると、スイッチ６８及びダイオード６５の組合せが、ブ
ーストコンバータ１０の部品をＶinの上昇した電圧値か
ら保護する。よって、ブーストコンバータは小型であっ
てより安価な部品を用いることになる。例えば、パワー
MOSFETの如き低い定格電圧を有する半導体スイッチが
用いられ、これは変換効率を改善する。他の利点は、低
電力及び低電圧で動作するブーストコンバータがより高
い動作周波数にて動作するように設計されることがで
き、より小さい部品を用いることを可能にする。また、
図７に示された回路構成に比較して図５のキャパシタ６
９はＶinに対して受け身的に接続されることはなく、従
ってブーストコンバータが動作していない時パワーファ
クタに悪い影響を与えることがない。
コンバータ１０の部品がスイッチ６８の閉成時において
生ずる比較的低い電圧に対して耐圧があることが必要と
されることである。Ｖinが上昇し、スイッチが開放され
ると、スイッチ６８及びダイオード６５の組合せが、ブ
ーストコンバータ１０の部品をＶinの上昇した電圧値か
ら保護する。よって、ブーストコンバータは小型であっ
てより安価な部品を用いることになる。例えば、パワー
MOSFETの如き低い定格電圧を有する半導体スイッチが
用いられ、これは変換効率を改善する。他の利点は、低
電力及び低電圧で動作するブーストコンバータがより高
い動作周波数にて動作するように設計されることがで
き、より小さい部品を用いることを可能にする。また、
図７に示された回路構成に比較して図５のキャパシタ６
９はＶinに対して受け身的に接続されることはなく、従
ってブーストコンバータが動作していない時パワーファ
クタに悪い影響を与えることがない。
【００３２】図５のＩＰＦＣコンバータの他の変形例に
おいては、スイッチ６８及びスイッチコントローラ６６
はそのまま残し、ダイオード６５が除かれて単に接続さ
れる。この場合、パワーファクタに対するキャパシタ６
９の影響は図７のコンバータ６１におけると殆ど同じで
あるが、スイッチ６８とブーストコンバータの出力ダイ
オード（図２のダイオード３４）の組合せ効果によって
ブーストコンバータ１０における部品の大部分（図７の
スイッチ２８、コントローラ２６）を高電圧Ｖinから保
護するのである。
おいては、スイッチ６８及びスイッチコントローラ６６
はそのまま残し、ダイオード６５が除かれて単に接続さ
れる。この場合、パワーファクタに対するキャパシタ６
９の影響は図７のコンバータ６１におけると殆ど同じで
あるが、スイッチ６８とブーストコンバータの出力ダイ
オード（図２のダイオード３４）の組合せ効果によって
ブーストコンバータ１０における部品の大部分（図７の
スイッチ２８、コントローラ２６）を高電圧Ｖinから保
護するのである。
【００３３】図５のＩＰＦＣコンバータ６０に用いられ
ているブーストコンバータ１０の実施例及びここに説明
するＩＰＦＣコンバータの実施例の全てに用いられるブ
ーストコンバータはアイソレーションコンバータ６２の
最小動作電圧以上に電圧Ｖcを維持しなければならな
い。その一方で、アイソレーションコンバータ６２の入
力電流はそのＰＦＣコントローラによって制御されてラ
イン電圧の波形に追従する。このことはブーストコンバ
ータのエネルギ蓄積素子が比較的小さくかつコンバータ
の帯域幅がＡＣ電圧源の周波数より非常に大であること
を要求する。例えば、図２及び図５の例において、ＰＷ
Ｍブーストコンバータは負荷に向けて 750ワットを供給
するように設計されたＩＰＦＣコンバータにおいて用い
られるように構成される。なお、この場合、ＡＣライン
電圧は実効値８５Ｖから実効値 264Ｖの範囲に亘って動
作する（５０又は６０ＨＺライン周波数）。図５のスイ
ッチ６８の活性化閾値は５０乃至７０ボルトの範囲にあ
る。スイッチ６８は、例えば、500Ｖの定格耐電圧を有
し米国カリフォルニア州エルセグンドのインターナショ
ナルレクティファイヤコーポレーション社によって製造
されたＩＲＦ840 MOSFETであった。図２のインダクタ３
２のインダクタンスは６０マイクロヘンリであった。ブ
ーストコンバータの出力キャパシタ６９の容量は１マイ
クロファラッドであった。ブーストコンバータの出力ダ
イオードは５０ＳＱ 100ショットキダイオードであっ
た。ブーストコンバータスイッチ２８は各々が100ボル
トの定格崩壊電圧を有し、上記したインターナショナル
レクティファイヤインコーポレイション社によって製造
されたＩＲＦ 540 MOSFETであった。上記したユニトロ
ード社によって製造されたパーツNo.UC3842のＩＣコン
トローラはブーストコンバータをほぼ 150ＫＨｚのスイ
ッチング周波数にて制御するために用いられた。図５の
ダイオード６５は米国アリゾナ州フェニックスのモトロ
ーラインク社によって製造される１Ｎ 5406整流器であ
った。
ているブーストコンバータ１０の実施例及びここに説明
するＩＰＦＣコンバータの実施例の全てに用いられるブ
ーストコンバータはアイソレーションコンバータ６２の
最小動作電圧以上に電圧Ｖcを維持しなければならな
い。その一方で、アイソレーションコンバータ６２の入
力電流はそのＰＦＣコントローラによって制御されてラ
イン電圧の波形に追従する。このことはブーストコンバ
ータのエネルギ蓄積素子が比較的小さくかつコンバータ
の帯域幅がＡＣ電圧源の周波数より非常に大であること
を要求する。例えば、図２及び図５の例において、ＰＷ
Ｍブーストコンバータは負荷に向けて 750ワットを供給
するように設計されたＩＰＦＣコンバータにおいて用い
られるように構成される。なお、この場合、ＡＣライン
電圧は実効値８５Ｖから実効値 264Ｖの範囲に亘って動
作する（５０又は６０ＨＺライン周波数）。図５のスイ
ッチ６８の活性化閾値は５０乃至７０ボルトの範囲にあ
る。スイッチ６８は、例えば、500Ｖの定格耐電圧を有
し米国カリフォルニア州エルセグンドのインターナショ
ナルレクティファイヤコーポレーション社によって製造
されたＩＲＦ840 MOSFETであった。図２のインダクタ３
２のインダクタンスは６０マイクロヘンリであった。ブ
ーストコンバータの出力キャパシタ６９の容量は１マイ
クロファラッドであった。ブーストコンバータの出力ダ
イオードは５０ＳＱ 100ショットキダイオードであっ
た。ブーストコンバータスイッチ２８は各々が100ボル
トの定格崩壊電圧を有し、上記したインターナショナル
レクティファイヤインコーポレイション社によって製造
されたＩＲＦ 540 MOSFETであった。上記したユニトロ
ード社によって製造されたパーツNo.UC3842のＩＣコン
トローラはブーストコンバータをほぼ 150ＫＨｚのスイ
ッチング周波数にて制御するために用いられた。図５の
ダイオード６５は米国アリゾナ州フェニックスのモトロ
ーラインク社によって製造される１Ｎ 5406整流器であ
った。
【００３４】多くの例において、ＩＰＦＣコンバータは
比較的幅広いＡＣ入力電圧範囲に亘って動作することが
望まれる。例えば、実効値８５ＶＡＣから実効値 264Ｖ
ＡＣまでの範囲であってＶac及びＶinのピーク値 120乃
至 373ボルトの範囲に対応する範囲である。このこと
は、アイソレーションコンバータ６２がＤＣ 400ボルト
に近づく入力電圧にて動作出来ることを要求する。も
し、アイソレーションコンバータ６２の最小入力動作電
圧が５０ボルトであったとすると、このコンバータは
８：１の入力動作電圧範囲を有すべきである。ところ
が、実際上、通常のアイソレーションコンバータの動作
効率及び電力密度は入力動作電圧範囲が大となるに連れ
て劣化する。従って、アイソレーションコンバータ６２
の動作電圧範囲を最小にすることが望ましい。
比較的幅広いＡＣ入力電圧範囲に亘って動作することが
望まれる。例えば、実効値８５ＶＡＣから実効値 264Ｖ
ＡＣまでの範囲であってＶac及びＶinのピーク値 120乃
至 373ボルトの範囲に対応する範囲である。このこと
は、アイソレーションコンバータ６２がＤＣ 400ボルト
に近づく入力電圧にて動作出来ることを要求する。も
し、アイソレーションコンバータ６２の最小入力動作電
圧が５０ボルトであったとすると、このコンバータは
８：１の入力動作電圧範囲を有すべきである。ところ
が、実際上、通常のアイソレーションコンバータの動作
効率及び電力密度は入力動作電圧範囲が大となるに連れ
て劣化する。従って、アイソレーションコンバータ６２
の動作電圧範囲を最小にすることが望ましい。
【００３５】図８においては、アイソレーションコンバ
ータ６２，７０がそれぞれのコンバータの入力動作範囲
より大なる入力電圧Ｖin３３の変動範囲に亘って動作す
るように用いられる。２つのアイソレーションコンバー
タ６２，７０の出力は並列に接続され、電流分配回路 1
00によって負荷２３への負荷電流Ｉloadを運ぶ場合に分
担するようになっている。例えば、アイソレーションコ
ンバータ６２，７０が量子化エネルギ伝達によって電力
を伝達するタイプのパワーコンバータを含む場合は、電
流分担はこれらのアイソレーションコンバータを米国特
許第4,648,020号に開示された如きマスタ‐ブースタ構
成に接続することによって達成される。例えばこの場
合、コンバータ７０は駆動モジュールであり、コンバー
タ６２はブースタモジュールである。このブースタモジ
ュールは駆動モジュールと位相同期するように動作せし
められる。この場合、電流分担コントローラは駆動モジ
ュール７０からブースタモジュール６２へ動作周波数情
報を運ぶ回路である。例えば図１２を参照のこと。ある
いは、ブースタモジュールは位相遅れに同期してコンバ
ータ入力から反射してＡＣ電源に向う雑音を低減させ
る。かかる双方の場合において、零電流スイッチングコ
ンバータ及びその他の量子化パワーコンバータの自然の
電力分担特性は、各コンバータによって運ばれる電流Ｉ
o1及びＩo2が負荷２３に供給される負荷電流Ｉloadの全
電流の予想できる割合である。
ータ６２，７０がそれぞれのコンバータの入力動作範囲
より大なる入力電圧Ｖin３３の変動範囲に亘って動作す
るように用いられる。２つのアイソレーションコンバー
タ６２，７０の出力は並列に接続され、電流分配回路 1
00によって負荷２３への負荷電流Ｉloadを運ぶ場合に分
担するようになっている。例えば、アイソレーションコ
ンバータ６２，７０が量子化エネルギ伝達によって電力
を伝達するタイプのパワーコンバータを含む場合は、電
流分担はこれらのアイソレーションコンバータを米国特
許第4,648,020号に開示された如きマスタ‐ブースタ構
成に接続することによって達成される。例えばこの場
合、コンバータ７０は駆動モジュールであり、コンバー
タ６２はブースタモジュールである。このブースタモジ
ュールは駆動モジュールと位相同期するように動作せし
められる。この場合、電流分担コントローラは駆動モジ
ュール７０からブースタモジュール６２へ動作周波数情
報を運ぶ回路である。例えば図１２を参照のこと。ある
いは、ブースタモジュールは位相遅れに同期してコンバ
ータ入力から反射してＡＣ電源に向う雑音を低減させ
る。かかる双方の場合において、零電流スイッチングコ
ンバータ及びその他の量子化パワーコンバータの自然の
電力分担特性は、各コンバータによって運ばれる電流Ｉ
o1及びＩo2が負荷２３に供給される負荷電流Ｉloadの全
電流の予想できる割合である。
【００３６】もし、コンバータ６２，７０が負荷への電
力を均等に分担するならば、コンバータ６２，７０はそ
れらの入力において等しい電力を受け入れることにな
る。コンバータ６２，７０への入力は入力電源に対して
直列に接続されており、これらの２つのコンバータの入
力の両端の平均電圧はほぼ等しい。スイッチ７６，７８
はこれらのアイソレーションコンバータ６２，７０の入
力の直列接続及び並列接続を切換える。例えば、アイソ
レーションコンバータ６２，７０が各々５０ボルトない
し 200ボルトの入力動作範囲（４：１レンジ）を有する
と仮定する。入力電圧Ｖinが 180ボルト及び 200ボルト
の間の接続切換閾値より下回っている時は、スイッチ７
６，７８は接続切換コントローラ 112によって形成せし
められる。このときアイソレーションコンバータ６２，
７０を接続するダイオード８０は逆方向にバイアスされ
る。アイソレーションコンバータ６２，７０の入力は並
列接続され、これらの２つのアイソレーションコンバー
タへの入力電圧８２，８４は互いに等しくかつ入力電圧
Ｖinに等しい。
力を均等に分担するならば、コンバータ６２，７０はそ
れらの入力において等しい電力を受け入れることにな
る。コンバータ６２，７０への入力は入力電源に対して
直列に接続されており、これらの２つのコンバータの入
力の両端の平均電圧はほぼ等しい。スイッチ７６，７８
はこれらのアイソレーションコンバータ６２，７０の入
力の直列接続及び並列接続を切換える。例えば、アイソ
レーションコンバータ６２，７０が各々５０ボルトない
し 200ボルトの入力動作範囲（４：１レンジ）を有する
と仮定する。入力電圧Ｖinが 180ボルト及び 200ボルト
の間の接続切換閾値より下回っている時は、スイッチ７
６，７８は接続切換コントローラ 112によって形成せし
められる。このときアイソレーションコンバータ６２，
７０を接続するダイオード８０は逆方向にバイアスされ
る。アイソレーションコンバータ６２，７０の入力は並
列接続され、これらの２つのアイソレーションコンバー
タへの入力電圧８２，８４は互いに等しくかつ入力電圧
Ｖinに等しい。
【００３７】入力電圧Ｖin３３が該接続切換閾値電圧よ
り高い時、スイッチ７６，７８は接続切換コントローラ
112によって開放せしめられ、２つのアイソレーション
コンバータ６２，７０の入力はダイオード８０を介して
互いに直列に接続される。このとき、入力電圧Ｖinは２
つのコンバータの入力においてほぼ等分されアイソレー
ションコンバータの直列接続はＶinの値をコンバータ６
２，７０の最大定格入力電圧の２倍の値にまで増大せし
める。よって、５０ボルトの最小入力動作電圧及び 200
ボルトの最大入力動作電圧（４：１入力電圧レンジ）を
有する一対のコンバータは 400ボルトまでの入力電圧Ｖ
inを取り扱うために用いることができる。よってトータ
ルの有効入力動作範囲は８：１に増大され、すなわち２
つのコンバータ６２，７０の一方の動作範囲の２倍の動
作範囲が得られるのである。
り高い時、スイッチ７６，７８は接続切換コントローラ
112によって開放せしめられ、２つのアイソレーション
コンバータ６２，７０の入力はダイオード８０を介して
互いに直列に接続される。このとき、入力電圧Ｖinは２
つのコンバータの入力においてほぼ等分されアイソレー
ションコンバータの直列接続はＶinの値をコンバータ６
２，７０の最大定格入力電圧の２倍の値にまで増大せし
める。よって、５０ボルトの最小入力動作電圧及び 200
ボルトの最大入力動作電圧（４：１入力電圧レンジ）を
有する一対のコンバータは 400ボルトまでの入力電圧Ｖ
inを取り扱うために用いることができる。よってトータ
ルの有効入力動作範囲は８：１に増大され、すなわち２
つのコンバータ６２，７０の一方の動作範囲の２倍の動
作範囲が得られるのである。
【００３８】図８に示した技術は図５の準‐シングルス
テージ回路構成において用いることによって、ＡＣ電源
電圧の変動範囲に対して小さい入力動作範囲を有するア
イソレーションコンバータを用いることを可能にする。
図９に示された変形回路６０′は各々 500−200ボルト
入力（４：１）レンジを有する２つのアイソレーション
コンバータ６２，７０を有する。ブーストコンバータ１
０はコントロール回路６６によって制御されるスイッチ
６８によって活性化され、入力電圧Ｖinが５０ボルトを
下回るとき接続点３３の出力電圧を５０ボルトに維持す
る。ブーストコンバータ１０の出力はダイオード７２を
介してアイソレーションコンバータの入力に供給され
る。このダイオード７２は入力電圧Ｖinが５０ボルトピ
ークを越えた時コンバータ１０及びキャパシタ９６を入
力電圧Ｖinから切り離す。
テージ回路構成において用いることによって、ＡＣ電源
電圧の変動範囲に対して小さい入力動作範囲を有するア
イソレーションコンバータを用いることを可能にする。
図９に示された変形回路６０′は各々 500−200ボルト
入力（４：１）レンジを有する２つのアイソレーション
コンバータ６２，７０を有する。ブーストコンバータ１
０はコントロール回路６６によって制御されるスイッチ
６８によって活性化され、入力電圧Ｖinが５０ボルトを
下回るとき接続点３３の出力電圧を５０ボルトに維持す
る。ブーストコンバータ１０の出力はダイオード７２を
介してアイソレーションコンバータの入力に供給され
る。このダイオード７２は入力電圧Ｖinが５０ボルトピ
ークを越えた時コンバータ１０及びキャパシタ９６を入
力電圧Ｖinから切り離す。
【００３９】キャパシタ２２はパワーファクタ修正入力
電流Ｉinとしてエネルギを蓄積し、コンバータ出力電流
Ｉo1及びＩo2は各ラインサイクルの間において変動す
る。キャパシタ２２はコンバータ６２，７０の出力電圧
が高い間は充電しコンバータの出力電圧が低い時放電し
て負荷２３の両端電圧の変動を最小にする。接続切換コ
ントローラ 112は、上記した如く、Ｖinを測定して、ス
イッチ７６，７８の開閉を制御し、アイソレーションコ
ンバータ６２，７０の入力の直列接続及び並列接続を切
換える。よって、５０ボルトの最小入力動作電圧及び 2
00ボルトの最大入力動作電圧（４：１入力レンジ）を有
するコンバータを用いて、 400ボルトまでのピーク電圧
を有するラインを取り扱うことができるＩＰＦＣコンバ
ータ６０′を得ることができる。なお、この場合、ＡＣ
入力電圧１８Ｖacは実効値 282ＶＡＣである。
電流Ｉinとしてエネルギを蓄積し、コンバータ出力電流
Ｉo1及びＩo2は各ラインサイクルの間において変動す
る。キャパシタ２２はコンバータ６２，７０の出力電圧
が高い間は充電しコンバータの出力電圧が低い時放電し
て負荷２３の両端電圧の変動を最小にする。接続切換コ
ントローラ 112は、上記した如く、Ｖinを測定して、ス
イッチ７６，７８の開閉を制御し、アイソレーションコ
ンバータ６２，７０の入力の直列接続及び並列接続を切
換える。よって、５０ボルトの最小入力動作電圧及び 2
00ボルトの最大入力動作電圧（４：１入力レンジ）を有
するコンバータを用いて、 400ボルトまでのピーク電圧
を有するラインを取り扱うことができるＩＰＦＣコンバ
ータ６０′を得ることができる。なお、この場合、ＡＣ
入力電圧１８Ｖacは実効値 282ＶＡＣである。
【００４０】図１０においては、アイソレーションコン
バータ６２，７０の直列接続における１つの状態を示し
ている。各コンバータモジュールは負荷に直列なスイッ
チング素子９４，９６によって示されている。このスイ
ッチング素子はかかるコンバータの電力変換部に通常含
まれているスイッチを示し、ＡＣ入力電源（図９の電源
１８）の周波数よりも非常に高いスイッチング周波数に
て開閉せしめられる。スイッチング素子９４，９６が異
なる時点に開閉せしめられるならば、２つのコンバータ
の入力間において、（過渡的状態において）入力電圧Ｖ
inが均等に分割されず、このことはどちらかのコンバー
タにより高い電圧が印加される状態を招来する。これを
防止するために、例えば０．１マイクロファラッドの小
なるキャパシタを各コンバータ６２，７０の入力間に配
置してかかる過渡的状態における電圧の平滑化を図るこ
とができる。
バータ６２，７０の直列接続における１つの状態を示し
ている。各コンバータモジュールは負荷に直列なスイッ
チング素子９４，９６によって示されている。このスイ
ッチング素子はかかるコンバータの電力変換部に通常含
まれているスイッチを示し、ＡＣ入力電源（図９の電源
１８）の周波数よりも非常に高いスイッチング周波数に
て開閉せしめられる。スイッチング素子９４，９６が異
なる時点に開閉せしめられるならば、２つのコンバータ
の入力間において、（過渡的状態において）入力電圧Ｖ
inが均等に分割されず、このことはどちらかのコンバー
タにより高い電圧が印加される状態を招来する。これを
防止するために、例えば０．１マイクロファラッドの小
なるキャパシタを各コンバータ６２，７０の入力間に配
置してかかる過渡的状態における電圧の平滑化を図るこ
とができる。
【００４１】図１１において、接続切換コントローラ 1
12は、ライン入力電圧１８が 180ボルト以上又は以下の
値を有するときに、アイソレーションコンバータ６２，
７０の入力端を直列又は並列接続に切換える。接続切換
コントローラ 112は抵抗 103,104からなる分圧回路及び
基準電圧 105からの入力を比較する比較器 102を有す
る。抵抗３７は接続切換コントローラ 112にヒステリシ
スを導入し、比較器 102のノイズによる不要なスイッチ
ングの可能性を低減させている。この比較器の出力は高
レベル又は低レベルを有する。抵抗 103,104は入力電圧
１８が 180ボルトの時比較器の入力 106の電圧が基準電
圧 105より僅かに高くなるように選択され、このとき、
比較器の出力電圧は高レベルとなる。この高レベル信号
は反転スイッチドライバ 108,110に供給されて、MOSFET
スイッチ７６，７８をオフ状態にしアイソレーションコ
ンバータの入力端子を直列接続する。
12は、ライン入力電圧１８が 180ボルト以上又は以下の
値を有するときに、アイソレーションコンバータ６２，
７０の入力端を直列又は並列接続に切換える。接続切換
コントローラ 112は抵抗 103,104からなる分圧回路及び
基準電圧 105からの入力を比較する比較器 102を有す
る。抵抗３７は接続切換コントローラ 112にヒステリシ
スを導入し、比較器 102のノイズによる不要なスイッチ
ングの可能性を低減させている。この比較器の出力は高
レベル又は低レベルを有する。抵抗 103,104は入力電圧
１８が 180ボルトの時比較器の入力 106の電圧が基準電
圧 105より僅かに高くなるように選択され、このとき、
比較器の出力電圧は高レベルとなる。この高レベル信号
は反転スイッチドライバ 108,110に供給されて、MOSFET
スイッチ７６，７８をオフ状態にしアイソレーションコ
ンバータの入力端子を直列接続する。
【００４２】入力電圧Ｖinが 180ボルト以下のとき、抵
抗 103,104は基準電圧 105より低い電圧を生成し、従っ
て比較器 102の出力は低レベルとなる。このとき、反転
スイッチドライバ 108,110は高レベルの信号を出力し、
スイッチ７６，７８をオン状態としてアイソレーション
コンバータ６２，７０の入力を並列接続させる。図１１
においては、ブーストコンバータ１０が図５における回
路構成とは異なった態様にてＡＣ電源に接続されてい
る。すなわち図５の回路においては全波整流器２０が整
流されたライン電圧（Ｖin）をブーストコンバータに供
給している。従って、図５の回路においてはＶinがＶc
を下回っている間においてはＶinからブーストコンバー
タの出力電圧Ｖcを分離するためのダイオード６４が必
要となっている。そして、Ｖinが上昇してブーストコン
バータが動作を停止すると、ＡＣ電源からアイソレーシ
ョンコンバータ６２に供給される電流の全ては３つのダ
イオード、すなわち全波整流回路２０における２つのダ
イオード及びダイオード６４を通過しなければならな
い。これは、入力電流Ｉinが比較的大なるとき生じ、ダ
イオード６４の存在は不必要な電力ロスを生ずるのであ
る。よって、図１１の回路においては、２つの付加的ダ
イオード 220,222が付加されており、これらの付加的ダ
イオードはダイオード 120,126と共にブーストコンバー
タの入力における全波整流器として作用する。また、付
加的ダイオード 220,222は全波整流器のダイオード 12
2,118と共に図５におけるダイオード６４の作用、すな
わち、Ｖacの絶対値がブーストコンバータによって供給
される電圧を下回る時ブーストコンバータの入力及び出
力を分離する作用をなすのである。このような回路構成
においては、ブーストコンバータが非動作状態におい
て、全波整流器２０の２つのダイオードのみがＡＣ電源
及びアイソレーションコンバータ６２，７０の間の電流
を運ぶのである。これによって、トータルのダイオード
ロスが３分の１に減少する。また、２つの付加的ダイオ
ード 220,222はブーストコンバータ１０が動作状態にあ
るときに電流を中継し、電流Ｉinは比較的小さくダイオ
ード 220,222は小さくて済み経済的であり、これらのダ
イオードロスは小さいのである。
抗 103,104は基準電圧 105より低い電圧を生成し、従っ
て比較器 102の出力は低レベルとなる。このとき、反転
スイッチドライバ 108,110は高レベルの信号を出力し、
スイッチ７６，７８をオン状態としてアイソレーション
コンバータ６２，７０の入力を並列接続させる。図１１
においては、ブーストコンバータ１０が図５における回
路構成とは異なった態様にてＡＣ電源に接続されてい
る。すなわち図５の回路においては全波整流器２０が整
流されたライン電圧（Ｖin）をブーストコンバータに供
給している。従って、図５の回路においてはＶinがＶc
を下回っている間においてはＶinからブーストコンバー
タの出力電圧Ｖcを分離するためのダイオード６４が必
要となっている。そして、Ｖinが上昇してブーストコン
バータが動作を停止すると、ＡＣ電源からアイソレーシ
ョンコンバータ６２に供給される電流の全ては３つのダ
イオード、すなわち全波整流回路２０における２つのダ
イオード及びダイオード６４を通過しなければならな
い。これは、入力電流Ｉinが比較的大なるとき生じ、ダ
イオード６４の存在は不必要な電力ロスを生ずるのであ
る。よって、図１１の回路においては、２つの付加的ダ
イオード 220,222が付加されており、これらの付加的ダ
イオードはダイオード 120,126と共にブーストコンバー
タの入力における全波整流器として作用する。また、付
加的ダイオード 220,222は全波整流器のダイオード 12
2,118と共に図５におけるダイオード６４の作用、すな
わち、Ｖacの絶対値がブーストコンバータによって供給
される電圧を下回る時ブーストコンバータの入力及び出
力を分離する作用をなすのである。このような回路構成
においては、ブーストコンバータが非動作状態におい
て、全波整流器２０の２つのダイオードのみがＡＣ電源
及びアイソレーションコンバータ６２，７０の間の電流
を運ぶのである。これによって、トータルのダイオード
ロスが３分の１に減少する。また、２つの付加的ダイオ
ード 220,222はブーストコンバータ１０が動作状態にあ
るときに電流を中継し、電流Ｉinは比較的小さくダイオ
ード 220,222は小さくて済み経済的であり、これらのダ
イオードロスは小さいのである。
【００４３】スイッチコントロール回路６６における抵
抗 702,704は整流されたＡＣ電圧の一部を比較器 700の
一方の入力に供給する。基準電圧源 708から比較器 700
の他方の入力に供給されるスイッチ作動閾値をこの電圧
が越えたとき比較器 700の出力は高レベルとなる。この
とき、インバータ 710は MOSFETスイッチ６８をオフと
し、従って、ブーストコンバータは非作動とされて整流
されたＡＣ電圧から切り離される。図１１は、また、零
電流スイッチングコンバータがどのように電力分配回路
構成において用いられるかの詳細を示している。この図
において、アイソレーションコンバータ７０は駆動モジ
ュールであり、パワーファクタ修正コントローラ 800、
電圧‐周波数コンバータ 801、零電流スイッチングコン
トローラ802及びアイソレーション零電流スイッチング
フォワードコンバータ 804を含んでいる。ＰＦＣコント
ローラ 800は３つの入力 900,902,904を受け入れる。こ
れらの３つの入力は各々、負荷電圧Ｖout、コンバータ
への入力電流Ｉin及び整流されたＡＣ電源電圧の波形を
示している。コントローラ 800は、ＺＣＳコンバータ 8
04が動作すべき周波数を示す電圧を電圧‐周波数コンバ
ータ 804に供給し、従って、入力電流Ｉinは電圧Ｖinに
追従し、負荷電圧は所望の値Ｖoutとなる。電圧‐周波
数コンバータ801及びＺＣＳコントローラ 802はＺＣＳ
フォワードコンバータ内のスイッチを零電流のごとにＰ
ＦＣコントローラによって要求される周波数にてオンオ
フせしめる。周波数信号 806は、該駆動モジュールにお
ける動作周波数ｆｏｐのパルス列であり、零電流スイッ
チングブースタモジュールであるアイソレーションコン
バータ６２に電力分配回路 100によって供給される。同
期信号 808もまた周波数ｆｏｐのパルス列であり、ブー
スタモジュール６２に供給される。同期動作のもとで、
駆動モジュール７０及びブースタモジュール６２は負荷
２３に供給される電力を自然に分配する。
抗 702,704は整流されたＡＣ電圧の一部を比較器 700の
一方の入力に供給する。基準電圧源 708から比較器 700
の他方の入力に供給されるスイッチ作動閾値をこの電圧
が越えたとき比較器 700の出力は高レベルとなる。この
とき、インバータ 710は MOSFETスイッチ６８をオフと
し、従って、ブーストコンバータは非作動とされて整流
されたＡＣ電圧から切り離される。図１１は、また、零
電流スイッチングコンバータがどのように電力分配回路
構成において用いられるかの詳細を示している。この図
において、アイソレーションコンバータ７０は駆動モジ
ュールであり、パワーファクタ修正コントローラ 800、
電圧‐周波数コンバータ 801、零電流スイッチングコン
トローラ802及びアイソレーション零電流スイッチング
フォワードコンバータ 804を含んでいる。ＰＦＣコント
ローラ 800は３つの入力 900,902,904を受け入れる。こ
れらの３つの入力は各々、負荷電圧Ｖout、コンバータ
への入力電流Ｉin及び整流されたＡＣ電源電圧の波形を
示している。コントローラ 800は、ＺＣＳコンバータ 8
04が動作すべき周波数を示す電圧を電圧‐周波数コンバ
ータ 804に供給し、従って、入力電流Ｉinは電圧Ｖinに
追従し、負荷電圧は所望の値Ｖoutとなる。電圧‐周波
数コンバータ801及びＺＣＳコントローラ 802はＺＣＳ
フォワードコンバータ内のスイッチを零電流のごとにＰ
ＦＣコントローラによって要求される周波数にてオンオ
フせしめる。周波数信号 806は、該駆動モジュールにお
ける動作周波数ｆｏｐのパルス列であり、零電流スイッ
チングブースタモジュールであるアイソレーションコン
バータ６２に電力分配回路 100によって供給される。同
期信号 808もまた周波数ｆｏｐのパルス列であり、ブー
スタモジュール６２に供給される。同期動作のもとで、
駆動モジュール７０及びブースタモジュール６２は負荷
２３に供給される電力を自然に分配する。
【００４４】電力分配回路 100の例が図１２に示されて
いる。この図は、図１１のコンバータ６０′の一部を示
しており、アイソレーション駆動モジュール７０の MOS
FETスイッチング素子 850がＺＣＳコントローラ 802か
らのパルス列によって駆動されるように示されている。
このパルス列はほぼ０ボルトの低レベルと１０及び１５
ボルトの間の高レベルの間を変動するパルス電圧からな
り、電流制限抵抗 821を介して周波数信号 806として高
速カプラ 820の入力端の発光ダイオード 825に供給され
る。この高速カプラは、例えば、米国カリフォルニア州
サンジョセのヒューレットパッカードコンポーネントグ
ループ社によって製造されるＨＰＣＬ−2200高速光カプ
ラである。このダイオードの光出力は高速カプラ 820に
含まれる駆動回路 830によって受光され、周波数信号 8
06と同じ周波数の同期信号 808として出力される。この
同期信号はブースタモジュール６２の中のＺＣＳフォワ
ードコンバータ 804′に含まれる MOSFETスイッチ 85
0′に供給される。高速カプラ 820による電流アイソレ
ーションは２つのモジュール６２，７０の同期のために
必要とされる。なんとなれば、これらのモジュールの入
力が直列に接続された場合、スイッチ 850,850′は共通
の信号リターンを持たないからである。図１２はドライ
バ回路 830のためのバイアス電圧Ｖcがパワーファクタ
修正回路においてどのように導かれるかを詳細に示して
いる。もし、コンバータ入力が並列に接続されている
と、双方のコンバータの負入力は互いに接続され、駆動
モジュール７０の負リターンを基準とする電圧Ｖccのバ
イアス電圧 670はダイオード 865を介してドライバ回路
830に電力を供給することができる。一方、コンバータ
６２，７０の入力が直列に接続されている場合は、ＡＣ
電源の周波数の２倍すなわち100又は 120Ｈｚの周波数
でのＶinの上昇及び下降は、抵抗 860、ポンプキャパシ
タ 861、ポンプダイオード 862、蓄積キャパシタ 864及
び１５ボルトクランプツェナーダイオード 863からなる
チャージポンプ回路 830を介して蓄積キャパシタ 864に
エネルギを転送する。
いる。この図は、図１１のコンバータ６０′の一部を示
しており、アイソレーション駆動モジュール７０の MOS
FETスイッチング素子 850がＺＣＳコントローラ 802か
らのパルス列によって駆動されるように示されている。
このパルス列はほぼ０ボルトの低レベルと１０及び１５
ボルトの間の高レベルの間を変動するパルス電圧からな
り、電流制限抵抗 821を介して周波数信号 806として高
速カプラ 820の入力端の発光ダイオード 825に供給され
る。この高速カプラは、例えば、米国カリフォルニア州
サンジョセのヒューレットパッカードコンポーネントグ
ループ社によって製造されるＨＰＣＬ−2200高速光カプ
ラである。このダイオードの光出力は高速カプラ 820に
含まれる駆動回路 830によって受光され、周波数信号 8
06と同じ周波数の同期信号 808として出力される。この
同期信号はブースタモジュール６２の中のＺＣＳフォワ
ードコンバータ 804′に含まれる MOSFETスイッチ 85
0′に供給される。高速カプラ 820による電流アイソレ
ーションは２つのモジュール６２，７０の同期のために
必要とされる。なんとなれば、これらのモジュールの入
力が直列に接続された場合、スイッチ 850,850′は共通
の信号リターンを持たないからである。図１２はドライ
バ回路 830のためのバイアス電圧Ｖcがパワーファクタ
修正回路においてどのように導かれるかを詳細に示して
いる。もし、コンバータ入力が並列に接続されている
と、双方のコンバータの負入力は互いに接続され、駆動
モジュール７０の負リターンを基準とする電圧Ｖccのバ
イアス電圧 670はダイオード 865を介してドライバ回路
830に電力を供給することができる。一方、コンバータ
６２，７０の入力が直列に接続されている場合は、ＡＣ
電源の周波数の２倍すなわち100又は 120Ｈｚの周波数
でのＶinの上昇及び下降は、抵抗 860、ポンプキャパシ
タ 861、ポンプダイオード 862、蓄積キャパシタ 864及
び１５ボルトクランプツェナーダイオード 863からなる
チャージポンプ回路 830を介して蓄積キャパシタ 864に
エネルギを転送する。
【００４５】図１３は１つのエネルギサイクルにわたる
電力コンバータ６０′の動作についてまとめている。Ａ
Ｃ入力電圧１８は、まず、整流されて、入力電圧Ｖin３
３及び VBCIN 224となる。制御ユニット６６は、VBCIN
224が５０ボルトに等しいか僅にこれを越えたときスイ
ッチ６８を閉成し、ブーストコンバータはその出力VBCO
UT 226を５０ボルトに維持する。このとき、整流入力電
圧Ｖin３３は５０ボルト以下であるので、電力はブース
トコンバータを介してアイソレーションコンバータ７
０，６２に供給される。また接続切換コントローラ 112
はスイッチ７６，７８を閉成するので、アイソレーショ
ンコンバータ６２，６３の入力はＶin３３に対して並列
に接続される。
電力コンバータ６０′の動作についてまとめている。Ａ
Ｃ入力電圧１８は、まず、整流されて、入力電圧Ｖin３
３及び VBCIN 224となる。制御ユニット６６は、VBCIN
224が５０ボルトに等しいか僅にこれを越えたときスイ
ッチ６８を閉成し、ブーストコンバータはその出力VBCO
UT 226を５０ボルトに維持する。このとき、整流入力電
圧Ｖin３３は５０ボルト以下であるので、電力はブース
トコンバータを介してアイソレーションコンバータ７
０，６２に供給される。また接続切換コントローラ 112
はスイッチ７６，７８を閉成するので、アイソレーショ
ンコンバータ６２，６３の入力はＶin３３に対して並列
に接続される。
【００４６】整流入力電圧３３が５０ボルトを越えたと
きスイッチ６８はオフとなり、ブーストコンバータは動
作を停止する。そうすると、全波整流器２０を経た電力
がアイソレーションコンバータ６２，７０に供給され
る。エネルギサイクルが更に進行して整流入力電圧３３
が 180ボルトに達すると、接続切換コントローラ112が
スイッチ７６，７８をオフとし、アイソレーションコン
バータ６２，７０の入力端子をダイオード８０を介して
互いに直列に接続する。整流入力電圧が 180ボルトを下
回ると、スイッチ７６，７８は再びオンとなり、アイソ
レーションコンバータは並列に接続される。整流入力電
圧が更に５０ボルト以下になると、スイッチ６８は再び
オンとなり、エネルギサイクルは繰返される。
きスイッチ６８はオフとなり、ブーストコンバータは動
作を停止する。そうすると、全波整流器２０を経た電力
がアイソレーションコンバータ６２，７０に供給され
る。エネルギサイクルが更に進行して整流入力電圧３３
が 180ボルトに達すると、接続切換コントローラ112が
スイッチ７６，７８をオフとし、アイソレーションコン
バータ６２，７０の入力端子をダイオード８０を介して
互いに直列に接続する。整流入力電圧が 180ボルトを下
回ると、スイッチ７６，７８は再びオンとなり、アイソ
レーションコンバータは並列に接続される。整流入力電
圧が更に５０ボルト以下になると、スイッチ６８は再び
オンとなり、エネルギサイクルは繰返される。
【００４７】コンバータの効率は２つのアイソレーショ
ンコンバータの出力を直列接続及び並列接続の一方に切
換えることにより更に改善される。この直列接続によっ
て、入力電圧がある閾値を下回っている時は各アイソレ
ーションコンバータは所望の出力電圧を維持できないと
いうことを補償できる。理論上、一次‐二次巻数比Ｎを
有する内部アイソレーショントランスを有するアイソレ
ーションバック(BUCK)コンバータは入力電圧がＮ×Ｖo
のときのみ平均の出力電圧Ｖoを供給することができ
る。よって、例えば、ＤＣ５ボルトの出力電圧を生成す
るアイソレーションコンバータが巻数比Ｎ＝１０のアイ
ソレーショントランスを有する場合、コンバータへの入
力電圧が５０ボルトを下回っている時はその出力を維持
できないのである。
ンコンバータの出力を直列接続及び並列接続の一方に切
換えることにより更に改善される。この直列接続によっ
て、入力電圧がある閾値を下回っている時は各アイソレ
ーションコンバータは所望の出力電圧を維持できないと
いうことを補償できる。理論上、一次‐二次巻数比Ｎを
有する内部アイソレーショントランスを有するアイソレ
ーションバック(BUCK)コンバータは入力電圧がＮ×Ｖo
のときのみ平均の出力電圧Ｖoを供給することができ
る。よって、例えば、ＤＣ５ボルトの出力電圧を生成す
るアイソレーションコンバータが巻数比Ｎ＝１０のアイ
ソレーショントランスを有する場合、コンバータへの入
力電圧が５０ボルトを下回っている時はその出力を維持
できないのである。
【００４８】図１４は入力電圧が５０ボルトを下回った
時に５ボルトを出力する方式の例を示している。一部の
みが示されたＩＰＦＣコンバータ 360において、スイッ
チ 250及び２つのダイオード 262,264は２つのアイソレ
ーションコンバータ６２，７０を直列又は並列に接続す
る。スイッチ 250が閉成された時、アイソレーションコ
ンバータの出力は直列に接続され、各アイソレーション
コンバータはトータルの出力電圧を５ボルトに維持する
ために各アイソレーションコンバータは 2.5ボルトだけ
を必要としている。各アイソレーションコンバータは２
５ボルトの入力であっても 2.5ボルトの出力を維持する
ことが出来、コンバータ６２，７０の入力動作範囲が約
２倍となる。スイッチ 250がオフ状態のときはコンバー
タの出力はダイオードの出力 262,264を介して並列に接
続される。
時に５ボルトを出力する方式の例を示している。一部の
みが示されたＩＰＦＣコンバータ 360において、スイッ
チ 250及び２つのダイオード 262,264は２つのアイソレ
ーションコンバータ６２，７０を直列又は並列に接続す
る。スイッチ 250が閉成された時、アイソレーションコ
ンバータの出力は直列に接続され、各アイソレーション
コンバータはトータルの出力電圧を５ボルトに維持する
ために各アイソレーションコンバータは 2.5ボルトだけ
を必要としている。各アイソレーションコンバータは２
５ボルトの入力であっても 2.5ボルトの出力を維持する
ことが出来、コンバータ６２，７０の入力動作範囲が約
２倍となる。スイッチ 250がオフ状態のときはコンバー
タの出力はダイオードの出力 262,264を介して並列に接
続される。
【００４９】図１４は、図１１のＩＰＦＣコンバータに
出力スイッチング技術がどのように組込まれるかを示し
ている。すなわち、この構成においては、接続切換コン
トローラ 112に加えて出力スイッチコントローラ 113が
追加されている。そして、接続切換コントローラ 112に
用いられる抵抗列に直列な抵抗 259によって形成される
抵抗分圧器の分圧電圧及び基準電圧源 256からのコンバ
ータ６２，７０の最小入力動作電圧より僅かに高い基準
電圧Ｖｘが比較器 252に供給される。入力電圧Ｖinが基
準電圧Ｖｘを下回ったとき、比較器 252の出力信号 258
はスイッチ 250をオン状態とするように変化する。出力
スイッチコントローラ 113及びスイッチ250はアイソレ
ーションバリヤの両側にある故、比較器出力信号 258は
電流アイソレーションドライバ 260（例えばホトカプ
ラ）を経てスイッチ 250に供給される。出力スイッチコ
ントローラ 113による出力側スイッチング及び接続切換
コントローラ 112による入力側スイッチングの両方がＩ
ＰＦＣコンバータ 360に用いられるならば、入力動作範
囲における改善は約４倍になる。例えば、各コンバータ
が４：１の入力動作範囲を有するならば、改善された入
力動作範囲は１６：１の動作範囲に増大する。各々が最
小及び最大入力定格電圧が５０ボルト及び 200ボルトで
あるコンバータ６２，７０を含むＩＰＦＣコンバータ 3
60は、ＡＣライン電圧実効値 17.7ＶＡＣ及び 283ＶＡ
Ｃに対応する入力電圧Ｖinの２５ボルト及び 400ボルト
の範囲において動作可能である。かかる等価入力動作電
圧を減少せしめることによる別の利点は、ブーストコン
バータ１０の動作閾値が約２分の１に低下せしめられ、
すなわち約２５ボルトに低下せしめられ、ブーストコン
バータ１０によって処理される電力量を減少させ、これ
によって、ＩＰＦＣコンバータ 360の全体の効率を改善
することが出来ることである。
出力スイッチング技術がどのように組込まれるかを示し
ている。すなわち、この構成においては、接続切換コン
トローラ 112に加えて出力スイッチコントローラ 113が
追加されている。そして、接続切換コントローラ 112に
用いられる抵抗列に直列な抵抗 259によって形成される
抵抗分圧器の分圧電圧及び基準電圧源 256からのコンバ
ータ６２，７０の最小入力動作電圧より僅かに高い基準
電圧Ｖｘが比較器 252に供給される。入力電圧Ｖinが基
準電圧Ｖｘを下回ったとき、比較器 252の出力信号 258
はスイッチ 250をオン状態とするように変化する。出力
スイッチコントローラ 113及びスイッチ250はアイソレ
ーションバリヤの両側にある故、比較器出力信号 258は
電流アイソレーションドライバ 260（例えばホトカプ
ラ）を経てスイッチ 250に供給される。出力スイッチコ
ントローラ 113による出力側スイッチング及び接続切換
コントローラ 112による入力側スイッチングの両方がＩ
ＰＦＣコンバータ 360に用いられるならば、入力動作範
囲における改善は約４倍になる。例えば、各コンバータ
が４：１の入力動作範囲を有するならば、改善された入
力動作範囲は１６：１の動作範囲に増大する。各々が最
小及び最大入力定格電圧が５０ボルト及び 200ボルトで
あるコンバータ６２，７０を含むＩＰＦＣコンバータ 3
60は、ＡＣライン電圧実効値 17.7ＶＡＣ及び 283ＶＡ
Ｃに対応する入力電圧Ｖinの２５ボルト及び 400ボルト
の範囲において動作可能である。かかる等価入力動作電
圧を減少せしめることによる別の利点は、ブーストコン
バータ１０の動作閾値が約２分の１に低下せしめられ、
すなわち約２５ボルトに低下せしめられ、ブーストコン
バータ１０によって処理される電力量を減少させ、これ
によって、ＩＰＦＣコンバータ 360の全体の効率を改善
することが出来ることである。
【００５０】コンバータ入力及び出力を直列又は並列に
選択的に接続することが入力動作電圧範囲及び動作効率
の双方を増大せしめる故、このような方式は種々の応用
においても有効である。そしてこのような方式は一対の
コンバータを用いることに限定されない。すなわち直列
に接続されるコンバータの数は電力変換の為の上限を所
望の値に増大させるために制限がない。図１５の例にお
いては、電力変換回路399は少なくとも４つのコンバー
タ 400,402,404及び 406を有する。これらのコンバータ
の各々は最小入力動作電圧ｙ最大入力動作電圧ｘを有
し、従って入力動作範囲はｘ：ｙとなる。入力電圧Ｖin
407がｘ及びｙの間にあるときは、コンバータの入力は
スイッチ 410乃至 420を閉成せしめることによって並列
接続される。もし入力電圧が最大入力動作電圧ｘに近づ
くと、スイッチ 410及び 412オフとなり、並列ペアのコ
ンバータ 400,402と別の並列ペア 404,406を直列に接続
する。図１１によって既に説明したように、最大入力動
作電圧は２ｘとなる。同様に、Ｖinが２ｘに近づくと、
スイッチ 414,416,418及び 420がオフとなり、４つのコ
ンバータの全ての入力が直列接続され、最大入力動作電
圧は４ｘとなる。よって、２ｎ個のコンバータの直列接
続によって最大入力動作電圧にｎｘを得ることができ
る。スイッチ 410乃至 420のコントローラは接続切換コ
ントローラ 112の単純な拡張である。
選択的に接続することが入力動作電圧範囲及び動作効率
の双方を増大せしめる故、このような方式は種々の応用
においても有効である。そしてこのような方式は一対の
コンバータを用いることに限定されない。すなわち直列
に接続されるコンバータの数は電力変換の為の上限を所
望の値に増大させるために制限がない。図１５の例にお
いては、電力変換回路399は少なくとも４つのコンバー
タ 400,402,404及び 406を有する。これらのコンバータ
の各々は最小入力動作電圧ｙ最大入力動作電圧ｘを有
し、従って入力動作範囲はｘ：ｙとなる。入力電圧Ｖin
407がｘ及びｙの間にあるときは、コンバータの入力は
スイッチ 410乃至 420を閉成せしめることによって並列
接続される。もし入力電圧が最大入力動作電圧ｘに近づ
くと、スイッチ 410及び 412オフとなり、並列ペアのコ
ンバータ 400,402と別の並列ペア 404,406を直列に接続
する。図１１によって既に説明したように、最大入力動
作電圧は２ｘとなる。同様に、Ｖinが２ｘに近づくと、
スイッチ 414,416,418及び 420がオフとなり、４つのコ
ンバータの全ての入力が直列接続され、最大入力動作電
圧は４ｘとなる。よって、２ｎ個のコンバータの直列接
続によって最大入力動作電圧にｎｘを得ることができ
る。スイッチ 410乃至 420のコントローラは接続切換コ
ントローラ 112の単純な拡張である。
【００５１】２つのコンバータの出力を直列接続から並
列接続にスイッチングすることは、例えば２ｎ個のコン
バータを用いるように拡張することが出来、これによっ
てコンバータの最小入力動作電圧ｙを低減させることが
できる。例えば、図１５に示したように入力電圧 407が
ｙよりも大きい時、コンバータ 400,402,404及び 406の
全ての出力はダイオード 600乃至 612を介して並列に接
続される。入力電圧Ｖinがｙボルトに向って減少する
と、スイッチ 502がオンとなり、コンバータ 400,402の
並列出力をコンバータ 404,406の並列出力に直列に接続
する。従って、ダイオード及びスイッチにおける電圧ド
ロップを無視すれば、各コンバータはＶout／２ボルト
だけを供給すれば、トータルのコンバータ 399の出力電
圧Ｖoutを維持し、上記したように、このことはコンバ
ータ 399の最小動作電圧をｙ／２に低減させるのであ
る。もし入力電圧Ｖinが更にｙ／２ボルト以下に低下す
るならば、スイッチ 508,510が閉成され、４つのコンバ
ータの全ての出力が直列接続される。この場合、各コン
バータはＶout／４ボルトだけを供給し、コンバータ 3
99の最小入力動作電圧をｙ／４ボルトに低減させる。も
し２ｎ個のコンバータの出力が直列接続されるならば、
入力電圧Ｖinがｙ／２ｎに低下するまで出力電圧Ｖout
を生成し続けることができる。
列接続にスイッチングすることは、例えば２ｎ個のコン
バータを用いるように拡張することが出来、これによっ
てコンバータの最小入力動作電圧ｙを低減させることが
できる。例えば、図１５に示したように入力電圧 407が
ｙよりも大きい時、コンバータ 400,402,404及び 406の
全ての出力はダイオード 600乃至 612を介して並列に接
続される。入力電圧Ｖinがｙボルトに向って減少する
と、スイッチ 502がオンとなり、コンバータ 400,402の
並列出力をコンバータ 404,406の並列出力に直列に接続
する。従って、ダイオード及びスイッチにおける電圧ド
ロップを無視すれば、各コンバータはＶout／２ボルト
だけを供給すれば、トータルのコンバータ 399の出力電
圧Ｖoutを維持し、上記したように、このことはコンバ
ータ 399の最小動作電圧をｙ／２に低減させるのであ
る。もし入力電圧Ｖinが更にｙ／２ボルト以下に低下す
るならば、スイッチ 508,510が閉成され、４つのコンバ
ータの全ての出力が直列接続される。この場合、各コン
バータはＶout／４ボルトだけを供給し、コンバータ 3
99の最小入力動作電圧をｙ／４ボルトに低減させる。も
し２ｎ個のコンバータの出力が直列接続されるならば、
入力電圧Ｖinがｙ／２ｎに低下するまで出力電圧Ｖout
を生成し続けることができる。
【００５２】コンバータの出力のスイッチコントローラ
は２つのコンバータの出力スイッチコントローラ 113の
単純な拡張である。他の実施例は特許請求の範囲の記載
の範囲にある。例えば上記したアイソレーションコンバ
ータはどのようなコンバータでもよく、例えばＰＷＭコ
ンバータ又は共振コンバータであってもよく、コンバー
タのいずれがアイソレーション又は非アイソレーション
であってもよい。
は２つのコンバータの出力スイッチコントローラ 113の
単純な拡張である。他の実施例は特許請求の範囲の記載
の範囲にある。例えば上記したアイソレーションコンバ
ータはどのようなコンバータでもよく、例えばＰＷＭコ
ンバータ又は共振コンバータであってもよく、コンバー
タのいずれがアイソレーション又は非アイソレーション
であってもよい。
【図１】 ブーストコンバータを含むＩＰＦＣパワーコ
ンバータの回路図。
ンバータの回路図。
【図２】 非アイソレーションブーストコンバータの回
路図。
路図。
【図３】 バック (BUCK)コンバータの一部を示す回路
図。
図。
【図４】 パワーファクタ修正コントローラを含むアイ
ソレーションコンバータの回路図。
ソレーションコンバータの回路図。
【図５】 準‐シングルステージＩＰＦＣコンバータを
示す回路図。
示す回路図。
【図６】 図５に示したコンバータの入力電圧、入力電
流及び入力電力を示す波形図。
流及び入力電力を示す波形図。
【図７】 別のコンバータ構成を示す回路図。
【図８】 ２つのパワーコンバータの入力を直列又は並
列に選択的に接続する回路を示す回路図。
列に選択的に接続する回路を示す回路図。
【図９】 別の準‐シングルステージＩＰＦＣコンバー
タを示す回路図。
タを示す回路図。
【図10】 図９のコンバータの一部を等価的に示す回路
図。
図。
【図11】 準‐シングルステージＩＰＦＣパワーコンバ
ータを示す回路図。
ータを示す回路図。
【図12】 図１１の回路の一部を更に詳細に示す回路
図。
図。
【図13】 図１２のコンバータにおける波形を示す波形
図。
図。
【図14】 一対のコンバータの出力を直列又は並列に選
択的に接続する回路を示す回路図。
択的に接続する回路を示す回路図。
【図15】 他のパワーコンバータを示す回路図。
１０ ブーストコンバータ １４ ＰＦＣコントローラ ６２ ＤＣ‐ＤＣコンバータ １８ ＡＣ入力電源 ２０ 全波整流器 ２３ 負荷
Claims (63)
- 【請求項１】 変動する電圧を出力する電圧源からの電
力を変換してこれを負荷に供給する装置であって、 前記電圧源から生ずる電力のブースト変換をなすブース
トコンバータ素子と、 前記電圧源から生ずる電力の変換をなす付加的コンバー
タ素子と、 前記負荷への電力供給に関して、前記コンバータ素子を
選択的に組み合せて、前記負荷に供給される電力の全て
が前記付加的コンバータ素子及び少なくともいつくかの
ブーストコンバータ素子を流れるようになされた場合に
比較して大なる変換効率を達成する接続回路と、からな
ることを特徴とする装置。 - 【請求項２】 請求項１記載の装置であって、前記接続
回路は、前記負荷に供給される電力がある期間において
は前記ブーストコンバータ素子を流れないようにするこ
とを特徴とする装置。 - 【請求項３】 請求項１記載の装置であって、前記ブー
ストコンバータ素子を電力が流れないようにされている
期間は、全動作期間の半分よりも長いことを特徴とする
装置。 - 【請求項４】 請求項１記載の装置であって、前記接続
回路は、前記入力電圧源の電圧レベルに基づいて前記コ
ンバータ素子の選択的接続をなすことを特徴とする装
置。 - 【請求項５】 請求項１記載の装置であって、前記接続
回路は、前記入力電圧源の電圧レベルが特定の範囲にあ
る時に前記コンバータ素子の選択的接続をなすことを特
徴とする装置。 - 【請求項６】 請求項１記載の装置であって、前記選択
回路は、前記入力電圧源の電圧レベルがある閾値を通過
したときに前記コンバータ素子の接続を切換えることを
特徴とする装置。 - 【請求項７】 請求項６記載の装置であって、前記閾値
は、前記付加的コンバータ素子の最小入力動作電圧に基
づくことを特徴とする装置。 - 【請求項８】 請求項１記載の装置であって、前記ブー
ストコンバータ素子によって変換された電力は、さらな
る変換のために前記付加的コンバータ素子に供給される
ことを特徴とする装置。 - 【請求項９】 請求項８記載の装置であって、ブースト
コンバータ素子によって変換された電力の全てが前記付
加的コンバータ素子にさらなる変換のために供給される
ことを特徴とする装置。 - 【請求項10】 請求項８記載の装置であって、前記ブー
ストコンバータ素子によって変換された電力が前記ブー
ストコンバータ素子から前記付加的コンバータ素子に向
う方向にのみ電流を通すようにバイアスされた単方向導
通素子を介して前記付加的コンバータ素子に供給される
ことを特徴とする装置。 - 【請求項11】 請求項８記載の装置であって、前記ブー
ストコンバータ素子によって変換された電力が短絡電流
路を介して直接に前記付加的コンバータ素子に供給され
ることを特徴とする装置。 - 【請求項12】 請求項２記載の装置であって、電力が前
記ブーストコンバータ素子を流れないようにされている
期間においては、前記電圧源からの電力が単方向導通素
子を介して前記付加的コンバータ素子に供給されること
を特徴とする装置。 - 【請求項13】 請求項１記載の装置であって、前記電圧
源は、一方の状態において前記電圧源を前記ブーストコ
ンバータ素子から切離すスイッチを介して前記ブースト
コンバータに接続されていることを特徴とする装置。 - 【請求項14】 請求項１記載の装置であって、前記電圧
源は短絡電流路を介して前記ブーストコンバータ素子に
接続されていることを特徴とする装置。 - 【請求項15】 請求項１４記載の装置であって、前記接
続回路は、前記スイッチを制御するスイッチコントロー
ラを含むことを特徴とする装置。 - 【請求項16】 請求項１記載の装置であって、前記付加
的コンバータ素子は最小入力動作電圧を有し、前記ブー
ストコンバータ素子は前記付加的コンバータ素子の前記
最小入力動作電圧より大なる電圧にて電力を前記付加的
コンバータ素子に供給することを特徴とする装置。 - 【請求項17】 請求項１記載の装置であって、前記付加
的コンバータ素子は前記電圧源及び負荷の間において電
流アイソレーションを設けることを特徴とする装置。 - 【請求項18】 請求項１記載の装置であって、前記電圧
源から供給される電流の変化が前記電圧源の電圧変化に
追従するようになすパワーファクタ修正コントローラを
さらに有することを特徴とする装置。 - 【請求項19】 請求項１８記載の装置であって、前記パ
ワーファクタ修正コントローラは前記付加的コンバータ
素子と協働することを特徴とする装置。 - 【請求項20】 請求項１８記載の装置であって、前記パ
ワーファクタ修正コントローラは前記負荷の両端電圧を
所定値に調整することを特徴とする装置。 - 【請求項21】 請求項１記載の装置であって、前記電圧
源は、ＡＣ源と、前記ＡＣ源の出力を整流する整流器
と、からなることを特徴とする装置。 - 【請求項22】 請求項２１記載の装置であって、前記整
流器は全波整流器であることを特徴とする装置。 - 【請求項23】 請求項２１記載の装置であって、前記入
力電源からの整流電力は短絡電流路を介して直接に前記
ブーストコンバータ素子の入力に供給されることを特徴
とする装置。 - 【請求項24】 請求項１６記載の装置であって、前記電
圧源はＡＣ源と、前記ＡＣ源の出力を整流する整流器
と、からなることを特徴とする装置。 - 【請求項25】 請求項２４記載の装置であって、前記整
流器は全波整流器であることを特徴とする装置。 - 【請求項26】 請求項１記載の装置であって、前記付加
的コンバータ素子は電力分担回路構成にて動作する一対
のコンバータからなることを特徴とする装置。 - 【請求項27】 請求項２６記載の装置であって、前記一
対のコンバータを直列又は並列に接続する接続切換コン
トロール回路をさらに有することを特徴とする装置。 - 【請求項28】 請求項２６記載の装置であって、前記電
力分担回路構成は、電力分担コントロール回路を含むこ
とを特徴とする装置。 - 【請求項29】 請求項２６記載の装置であって、前記接
続切換コントロール回路は、前記入力電圧源の入力電圧
がある閾値をよぎった時前記一対のコンバータを直列に
接続することを特徴とする装置。 - 【請求項30】 請求項２９記載の装置であって、前記接
続切換制御回路は前記入力電圧源の入力電圧がある閾値
をよぎった時前記一対のコンバータを並列に接続するこ
とを特徴とする装置。 - 【請求項31】 請求項２９または３０記載の装置であっ
て、前記閾値は前記一対のコンバータのいずれかの最大
入力動作電圧に関連していることを特徴とする装置。 - 【請求項32】 請求項２６記載の装置であって、前記一
対のコンバータは、負荷に供給される電力をぼぼ等分に
分担することを特徴とする装置。 - 【請求項33】 請求項２６記載の装置であって、前記一
対のコンバータは、ＺＣＳコンバータからなることを特
徴とする装置。 - 【請求項34】 請求項３３記載の装置であって、前記Ｚ
ＣＳコンバータの一方はブースタであり、前記ＺＣＳコ
ンバータの他方はドライバモジュールであることを特徴
とする装置。 - 【請求項35】 請求項３３記載の装置であって、前記一
対のコンバータの各々は正入力端子及び負入力端子を有
し、前記２つのコンバータの正入力端子を接続するスイ
ッチと、前記２つのコンバータの負入力端子を接続する
スイッチと、前記一対のコンバータの一方の正入力端子
を他方の負入力端子に接続するダイオードと、をさらに
有することを特徴とする装置。 - 【請求項36】 請求項１記載の装置であって、前記付加
的コンバータ素子は電力分担回路構成にて動作する２以
上のコンバータからなることを特徴とする装置。 - 【請求項37】 請求項２６記載の装置であって、前記一
対のコンバータの出力を直列又は並列に接続する出力制
御回路をさらに有することを特徴とする装置。 - 【請求項38】 請求項３７記載の装置であって、前記出
力制御回路は前記コンバータの入力電圧がある閾値をよ
ぎった時に前記一対のコンバータを直列に接続すること
を特徴とする装置。 - 【請求項39】 請求項３７記載の装置であって、前記出
力制御回路は、前記コンバータの入力電圧がある閾値を
よぎった時に前記一対のコンバータの出力を並列に接続
することを特徴とする装置。 - 【請求項40】 請求項３８又は３９記載の装置であっ
て、前記閾値は前記コンバータのいずれかの最小入力動
作電圧に関連していることを特徴とする装置。 - 【請求項41】 請求項１記載の装置であって、さらに、
第１及び第２全波整流回路を有し、前記第１整流回路は
前記入力電源と前記ブーストコンバータ素子の間に配置
され、前記第２整流回路は前記入力電源と前記付加的コ
ンバータ素子との間に配置されていることを特徴とする
装置。 - 【請求項42】 請求項４１記載の装置であって、前記第
２整流回路の出力端子は前記付加的コンバータ素子の入
力端子に短絡電流路を介して接続されていることを特徴
とする装置。 - 【請求項43】 請求項４１記載の装置であって、前記整
流回路は、６つの単方向導通素子からなり、前記単方向
導通素子の４つによって２つのブリッジが形成され、前
記単方向導通素子のうちの２つは前記ブリッジの双方に
属し、前記ブリッジの一方の出力は前記ブーストコンバ
ータ素子に接続され、前記ブリッジの他方の出力は前記
付加的コンバータ素子に接続されていることを特徴とす
る装置。 - 【請求項44】 変動する出力電圧を有する電圧源からの
電力を変換してこれを負荷に供給する方法であって、 前記電圧源からの電力をブーストコンバータ素子によっ
てなすブースト変換と、 前記電圧源からの電力を付加的コンバータ素子によって
行なう別の電力変換と、 を選択的になすことによって、 負荷への電力供給に関し、前記付加的コンバータ素子及
び前記ブーストコンバータ素子の少なくともいくつかを
前記負荷への電力が流れるようになされた場合に比較し
て大なる変換効率を達成する方法。 - 【請求項45】 請求項４４記載の方法であって、前記負
荷に供給される電力の全てが前記付加的コンバータ素子
のみを流れるようになされた場合に比較して大なる入力
電圧動作範囲を得られるように前記電力変換が選択的に
なされることを特徴とする方法。 - 【請求項46】 請求項４４記載の方法であって、前記電
力変換のパワーファクタ修正をなす行程をさらに有する
ことを特徴とする方法。 - 【請求項47】 請求項４４記載の方法であって、前記付
加的電力変換は２つのコンバータによってなされること
を特徴とする方法。 - 【請求項48】 請求項４７記載の方法であって、前記２
つのコンバータの入力を並列又は直列に選択的に接続す
る行程をさらに有することを特徴とする方法。 - 【請求項49】 請求項４７記載の方法であって、前記２
つのコンバータの出力を並列又は直列に選択的に接続す
る行程を有することを特徴とする方法。 - 【請求項50】 所定の電圧変動範囲を有する電圧源から
の電力を変換してこれを負荷に供給する装置であって、 ２つの電力コンバータ素子であって、各々が前記電圧源
からの電力を変換する動作をなし、少なくとも一方は前
記電圧源の電圧変動範囲よりも狭い入力動作電圧範囲を
有する電力変換素子と、 前記２つのコンバータ素子を前記電源及び負荷に対して
接続関係を変更して、装置全体としての入力動作電圧範
囲がより狭い入力動作電圧範囲を有するコンバータ素子
の入力動作範囲よりも大となるようにする制御回路と、
からなることを特徴とする装置。 - 【請求項51】 請求項５０記載の装置であって、前記２
つのコンバータ素子は電力分担回路構成にて動作するこ
とを特徴とする装置。 - 【請求項52】 請求項５０記載の装置であって、前記制
御回路は、前記２つのコンバータ素子の出力を直列又は
並列に接続することを特徴とする装置。 - 【請求項53】 請求項５０記載の装置であって、前記制
御回路は、前記２つのコンバータ素子の入力端子におけ
る電圧がある閾値をよぎった時前記２つのコンバータ素
子の出力を直列に接続することを特徴とする装置。 - 【請求項54】 請求項５０記載の装置であって、前記制
御回路は、前記２つのコンバータ素子の入力端子の電圧
がある閾値をよぎった時、前記２つのコンバータ素子の
出力を並列に接続することを特徴とする装置。 - 【請求項55】 請求項５３又は５４記載の装置であっ
て、前記閾値は前記２つのコンバータ素子のいずれかの
最小入力動作電圧に関連していることを特徴とする装
置。 - 【請求項56】 請求項５０記載の装置であって、前記２
つのコンバータ素子は、前記負荷に供給される電力をほ
ぼ等分に分担することを特徴とする装置。 - 【請求項57】 請求項５０記載の装置であって、前記２
つのコンバータ素子はＺＣＳコンバータからなることを
特徴とする装置。 - 【請求項58】 負荷に供給される電力を分担するように
なされた２つのコンバータ素子を有する電力変換回路の
入力電圧動作範囲を拡大する方法であって、 前記電力変換回路の入力電圧動作範囲が前記コンバータ
素子のいずれかの入力電圧動作範囲より広くなるよう
に、前記２つのコンバータ素子を直列又は非直列に選択
的に接続する行程からなる方法。 - 【請求項59】 請求項５８記載の方法であって、 前記コンバータ素子が非直列のときは、前記コンバータ
素子を並列に接続する行程からなることを特徴とする方
法。 - 【請求項60】 請求項５８記載の方法であって、前記２
つのコンバータ素子はそれらの入力端子が直列になるよ
うに直列接続されていることを特徴とする方法。 - 【請求項61】 請求項５８記載の方法であって、前記２
つのコンバータ素子はそれらの出力端子が直列接続され
るように直列構成とされていることを特徴とする方法。 - 【請求項62】 請求項５９記載の方法であって、前記２
つのコンバータ素子がそれらの入力が並列になるように
並列構成とされていることを特徴とする方法。 - 【請求項63】 請求項５９記載の方法であって、前記２
つのコンバータ素子がそれらの出力が並列になるように
並列構成とされていることを特徴とする装置。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US22483494A | 1994-04-08 | 1994-04-08 | |
| US08/224834 | 1994-04-08 |
Related Child Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000364573A Division JP2001190074A (ja) | 1994-04-08 | 2000-11-30 | 電力変換装置及び方法 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0865889A true JPH0865889A (ja) | 1996-03-08 |
Family
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Family Applications (2)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7084044A Pending JPH0865889A (ja) | 1994-04-08 | 1995-04-10 | 電力変換装置及び方法 |
| JP2000364573A Pending JP2001190074A (ja) | 1994-04-08 | 2000-11-30 | 電力変換装置及び方法 |
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| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000364573A Pending JP2001190074A (ja) | 1994-04-08 | 2000-11-30 | 電力変換装置及び方法 |
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| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5786992A (ja) |
| EP (2) | EP0676854B1 (ja) |
| JP (2) | JPH0865889A (ja) |
| DE (2) | DE69533206D1 (ja) |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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