PT1984667T

PT1984667T - Métodos e aparelho para fornecimento controlado de potência com fator de potência elevado utilizando uma única etapa de comutação por carga

Info

Publication number: PT1984667T
Application number: PT67700641T
Authority: PT
Inventors: A Lys Ihor; Shikh Igor; David Rabiner Mark
Original assignee: Philips Lighting North America Corp
Priority date: 2006-02-10
Filing date: 2006-05-08
Publication date: 2018-01-03
Also published as: EP1984667A2; CA2642028C; US7511437B2; US20070188114A1; KR101300007B1; SI1984667T1; HUE036754T2; EP1984667A4; EP1984667B1; ES2647096T3; KR20090077872A; CA2642028A1; JP2009526365A; WO2007094810A2; WO2007094810A3

Description

DESCRIÇÃO

"MÉTODOS E APARELHO PARA FORNECIMENTO CONTROLADO DE POTÊNCIA COM

FATOR DE POTÊNCIA ELEVADO UTILIZANDO UMA ÚNICA ETAPA DE COMUTAÇÃO POR CARGA"

Antecedentes

Um conversor CC-CC é um dispositivo elétrico bem conhecido que aceita uma tensão CC de entrada e proporciona uma tensão CC de saida. Para muitas aplicações, os conversores DC-DC são configurados para proporcionar uma tensão de saida CC regulada para uma carga com base numa tensão CC de entrada não regulada; geralmente, um conversor CC-CC pode ser empregue para transformar uma tensão não regulada proporcionada por qualquer de uma variedade de fontes de energia CC numa tensão regulada mais apropriada para controlar uma dada carga. Em muitas implementações comuns de fornecimento de energia, a tensão CC de entrada não regulada é derivada de uma fonte de alimentação CA, tal como uma tensão CA da rede de 120 Vrms/60 Hz CA que é retificada e filtrada por uma disposição de ponte retificadora/circuito de filtragem. Neste caso, como discutido mais abaixo, são geralmente empregues componentes protetores de isolamento no conversor CC-CC para garantir operação segura, dadas as tensões potencialmente perigosas envolvidas. A Fig. 1 ilustra um diagrama de circuito de um conversor 50 CC-CC redutor convencional configurado para proporcionar uma tensão 32 CC de saída regulada (Vout) a uma carga 40, com base numa tensão 30 CC de entrada mais elevada não regulada (V±n) . O conversor redutor da Fig. 1 também é habitualmente referido como um conversor "buck". De um uma perspetiva funcional, o conversor buck da Fig. 1 geralmente é representativo de outros tipos de conversores DC-DC, alguns exemplos dos quais são, por sua vez, discutidos abaixo.

Conversores DC-DC como o conversor buck da Fig. 1 empregam um transistor ou dispositivo equivalente que é configurado para operar como um comutador saturado que, seletivamente, permite que seja armazenada energia num dispositivo de armazenamento de energia (e. g., refere-se ao transistor 20 comutador e ao indutor 22 na Fig. 1). Embora a Fig. 1 ilustre um tal transistor de comutação como um transistor de junção bipolar (BJT), transístores de efeito de campo (FET) também podem ser empregues como comutadores em diversas implementações de conversor CC-CC. Devido ao emprego de um tal transístor de comutação, conversores DC-DC também são habitualmente referidos como "reguladores comutadores" devido à sua funcionalidade geral.

Em particular, o transístor 20 de comutação no circuito da Fig. 1 é operado para aplicar periodicamente a tensão 30 CC de entrada não regulada (Vjn) a um indutor 22 (L) para intervalos de tempo relativamente curtos (na Fig. 1 e subsequentes figuras, a menos que indicado de outro modo, um único indutor é representado para representar esquematicamente um ou mais indutores reais dispostos em qualquer de uma variedade de configurações em série/paralelo para proporcionar uma indutância desejada). Durante os intervalos nos quais qual o transístor de comutação está "ligado" ou fechado (i. e., passando a tensão de entrada V±n para o indutor), a corrente flui através do indutor com base na tensão aplicada e o indutor armazena energia no seu campo magnético. Quando o interruptor está desligado ou aberto (i. e., a tensão CC de entrada é removida do indutor), a energia armazenada no indutor é transferida para um condensador 34 de filtração que funciona para proporcionar uma tensão Vout de saída CC relativamente uniforme para a carga 40 (í. e., o condensador proporciona essencialmente energia contínua à carga entre ciclos de armazenamento de energia do indutor).

Mais especificamente, na Fig. 1, quando o transístor 20 de comutação está ligado, uma tensão VL = Vout - V±n é aplicada ao indutor 22. Esta tensão aplicada faz com que uma corrente IL crescente linearmente flua através do indutor (e para a carga e o condensador) com base na relação VL = L · dIL/dt. Quando o transístor 20 de comutação está desligado, a corrente IL através do indutor continua a fluir na mesma direção, com o díodo 24 (Dl) agora a conduzir para completar o circuito. Enquanto a corrente estiver a fluir através do díodo, a tensão VL através do indutor está fixa em Vout - Vdlode, fazendo com que a corrente IL indutor diminua linearmente à medida que é proporcionada energia a partir do campo magnético do indutor ao condensador e à carga. A Fig. 2 é um diagrama ilustrando diversas formas de onda do sinal para o circuito da Fig. 1 durante as operações de comutação descritas imediatamente acima.

Conversores DC-DC convencionais podem ser configurados para operar em diferente modos, habitualmente referidos como modo "contínuo" e modo "descontínuo". No funcionamento em modo contínuo, a corrente II no indutor permanece acima de zero durante sucessivos ciclos de comutação do transístor de comutação, ao passo que no modo descontínuo, a corrente no indutor inicia-se em zero no inicio de um dado ciclo de comutação e regressa a zero antes do final do ciclo de comutação. Para proporcionar uma análise informativa embora algo simplificada do circuito da Fig. 1, a discussão abaixo considera funcionamento em modo continuo, e pressupõe por enquanto que não existem quedas de tensão no transistor de comutação quando o interruptor está ligado (i. e., a conduzir) e que existe uma queda de tensão negligenciável no díodo Dl enquanto o diodo está a conduzir corrente. Com o anterior em mente, as alterações na corrente do indutor ao longo de sucessivos ciclos de comutação podem ser examinadas com a ajuda da Fig. 3.

Fig. 3 é um gráfico no qual está sobreposta a tensão no ponto Vx mostrado na Fig. 1 (novamente, ignorando qualquer queda de tensão no diodo Dl) com base no funcionamento do transistor 20 de comutação, e a corrente através do indutor Ll para dois ciclos de comutação consecutivos. Na Fig. 3, o eixo horizontal representa o tempo t e um ciclo de comutação completo é representado pelo período T de tempo, em que o tempo do transistor de comutação "ligado" é indicado como ton e o tempo do comutador "desligado" é indicado como t0ff (i. e., T = ton + t0ff) .

Para funcionamento em estado estacionário, deverá entender-se que a corrente IL no indutor no início e no fim de um ciclo de comutação é essencialmente o mesmo que pode observar-se na Fig. 3 pela indicação JG. Em conformidade, a partir da relação VL = L · dIL/dt, a alteração da corrente dIL ao longo de um ciclo de comutação é zero, e pode ser dada por:

que simplifica para ou

onde D é definido como o "ciclo de funcionamento" do transístor de comutação, ou a proporção de tempo por ciclo de comutação que o comutador está ligado e permitindo que seja armazenada energia no indutor. A partir do anterior, pode ver-se que a relação da tensão de saida pela tensão de entrada é proporcional a D; nomeadamente, variando o ciclo D de funcionamento do comutador no circuito da Fig. 1, a tensão Vout de saída pode ser variada relativamente à tensão V±n de entrada mas não pode exceder a tensão de entrada, dado que o ciclo D de funcionamento máximo é 1.

Assim, como mencionado anteriormente, o conversor buck convencional da Fig. 1 está particularmente configurado para proporcionar à carga 4 0 uma tensão Vout de saída regulada que é inferior à tensão V±n de entrada. Para assegurar estabilidade da tensão Vout de saída, como mostrado na Fig. 1, o conversor buck emprega um ciclo 46 de controlo de realimentação para controlar o funcionamento do transistor 20 de comutação. Geralmente, como indicado na Fig. 1 pela ligação 47, a energia para diversos componentes do ciclo 46 de controlo de realimentação pode ser derivada a partir da tensão V±n de entrada CC ou, de modo alternativo, outra fonte de alimentação independente.

No ciclo 4 6 de controlo de realimentação da Fig. 1, uma tensão Vsample de amostragem escalada da tensão Vout de sarda CC é proporcionada como uma entrada para o ciclo 4 6 de controlo de realimentação (e. g., por meio das resistências FC e R3) e comparada por um amplificador 28 de erro a uma tensão Vref de referência. A tensão Vref de referência é uma representação escalada estável da tensão Vout de saida regulada desejada. O amplificador 28 de erro gera um sinal 38 de erro (neste exemplo, um sinal de tensão positiva durante algum intervalo predeterminado) com base na comparação de Vsample e Vref e a magnitude deste sinal de erro controla em última análise o funcionamento do transistor 20 de comutação, o qual por sua vez ajusta a tensão Vout de saida por meio de ajustamentos ao ciclo de funcionamento do comutador. Deste modo, o ciclo de controlo de realimentação mantém uma tensão Vout de saida regulada estável.

Mais especif icamente, o sinal 38 de erro serve como uma tensão de controlo para um modulador 36 de largura de impulso que também recebe uma corrente 42 de impulsos tendo uma frequência f = 1/T proporcionada por um oscilador 26. Em

conversores DC-DC convencionais, frequências f exemplificativas para a corrente 42 de impulsos incluem, mas não estão limitadas a um intervalo de aproximadamente 50 kHz a 100 kHz. O modulador 36 de largura de impulso está configurado para utilizar a corrente 42 de impulsos e o sinal 38 de erro para proporcionar um sinal 44 de controlo liga/desliga que controla o ciclo de funcionamento do transistor 20 de comutação. Essencialmente, um impulso da corrente 42 de impulsos atua como um "gatilho" para fazer com que o modulador de largura de impulso ligue o transistor 20 de comutação, e o sinal 38 de erro determina durante quanto tempo o transistor de comutação permanece ligado (i. e., o comprimento do período de tempo ton e, consequentemente, o ciclo D de funcionamento).

Por exemplo, se o sinal 38 de erro indica que a tensão Vsample de saída amostrada é superior a Vref (i. e., o sinal 38 de erro tem um valor relativamente inferior), o modulador 36 de largura de impulso está configurado para proporcionar um sinal 44 de controlo com impulsos "ligado" de duração relativamente mais curta ou um ciclo de funcionamento mais reduzido, proporcionando assim relativamente menos energia ao indutor enquanto o transístor 20 de comutação está ligado. Em contraste, se o sinal 38 de erro indica que Vsample é inferior a Vref (i. e., o sinal de erro tem um valor relativamente superior), o modulador de largura de impulso é configurado para proporcionar um sinal de controlo com impulsos "ligado" de duração relativamente mais longa ou um ciclo de funcionamento mais elevado, proporcionando assim relativamente mais energia ao indutor enquanto o transístor 20 de comutação está ligado. Em conformidade, modulando a duração dos impulsos "ligado" do sinal 44 de controlo por meio do sinal 38 de erro, a tensão Vout de saída é regulada pelo ciclo 46 de controlo de realimentaçâo para se aproximar de uma tensão de saída desejada representada por Vref.

Outros tipos de conversores DC-DC convencionais além do conversor buck discutido acima em ligação com a Fig. 1 incluem, por exemplo, um conversor elevador ou "boost" que proporciona uma tensão de saida CC regulada que é superior à tensão de entrada, um inversor ou conversor "buck-boost" que pode ser configurado para proporcionar uma tensão de saida CC regulada que é inferior ou superior à tensão de entrada e tem uma polaridade oposta à da tensão de entrada, e um conversor "CUK" que é baseado em princípios de transferência de energia por acoplamento capacitivo. Tal como o conversor buck, em cada um destes outros tipos de conversores o ciclo D de funcionamento do transístor de comutação determina a razão da tensão Vout de saída para a tensão Vín de entrada. A Fig. 4 ilustra um conversor 52 boost convencional e a Fig. 5 ilustra um conversor buck-boost convencional ou regulador 54 inversor. Estes conversores podem ser ambos analisados de modo semelhante ao conversor buck da Fig. 1 para determinar como o ciclo D de funcionamento afeta a relação Vout /ν±η. A Fig. 6 ilustra um exemplo de um conversor 56 "CUK", o qual emprega acoplamento capacitivo em vez de, principalmente, acoplamento indutivo. 0 circuito da Fig. 6 é derivado de um princípio de dualidade baseado no conversor buck-boost da Fig. 5 (i. e., a relação entre o ciclo D de funcionamento e a relação Vout/V±n no conversor CUK é idêntica àquela do conversor buck-boost). Uma característica notável do conversor CUK é que os indutores Ll e L2 de entrada e de saída mostrados na Fig. 6 originam uma corrente substancialmente uniforme na entrada e saída do conversor, enquanto os conversores buck, boost e buck-boost têm uma corrente de entrada pulsada (e. g., ver Fig. 2, segundo diagrama a partir do topo) ou uma corrente de saída pulsada.

Para todos os conversores mostrados nas Fig 4-6, os pormenores do ciclo de controlo de realimentação de regulação de tensão foram omitidos por simplicidade; no entanto, deverá entender-se que, tal como o conversor buck mostrado na Fig. 1, cada um dos conversores mostrados nas Fig. 4-6 incluiria um ciclo de controlo de realimentação para proporcionar regulação da tensão de saida, como discutido acima em ligação com a Fig. 1.

Para muitas aplicações de eletrónica, as fontes de alimentação podem ser configuradas para proporcionar uma tensão de saida CC regulada a partir de uma entrada de tensão CA da rede (e. g., 120 Vrms, 60 Hz) . Em algumas fontes de alimentação baseadas em reguladores de comutação, uma tensão CC não regulada pode ser proporcionada como uma entrada a um conversor CC-CC diretamente a partir de uma tensão CA da rede retificada e filtrada. Uma tal disposição implica que não existe isolamento de proteção entre a tensão CA da rede e a tensão CC de entrada para o conversor CC-CC. De igual modo, a tensão CC de entrada não regulada para o conversor pode ser aproximadamente 160 Volts CC (com base numa tensão da rede retificada de 120 Vrms) ou superior (até aproximadamente 400 Volts se for empregue correção do fator de potência, como discutido abaixo em ligação com as Fig. 8A e 8B) , o que é potencialmente muito perigoso. Face ao anterior, os conversores DC-DC para tais disposições de fornecimento de energia tipicamente são configurados com características de isolamento para tratar estes problemas de modo a satisfazer de um modo geral as normas de segurança apropriadas. A Fig. 7 é um diagrama de circuito ilustrando um exemplo de uma tal fonte 66 de alimentação integrando um conversor CC-CC ou regulador de comutação. Como discutido acima, a fonte 66 de alimentação recebe como uma entrada uma tensão CA da rede 67 que é retificada por uma ponte 68 retificadora e filtrada por um condensador 35 (Cf±iter) para proporcionar uma tensão CC não regulada como uma entrada V±n para a parte 69 do conversor CC-CC. A parte 69 do conversor CC-CC é baseada na disposição do regulador inversor (buck-boost) mostrada na Fig. 5; no entanto, na Fig. 7, o indutor de armazenamento de energia foi substituído por um transformador 72 de alta frequência para proporcionar isolamento entre a alta tensão V7n de entrada CC não regulada e a tensão Vout de saída CC. Uma tal disposição de conversor CC-CC integrando um transformador em vez de um indutor é habitualmente referida como um conversor "flyback".

No circuito da Fig. 7, o "lado secundário" da parte 69 do conversor (i. e., o díodo Dl e o condensador C) está disposto de modo a que o conversor proporcione uma tensão CC de saída isolada. A parte 69 do conversor CC-CC também inclui um elemento 70 de isolamento (e. g., um segundo transformador de alta frequência ou optoisolador) no ciclo de controlo de realimentação de regulação de tensão para ligar o sinal de erro do amplificador 28 de erro ao modulador 36 (o sinal de erro introduzido no e produzido pelo elemento 70 de isolamento é indicado pelos números de referência 38A e 38B).

Face às diferentes características de isolamento no circuito da Fig. 7, embora não mostrado explicitamente na figura, deverá entender-se que a energia para os circuitos oscilador/modulação geralmente pode ser derivada da tensão Vin de entrada CC não regulada superior do lado do primário, ao passo que a energia para outros elementos do ciclo de controlo de realimentação (e. g., a tensão Vref de referência, o amplificador 28 de erro) pode ser derivada da tensão Vout de saída CC regulada do lado do secundário. De modo alternativo, como mencionado acima, a energia para os componentes do ciclo de realimentação pode, em alguns casos, ser proporcionada por uma fonte de alimentação independente.

Devido à natureza comutativa dos conversores DC-DC, estes aparelhos geralmente absorvem corrente de uma fonte de alimentação de um modo pulsado. Esta condição pode ter alguns efeitos geralmente indesejáveis quando conversores DC-DC absorvem energia de uma fonte de alimentação CA (e. g., como na disposições de fornecimento de energia da Fig. 7).

Em particular, para rendimento energético máximo de uma fonte de alimentação CA, em última análise, a corrente de entrada absorvida a partir da tensão CA da rede, idealmente, deveria ter uma forma de onda sinusoidal e estar em fase com a tensão CA da rede. Esta situação é habitualmente referida como "fator de potência unitário", e geralmente resulta com cargas puramente resistivas. A natureza comutativa do conversor CC-CC e resultante corrente pulsada absorvida (i. e., e correspondente corrente significativamente não sinusoidal absorvida a partir da fonte de alimentação CA) faz com que estes aparelhos tenham menos que o fator de potência unitário e, deste modo, um rendimento energético menor que o ótimo. Adicionalmente, novamente com referência à Fig. 7, a presença de um condensador 35 de filtração (Cfuter) substancial entre a ponte 68 retificadora e o conversor 69 CC-CC contribui ainda mais para tornar a carga global sobre a ponte retificadora menos resistiva, resultando em sensivelmente menos que o fator de potência unitário.

Mars especificamente, a "potência aparente" absorvida a partir de uma fonte de alimentação CA por uma carga que não é uma carga puramente resistiva é dada multiplicando a tensão eficaz aplicada à carga e a corrente eficaz absorvida pela carga. Esta potência aparente reflete quanta energia o dispositivo parece estar a absorver da fonte. No entanto, a potência real absorvida pela carga pode ser menor que a potência aparente, e a razão da potência real para aparente é referida como o "fator de potência" da carga. Por exemplo, um dispositivo que absorve uma potência aparente de 100 Volt-Amp e tem um fator de potência de 0,5 na realidade consome 50 Watts de energia e não 100 Watts; enunciado de modo diferente, neste exemplo, um dispositivo com um fator de potência de 0,5 parece requerer o dobro da energia proveniente da fonte daquela que realmente consome.

Como mencionado acima, conversores DC-DC convencionais, de um modo caracteristico têm significativamente menos que o fator de potência unitário devido à sua natureza comutativa e corrente pulsada absorvida. Adicionalmente, se o conversor CC-CC fosse para absorver corrente a partir da tensão CA da rede apenas com retificação e filtração corretiva, a corrente pulsada não sinusoidal absorvida pelo conversor CC-CC iria colocar tensões indesejadas e introduzir ruido e harmónicas geralmente indesejáveis sobre a tensão CA da rede (o que pode afetar negativamente o funcionamento de outros dispositivos).

Face ao anterior, algumas fontes de alimentação com comutação convencionais são equipadas com, ou utilizadas em conjugação com aparelhos de correção do fator de potência que são configurados para tratar os problemas assinalados acima e proporcionar uma mais eficiente provisão de energia a partir de uma fonte de alimentação CA. Em particular, tais aparelhos de correção do fator de potência geralmente funcionam para "suavizar" a corrente pulsada absorvida por um conversor CC-CC, diminuindo assim o seu valor eficaz, reduzindo harmónicas indesejáveis, melhorando o fator de potência, e reduzindo a possibilidade de um corta-circuitos da rede CA disparar devido a picos de corrente.

Em algumas disposições convencionais, um aparelho de correção do fator de potência é ele próprio um tipo de dispositivo conversor de energia comutado, semelhante em construção aos diversos conversores DC-DC discutidos acima, e disposto por exemplo entre uma ponte retificadora CA e um condensador de filtração que é seguido por um conversor CC-CC. Este tipo de aparelhos de correção do fator de potência atua para controlar com precisão a sua corrente de entrada numa base instantânea de modo a fazer corresponder substancialmente a forma de onda e fase da sua tensão de entrada (i. e., uma tensão CA da rede retificada). Em particular, o aparelho de correção do fator de potência pode ser configurado para monitorizar uma tensão CA da rede retificada e utilizar ciclos de comutação para variar a amplitude da forma de onda da corrente de entrada para a colocar mais próxima de estar em fase com a tensão da rede retificada. A Fig. 8 é um diagrama de circuito ilustrando, de um modo geral, um tal aparelho 520 de correção do fator de potência convencional. Como discutido acima, o aparelho de correção do fator de potência está configurado de modo a receber como uma entrada 65 a tensão VAC CA da rede retificada de onda completa a partir da ponte 68 retificadora, e proporcionar como uma saida a tensão Vín que é em seguida aplicada a uma parte de conversor CC-CC de uma fonte de alimentação (e. g., com referência à Fig. 7, o aparelho 520 de correção do fator de potência, incluindo o condensador 35 de filtração numa saida do aparelho 520, estaria disposto entre a ponte 68 retificadora e a parte 69 do conversor CC-CC) . Como pode ver-se na Fig. 8, um exemplo comum de um aparelho 520 de correção do fator de potência é baseado num conversor de topologia boost (ver a Fig. 4 para um exemplo de uma configuração boost de conversor CC-CC) que inclui um indutor LPFC, um comutador SWPFC, um diodo Dpfc, e o condensador 35 de filtração através do qual a tensão V±n é gerada. O aparelho 520 de correção do fator de potência da Fig. 8 também inclui um controlador 522 de correção do fator de potência (PFC) que monitoriza a tensão VAC retificada, a tensão V±n gerada proporcionada como uma saida para a parte de conversor CC-CC, e um sinal 71 {Isamp) representando a corrente IAC absorvida pelo aparelho 520. Como ilustrado na Fig. 8, o sinal Isamp pode ser derivado a partir de um elemento 52 6 detetor de corrente (e. g., uma tensão através de uma resistência) no trajeto da corrente IAC absorvida pelo aparelho. Com base nestes sinais monitorizados, o controlador 522 PFC está configurado para produzir um sinal 73 de controlo para controlar o comutador 75 (SJ¥pFC) de modo a que a corrente IAC tenha uma forma de onda que coincida substancialmente, e esteja em fase, com a tensão VAC retificada. A Fig. 9 é um diagrama que ilustra conceptualmente a funcionalidade do controlador 522 PFC. Recorde-se que, falando em geral, a função do aparelho 520 de correção do fator de potência como um todo é fazer ele próprio parecer-se essencialmente como uma resistência para uma fonte de alimentação CA; deste modo, a tensão proporcionada pela fonte de alimentação e a corrente absorvida a partir daquela fonte de alimentação pela "resistência simulada" do aparelho de correção do fator de potência têm essencialmente a mesma forma de onda e estão em fase, resultando substancialmente num fator de potência unitário. Em conformidade, a quantidade Rpcf pode ser considerada como representando uma resistência simulada conceptual do aparelho de correção do fator de potência, de modo a que, de acordo com a Lei de Ohm,

V = I R

r AC 1 AC ΛPFC

OU

GpFC Vac = 1AC > onde Gpcf = 1/Rpcf e representa uma condutância efetiva do aparelho 520 de correção do fator de potência.

Com o anterior em mente, o controlador 522 PFC mostrado na Fig. 9 implementa uma estratégia de controlo baseada em dois ciclos de realimentação, nomeadamente um ciclo de realimentação de tensão e um ciclo de realimentação de corrente. Estes ciclos de realimentação funcionam em conjunto para manipular a corrente IAC instantânea absorvida pelo aparelho de correção do fator de potência com base numa condutância GPCf efetiva derivada para o aparelho de correção do fator de potência. Para tal, um ciclo 524 de realimentação de tensão é implementado comparando a tensão V±n (proporcionada como uma saida através do condensador 35 de filtração) com uma tensão VrefPCF de referência representando um valor regulado desejado para a tensão V±n. A comparação destes valores gera um sinal Ve de tensão de erro que é aplicado a um integrador/filtro passa-baixo tendo uma frequência de corte de aproximadamente 10-20 Hz. Este integrador/filtro passa-baixo impõe um tempo de resposta relativamente lento para o ciclo de controlo do fator de potência global, o que facilita um fator de potência mais elevado; nomeadamente, uma vez que o sinal Ve de tensão de erro varia lentamente em comparação com a frequência da rede (que é 50 ou 60 Hz) , ajustamentos a IAC devido a alterações na tensão Vln (e. g., causadas por solicitações de carga súbitas e/ou significativas) ocorrem ao longo de múltiplos ciclos do tensão da rede em vez de bruscamente durante qualquer ciclo dado.

No controlador mostrado na Fig. 9, um componente CC da saida lentamente variável do integrador/filtro passa-baixo representa essencialmente a condutância GPCf efetiva do aparelho de correção do fator de potência; assim, a saida do ciclo 524 de realimentação de tensão proporciona um sinal representando a condutância GPCf efetiva. Em conformidade, com base na relação dada acima, o controlador 522 PFC está configurado para multiplicar esta condutância efetiva pela tensão VAC da rede retificada monitorizada para gerar um sinal Iac de corrente de referência representando a corrente desejada a ser absorvida a partir da tensão da rede, com base na carga resistiva simulada do aparelho 520. Este sinal I*ac deste modo proporciona uma entrada de referência ou "calibração" para o ciclo 528 de controlo de corrente.

Em particular, como mostrado na Fig. 9, no ciclo 528 de controlo de corrente, o sinal I*ac é comparado com o sinal IsamP que representa a corrente IAC real que é absorvida pelo aparelho 520. A comparação destes valores gera um sinal Ie de corrente de erro que serve como um sinal de controlo para um controlador de comutação modulado por largura de impulso (PWM). O controlador de comutação PWM por sua vez envia um sinal 7 3 para controlar o comutador SWPCf de modo a manipular a corrente IAC real que é absorvida (referindo novamente a Fig. 8) . As frequências exemplificativas habitualmente utilizadas para a salda do sinal 73 de controlo pelo controlador de comutação PWM (e consequentemente para o comutador SWPCf) são da ordem de aproximadamente 100 kHz. Com o anterior em mente, deverá entender-se que é o valor médio resultante de uma IAC variável rapidamente que se assemelha a uma forma de onda sinusoidal retificada de onda completa (e. g., tendo uma frequência de duas vezes a frequência da tensão da rede) , com uma oscilação de aproximadamente 100 kHz resultante das operações de comutação. Em conformidade, o ciclo de realimentação de corrente e os elementos de controlo de comutação têm de ter largura de banda suficiente para seguir a forma de onda retificada de onda completa (consequentemente, uma largura de banda de alguns kHz geralmente é mais que suficiente).

Deverá entender-se que a anterior discussão em ligação com as Fig. 8 e 9 é principalmente de natureza conceptual para proporcionar uma compreensão geral da funcionalidade de correção do fator de potência. Presentemente, controladores de correção do fator de potência em circuito integrado que podem ser empregues como o controlador 522 PFC mostrado nas Fig. 8A e 8B estão disponíveis a partir de diversos fabricantes (e. g., o controlador PFC ML4821 da Fairchild Semiconductor, os controladores PFC LT1248 ou LT1249 da Linear Technology, o controlador PFC L6561 da ST Microelectronics, etc.). Tais controladores geralmente podem ser configurados para operar o aparelho 520 de correção do fator de potência em modos de comutação contínuos ou descontínuos (ou em redor de uma fronteira entre modos contínuos e descontínuos).

Deste modo, nos esquemas convencionais de correção do fator de potência descritos em ligação com as Fig. 8 e 9, o aparelho 520 de correção do fator de potência proporciona como uma saída a tensão Vjn regulada através do condensador 35, a partir dos quais pode ser absorvida corrente como necessário por uma carga acoplada a Vjn (e. g., por uma parte de conversor CC-CC subsequente de uma fonte de alimentação). Para variações súbitas e/ou excessivas nos requisitos de potência de carga, o valor instantâneo da tensão Vjn pode variar radicalmente; por exemplo, em casos de requisitos de potência de carga súbitos e elevados, as reservas de energia no condensador são absorvidas e V±n pode cair subitamente abaixo da referência VrefPCF. Em resultado, o ciclo 524 de realimentação de tensão, com um tempo de resposta relativamente lento, tenta ajustar V±n fazendo com que o aparelho de correção do fator de potência absorva mais corrente da tensão da rede. Devido ao tempo de resposta relativamente lento, no entanto, esta ação pode, por sua vez, causar uma condição de sobretensão para V±nr particularmente se a solicitação súbita/excessiva a partir da carga já não existir no momento em que é feito um ajustamento a Vín. 0 aparelho então tenta compensar a condição de sobretensão, novamente sujeito ao tempo de resposta lento do ciclo 54 de realimentação de tensão, resultando em algum grau de instabilidade potencial. Variações súbitas semelhantes (condições de sub ou sobretensão) para Vín podem resultar de perturbações súbitas/excessivas na tensão 67 da rede, às quais o aparelho 520 tenta responder do modo descrita acima. A partir do anterior, deverá entender-se que o tempo de resposta lento que, por um lado, facilita a correção do fator de potência pode resultar, ao mesmo tempo, numa capacidade de resposta a transientes de entrada/saida menos que ótima. Em conformidade, o tempo de resposta/largura de banda do ciclo de realimentação de tensão em aparelhos de correção do fator de potência convencionais geralmente é selecionado para proporcionar um equilíbrio prática entre razoável (mas menos que ótima) correção do fator de potência e razoável (mas menos que ótima) resposta a transientes.

Deverá entender-se que em algumas aplicações de fonte de alimentação comutada, um aparelho de correção do fator de potência pode não ser requerido ou mesmo significativamente eficaz. Por exemplo, para cargas pequenas que absorvem uma potência relativamente reduzida de uma fonte de alimentação, o fator de potência da fonte de alimentação comutada convencionalmente é considerado não ser tão importante como em aplicações de potência superior; provavelmente, a potência absorvida por uma carga pequena compreende uma parte relativamente insignificante da potência global disponível num circuito de potência CA particular.

Em contraste, a correção do fator de potência pode ser importante para cargas maiores consumindo uma potência relativamente superior, na qual a corrente de entrada para a fonte de alimentação comutada pode aproximar-se da máxima disponível a partir da fonte de alimentação CA. A correção do fator de potência também pode ser importante para situações nas quais várias cargas relativamente pequenas estão acopladas ao mesmo circuito de potência CA; se o fator de potência associado a cada uma das cargas relativamente pequenas é reduzido, o efeito efetivo de muitas destas cargas de fator de potência reduzido acopladas ao mesmo circuito de potência CA pode ter efeitos prejudiciais significativos. 0 documento US 2003/0161169 divulga um conversor de etapa única que melhora o fator de potência. O conversor de etapa única compreende uma unidade de melhoramento do fator de potência, uma unidade de díodos em ponte, um condensador de regularização de tensão, uma unidade de circuito transformador e um comutador principal. O documento US 2003/0057888 divulga um sistema de iluminação de díodos emissores de luz disposto para controlar uma ou mais fontes de luz de díodos emissores de luz que compreende um sistema de controlo incluindo um microprocessador disposto para controlar um circuito de corrente controlada por tensão pulsante modulada em amplitude (PAM).

Sumário

Como discutido acima em ligação com as Fig. 7 e 8, uma fonte de alimentação comutada com fator de potência elevado geralmente requer duas "etapas de comutação", nomeadamente, uma primeira etapa de comutação exemplificada pelo aparelho 520 de correção do fator de potência mostrado na Fig. 8, seguido por uma segunda etapa de comutação exemplificada pelo conversor 69 CC-CC mostrado na Fig. 7. Como também ilustrado nas Fig. 7 e 8, cada uma destas etapas de comutação geralmente requer alguma forma de realimentação para controlar adequadamente as suas operações de comutação. Por exemplo, o controlador 522 PFC da Fig. 8 monitoriza a tensão e corrente CA de entrada assim como a tensão 30 (V±n) que é proporcionada ao conversor CC-CC; de modo semelhante, o controlador de comutação (modulador 36 de largura de impulso) do conversor CC-CC mostrado na Fig. 7 monitoriza a tensão 32 (Vout) de saída proporcionada a uma carga 40. A requerente reconheceu e valorizou que, em alguns casos, a disposição anterior resulta em redundância funcional desnecessária.

Face ao anterior, a presente divulgação refere-se geralmente a métodos e aparelhos para transferência de potência com fator de potência elevado utilizando uma única etapa de comutação. Especificamente, de acordo com diversas formas de realização aqui divulgadas, a potência pode ser fornecida a uma carga por meio de uma única etapa de comutação, conseguindo ao mesmo tempo um fator de potência significativamente elevado. Em resultado, o rendimento energético global é tipicamente melhorado e a redundância funcional de componentes é significativamente reduzida em comparação com disposições convencionais. Em diferentes aspetos, implementações de métodos e aparelhos de acordo com diversas formas de realização da divulgação podem resultar em circuitos significativamente otimizados tendo menos componentes, eficiências energéticas globais mais elevadas, e menores requisitos de espaço.

Em algumas formas de realização, uma potência variável controlável pode ser fornecida a uma carga mantendo ao mesmo tempo um fator de potência elevado sem requerer qualquer informação de realimentação relacionada com as condições na carga (i. e., sem monitorizar a tensão e/ou corrente na carga) para controlar operações de comutação na única etapa de comutação. Além disso, num aspeto destas formas de realização, não é requerida regulação da tensão na carga e/ou corrente na carga. Num outro aspeto, eliminar a necessidade de um ou mais ciclos de realimentação evita problemas potencialmente desafiantes relacionados com a estabilidade do circuito de realimentação.

Com base nos conceitos anteriores, uma forma de realização da presente divulgação está direcionada para um controlador de "alimentação em avanço" de fator de potência elevado de etapa única para uma fonte de luz à base de LED. Um tal controlador de alimentação em avanço (também referido aqui como um "aparelho de controlo de potência") utiliza informação previamente conhecida relativamente a uma potência desejada a ser proporcionada à fonte de luz. 0 controlador de alimentação em avanço controla a intensidade (i. e., brilho percecionado) de radiação gerada pela fonte de luz com base na modulação da potência média fornecida à fonte de luz num período de tempo dado, sem regular a tensão ou corrente proporcionada à fonte de luz ou monitorizar a tensão ou corrente na carga para controlar a única etapa de comutação durante o funcionamento normal.

Num aspeto desta forma de realização, o controlador de alimentação em avanço está configurado para armazenar energia para, e libertar energia a partir de um ou mais elementos de transferência de energia utilizando uma operação de comutação em modo descontínuo. Este tipo de operação de comutação facilita a transferência de uma potência controlada previsível para a fonte de luz. A operação de comutação em modo descontínuo empregue nesta forma de realização pode ser utilizado de modo semelhante em diversas implementações de alimentação em avanço para proporcionar potência a cargas além de fontes de luz à base de LED (e. g., motores, atuadores, relês, elementos de aquecimento, etc.)

Numa outra forma de realização, múltiplos aparelhos cada um incluindo uma ou mais cargas e um ou mais aparelhos de controlo de potência de fator de potência elevado de etapa única (i. e., controladores de alimentação em avanço) podem estar acoplados a uma fonte distribuída de potência CA numa configuração de rede. Num aspeto desta forma de realização, os múltiplos aparelhos acoplados à tensão CA distribuída podem ser configurados como dispositivos endereçáveis de modo a facilitar a comunicação apropriada de informação de controlo de carga através da rede. Num outro aspeto desta forma de realização, a informação de controlo de carga pode ser formatada para comunicação através da rede em qualquer de uma variedade de protocolos de comunicação convencionais incluindo, mas não limitados a um protocolo DMX.

Em suma, uma forma de realização da presente divulgação é direcionada para um aparelho de iluminação, compreendendo, pelo menos, uma primeira carga que inclui, pelo menos, uma primeira fonte de luz à base de LED, e uma fonte de alimentação comutada incluindo uma primeira etapa de comutação única para a primeira carga. A fonte de alimentação comutada está configurada para proporcionar correção do fator de potência e uma primeira potência de carga à primeira carga por meio de controlo da primeira etapa de comutação única. A fonte de alimentação comutada além disso está configurada para controlar a primeira etapa de comutação única para proporcionar a primeira potência de carga sem monitorizar ou regular uma primeira corrente na carga ou uma primeira tensão na carga associadas à primeira carga.

Outra forma de realização é direcionada para um método de iluminação, compreendendo atos de gerar uma primeira luz a partir de uma primeira carga incluindo, pelo menos, uma primeira fonte de luz à base de LED, e proporcionar correção do fator de potência e uma primeira potência de carga à primeira carga por meio do controlo de uma primeira etapa de comutação única sem monitorizar ou regular uma primeira corrente na carga ou uma primeira tensão na carga associadas à primeira carga.

Como utilizado aqui para os objetivos da presente divulgação, o termo "LED" deverá ser entendido como incluindo qualquer diodo eletroluminescente ou outro tipo de sistema de portadora à base de injeção/junção que seja capaz de gerar radiação em resposta a um sinal elétrico. Deste modo, o termo LED inclui, mas não está limitado a diversas estruturas à base de semicondutores que emitem luz em resposta à corrente, polímeros emissores de luz, díodos orgânicos emissores de luz (OLED), tiras eletroluminescentes, e semelhantes.

Em particular, o termo LED refere-se a díodos emissores de luz de todos os tipos (incluindo díodos emissores de luz semicondutores e orgânicos) que podem ser configurados para gerar radiação num ou mais dos espetros dos infravermelhos, espetro dos ultravioletas, e diversas partes do espetro visível (geralmente incluindo comprimentos de onda de radiação desde aproximadamente 400 nanómetros até aproximadamente 700 nanómetros). Alguns exemplos de LED incluem, mas não estão limitados a diversos tipos de LED infravermelhos, LED ultravioleta, LED vermelhos, LED azuis, LED verdes, LED amarelos, LED âmbar, LED cor de laranja, e LED brancos (discutidos mais abaixo). Também deverá ser reconhecido que os LED podem ser configurados e/ou controlados para gerar radiação tendo diversas larguras de banda (e. g., larguras totais a metade do máximo, ou FWHM) para um dado espetro (e. g., banda estreita, banda larga), e uma variedade de comprimentos de onda dominantes dentro de uma dada categorização geral de cor.

Por exemplo, uma implementação de um LED configurado para gerar essencialmente luz branca (e. g., um LED branco) pode incluir um número de colorações as quais, respetivamente, emitem diferente espetros de eletroluminescência que, em combinação, se misturam para formar essencialmente luz branca. Noutra implementação, um LED de luz branca pode estar associado com um material de fósforo que converte eletroluminescência tendo um primeiro espetro para um segundo espetro diferente. Num exemplo desta implementação, eletroluminescência tendo um comprimento de onda relativamente curto e espetro de banda estreita "bombeia" o material de fósforo, o qual por sua vez irradia radiação de comprimento de onda mais longo tendo um espetro um pouco mais largo.

Também se deverá entender que o termo LED não limita o tipo de encapsulamento fisico e/ou elétrico de um LED. Por exemplo, como discutido acima, um LED pode referir-se a um único dispositivo emissor de luz tendo múltiplas colorações que são configuradas para, respetivamente, emitir diferentes espetros de radiação (e. g., que podem ser ou não controláveis individualmente). De igual modo, um LED pode estar associado a um fósforo que é considerado como uma parte integral do LED (e. g., alguns tipos de LED brancos). Em geral, o termo LED pode referir-se a LED encapsulados, LED não encapsulados, LED de montagem em superfície, LED integrados em placas, LED de montagem com encapsulamento em T, LED de encapsulamento radial, LED com encapsulamento de potência, LED incluindo algum tipo de elemento de encapsulamento e/ou ótico (e. g., uma lente difusora), etc. A expressão "fonte de luz" deverá entender-se como referindo qualquer uma ou mais de uma variedade de fontes de radiação, incluindo, mas não limitadas a, fontes à base de LED (incluindo um ou mais LED como definido acima), fontes incandescentes (e. g., lâmpadas de filamento, lâmpadas de halogéneo), fontes fluorescentes, fontes fosforescentes, fontes de descarga de alta intensidade (e. g., lâmpadas de vapor de sódio, vapor de mercúrio, e halogenetos metálicos), lasers, outros tipos de fontes eletroluminescentes, fontes piro-luminescentes (e. g., chamas), fontes de luminescência de ignição (e. g., capas de gás, fontes de radiação de arco voltaico), fontes fotoluminescentes (e. g., fontes de descarga em gás), fontes de cátodo luminescente utilizando saciedade eletrónica, fontes galvanoluminescentes, fontes cristalo-luminescentes, fontes quino-luminescentes, fontes termoluminescentes, fontes triboluminescentes, fontes sonoluminescentes, fontes radioluminescentes, e polímeros luminescentes.

Uma dada fonte de luz pode ser configurada para gerar radiação eletromagnética no interior do espetro visível, no exterior do espetro visível, ou uma combinação de ambas. Assim, os termos "luz" e "radiação" são utilizados aqui de modo intermutável. Adicionalmente, a fonte de luz pode incluir como um componente integral um ou mais filtros (e. g., filtros de cor), lentes, ou outros componentes óticos. De igual modo, deverá compreender-se que as fontes de luz podem ser configuradas para uma variedade de aplicações, incluindo, mas não limitadas a indicação, apresentação e/ou iluminação. Uma "fonte de iluminação" é uma fonte de luz que está particularmente configurada para gerar radiação tendo uma intensidade suficiente para iluminar eficientemente um espaço interior ou exterior. Neste contexto, "intensidade suficiente" refere-se a energia radiante suficiente no espetro visível gerada no espaço ou ambiente (a unidade "lumens" é empregue frequentemente para representar a saída de luz total a partir de uma fonte de luz em todas as direções, em termos de potência radiante ou "fluxo luminoso") para proporcionar iluminação ambiente (i. e., luz que pode ser percecionada indiretamente e que pode ser, por exemplo, refletida a partir de uma ou mais de uma variedade de superfícies intervenientes antes de ser percecionada na totalidade ou em parte). 0 termo "espetro" deverá entender-se como referindo qualquer uma ou mais frequências (ou comprimentos de onda) de radiação produzida por uma ou mais fontes de luz. Em conformidade, o termo "espetro" refere-se a frequências (ou comprimentos de onda) não apenas no intervalo visível, mas também frequências (ou comprimentos de onda) nos infravermelhos, ultravioletas, e outras áreas do espetro eletromagnético global. De igual modo, um dado espetro pode ter uma largura de banda relativamente estreita (e. g., uma FWHM tendo essencialmente poucos componentes de frequência ou comprimento de onda) ou uma largura de banda relativamente ampla (vários componentes de frequência ou comprimento de onda tendo diversas resistências relativas). Deveria igualmente entender-se que um dado espetro pode ser o resultado de uma mistura de dois ou mais outros espetros (e. g., misturando radiação respetivamente emitida a partir de fontes de luz múltiplas).

Para os objetivos desta divulgação, o termo "cor" é utilizado de modo intermutável com o termo "espetro". No entanto, o termo "cor" geralmente é utilizado para referir principalmente uma propriedade de radiação que é percetível por um observador (embora esta utilização não se destine a limitar o âmbito deste termo). Em conformidade, a expressão "cores diferentes" implicitamente refere-se a múltiplos espetros tendo diferentes componentes de comprimento de onda e/ou larguras de banda. Deveria igualmente entender-se que o termo "cor" pode ser utilizado em ligação com luz branca e não branca. A expressão "temperatura de cor" geralmente é aqui utilizada em ligação com luz branca, embora esta utilização não se destine a limitar o âmbito desta expressão. Temperatura de cor essencialmente refere-se a um particular conteúdo de cor ou tonalidade (e. g., avermelhado, azulado) de luz branca. A temperatura de cor de uma dada amostra de radiação convencionalmente é caracterizada de acordo com a temperatura em graus Kelvin (K) de um corpo negro radiante que irradia essencialmente o mesmo espetro que a amostra de radiação em questão. As temperaturas de cor do corpo negro radiante situam-se geralmente dentro de um intervalo desde aproximadamente 700 graus K (tipicamente considerada a primeira visível pelo olho humano) até mais de 10000 graus K; a luz branca geralmente é percecionada a temperaturas de cor acima de 1500-2000 graus K.

Temperaturas de cor mais baixas indicam geralmente luz branca tendo uma componente de vermelho mais significativa ou uma "sensação mais quente", ao passo que temperaturas de cor mais elevadas indicam geralmente luz branca tendo uma componente de azul mais significativa ou uma "sensação mais fria". A título de exemplo, o fogo tem uma temperatura de cor de aproximadamente 1800 graus K, uma lâmpada incandescente convencional tem uma temperatura de cor de aproximadamente 2848 graus K, a luz da manhã tem uma temperatura de cor de aproximadamente 3000 graus K, e os céus nublado do meio dia tem uma temperatura de cor de aproximadamente 10000 graus K. Uma imagem a cores vista sob luz branca tendo uma temperatura de cor de aproximadamente 3000 grau K tem um tom relativamente avermelhado, ao passo que a mesma imagem a cores vista sob luz branca tendo uma temperatura de cor de aproximadamente 10000 graus K tem um tom relativamente azulado.

As expressões "unidade de iluminação" e "instalação de iluminação" são utilizadas de modo intermutável aqui para referir um aparelho incluindo uma ou mais fontes de luz do mesmo ou diferentes tipos. Uma dada unidade de iluminação pode ter qualquer uma de uma variedade de disposições de montagem para a(s) fonte (s) de luz, disposições e formas de encapsulamento/invólucro, e/ou configurações de ligação elétrica e mecânica. Adicionalmente, uma dada unidade de iluminação opcionalmente pode estar associada a (e. g., incluir, estar acoplada a e/ou encapsulada em conjunto com) diversos outros componentes (e. g., circuitos de controlo) relacionados com o funcionamento da fonte de luz). Uma "unidade de iluminação à base de LED" refere-se a uma unidade de iluminação que inclui uma ou mais fontes de luz à base de LED como discutido acima, isoladamente ou em combinação com outras fontes de luz não baseadas em LED. Uma unidade de iluminação "multicanal" refere-se a uma unidade de iluminação à base de LED ou não baseada em LED que inclui, pelo menos, duas fontes de luz configuradas para respetivamente gerar diferentes espetros de radiação, em que cada diferente espetro de fonte pode ser referido como um "canal" da unidade de iluminação multicanal. 0 termo "controlador" é aqui utilizado geralmente para descrever diversos aparelhos relacionados com o funcionamento de uma ou mais fontes de luz. Um controlador pode ser implementado de vários modos (e. g., tal como com hardware dedicado) para desempenhar diversas funções discutidas aqui. Um "processador" é um exemplo de um controlador que emprega um ou mais microprocessadores que podem ser programados utilizando software (e. g., microcódigo) para desempenhar diversas funções discutidas aqui. Um controlador pode ser implementado com ou sem empregar um processador, e também pode ser implementado como uma combinação de hardware dedicado para desempenhar algumas funções e um processador (e. g., um ou mais microprocessadores programados e circuitos associados) para desempenhar outras funções. Exemplos de componentes de controlador que podem ser empregues em diversas formas de realização da presente divulgação incluem, mas não estão limitados a microprocessadores convencionais, circuitos integrados específicos da aplicação (ASIC), e disposições de portas lógicas programáveis em campo (FPGA).

Em diversas implementações, um processador ou controlador pode estar associado a um ou mais meios de armazenamento (genericamente referidos aqui como "memória," e. g., memória de computador volátil e permanente, tais como RAM, PROM, EPROM, e EEPROM, disquetes, discos compactos, discos óticos, fita magnética, etc.). Em algumas implementações, os meios de armazenamento podem ser codificados com um ou mais programas que, quando executados num ou mais processadores e/ou controladores, desempenham, pelo menos, algumas das funções discutidas aqui. Diversos meios de armazenamento podem ser definidos dentro de um processador ou controlador ou podem ser transportáveis, de modo a que o um ou mais programas ali armazenados possam ser carregados num processador ou controlador de modo a implementar diversos aspetos da presente divulgação discutidos aqui. 0 termo "programa" ou a expressão "programa de computador" são utilizadas aqui num sentido genérico para referir qualquer tipo de código de computador (e. g., software ou microcódigo) que possa ser empregue para programar um ou mais processadores ou controladores. 0 termo "endereçável" é aqui utilizado para referir um dispositivo (e. g., uma fonte de luz em geral, uma unidade ou instalação de iluminação, um controlador ou processador associado a uma ou mais fontes de luz ou unidades de iluminação, outros dispositivos não relacionados, etc.) que é configurado para receber informação (e. g., dados) destinada a múltiplos dispositivos, incluindo ele próprio, e responder seletivamente a informação particular que lhe é destinada. 0 termo "endereçável" é utilizado frequentemente em ligação com um ambiente em rede (ou uma "rede", discutida mais abaixo), na qual múltiplos dispositivos são acoplados em conjunto através de algum meio ou meios de comunicações.

Numa implementação de rede, um ou mais dispositivos acoplados a uma rede podem servir como um controlador para um ou mais outros dispositivos acoplados à rede (e. g., numa relação mestre/escravo). Noutra implementação, um ambiente em rede pode incluir um ou mais controladores dedicados que são configurados para controlar um ou mais dos dispositivos acoplados à rede. Geralmente, múltiplos dispositivos acoplados à rede podem ter, cada um, acesso a dados que estão presentes no meio ou meios de comunicação; no entanto, um dado dispositivo pode ser "endereçável" por estar configurado para seletivamente permutar dados com (i. e., receber dados de e/ou transmitir dados para) a rede, com base, por exemplo, num ou mais identificadores particulares (e. g., "endereços") atribuídos àquele. 0 termo "rede" como utilizado aqui refere-se a qualquer interligação de dois ou mais dispositivos (incluindo controladores ou processadores) que facilita o transporte de informação (e. g. para controlo de dispositivos, armazenamento de dados, permuta de dados, etc.) entre quaisquer dois ou mais dispositivos e/ou entre múltiplos dispositivos acoplados à rede. Como deverá ser facilmente entendido, diversas implementações de redes adequadas para interligar múltiplos dispositivos podem incluir qualquer de uma variedade de topologias de rede e empregam qualquer de uma variedade de protocolos de comunicação. Adicionalmente, em diversas redes de acordo com a presente divulgação, qualquer uma ligação entre dois dispositivos pode representar uma ligação dedicada entre os dois sistemas ou, de modo alternativo, uma ligação não dedicada. Além disso para transportar informação destinada aos dois dispositivos, uma tal ligação não dedicada pode transportar informação não necessariamente destinada a qualquer dos dois dispositivos (e. g., uma ligação de rede aberta). Além disso, deverá entender-se facilmente que diversas redes de dispositivos como discutido aqui podem empregar uma ou mais ligações sem fios, com fios/cabo, e/ou fibra ótica para facilitar o transporte de informação através da rede. A expressão "interface de utilizador" como utilizada aqui refere-se a uma interface entre um utilizador ou operador humano e um ou mais dispositivos que permite comunicação entre o utilizador e o(s) dispositivo(s). Exemplos de interfaces de utilizador que podem ser empregues em diversas implementações da presente divulgação incluem, mas não estão limitados a comutadores, potenciómetros, botões, mostradores, cursores, um rato, teclado, bloco de teclas, diversos tipos de controladores de jogos (e. g., joysticks), trackballs, ecrãs de visualização, diversos tipos de interfaces gráficas de utilizador (GUI), ecrãs táteis, microfones e outros tipos de sensores que possam receber alguma forma de estímulo gerado por humanos e gerar um sinal em resposta àquele.

Deverá entender-se que todas as combinações dos conceitos anteriores e conceitos adicionais discutidos com mais pormenor abaixo estão contemplados como sendo parte da matéria inventiva aqui divulgada. Em particular, todas as combinações da matéria reivindicada que aparecem no final desta divulgação estão contempladas como sendo parte da matéria tema inventiva aqui divulgada. Deveria igualmente entender-se que na terminologia explicitamente aqui empregue, que também pode aparecer em qualquer divulgação incorporada por referência, deverá ser reconhecido um significado o mais consistente com os conceitos particulares aqui divulgados.

Descrição Breve dos Desenhos A Fig. 1 é um diagrama de circuitos de um conversor CC-CC redutor convencional ou do tipo "buck”. A Fig. 2 é um diagrama ilustrando diversos sinais operativos associados ao conversor CC-CC da Fig. 1. A Fig. 3 é um diagrama particularmente ilustrando corrente no indutor vs. tensão aplicada durante duas operações de comutação consecutivas no conversor da Fig. 1. A Fig. 4 é um diagrama de circuitos de um conversor CC-CC elevador convencional ou do tipo "boost". A Fig. 5 é um diagrama de circuitos de um conversor CC-CC inversor convencional ou do tipo "buck-boost". A Fig. 6 é um diagrama de circuitos de um conversor CC-CC do tipo "CUK" convencional. A Fig. 7 é um diagrama de circuitos de uma fonte de alimentação absorvendo energia de uma fonte de alimentação CA e incluindo um conversor CC-CC do tipo "flyback" convencional. A Fig. 8 é um diagrama de circuitos de um aparelho de correção do fator de potência convencional baseado numa topologia de conversor boost. A Fig. 9 é um diagrama que ilustra conceptualmente a funcionalidade de um controlador de correção do fator de potência do aparelho de correção do fator de potência mostrado na Fig. 8. A Fig. 10 é um diagrama de blocos ilustrando um aparelho de controlo de potência de fator de potência elevado de uma única etapa, de acordo com uma forma de realização da presente divulgação. A Fig. 11 é um diagrama mostrando alguns pormenores adicionais do aparelho de controlo de potência da Fig. 10, de acordo com uma forma de realização da divulgação. A Fig. 12 é um diagrama de sincronização exemplificativo para o aparelho das Fig. 10 e 11, de acordo com uma forma de realização da divulgação. A Fig. 13 é um diagrama de circuitos ilustrando uma parte do aparelho de controlo de potência das Fig. 10 e 11 de acordo com outra forma de realização da divulgação, na qual o aparelho é controlado com base, em parte, na monitorização de uma tensão de entrada para o aparelho e ajustamento de um ciclo de funcionamento de uma operação de comutação. A Fig. 14 é um diagrama de circuitos ilustrando uma parte de um controlador de comutação do aparelho de controlo de potência das Fig. 10 e 11 de acordo com outra forma de realização da divulgação, na qual o aparelho é controlado com base no ajustamento de uma frequência efetiva de uma operação de comutação. A Fig. 15 é um diagrama ilustrando um aparelho de controlo de potência de acordo com outra forma de realização da divulgação, na qual o ciclo de funcionamento e a frequência de comutação efetiva de uma operação de comutação podem ser controlados para controlar a potência para uma carga. A Fig. 16 é um diagrama de circuitos ilustrando uma parte de um aparelho de controlo de potência integrando um transformador, de acordo com uma forma de realização da divulgação. A Fig. 17 é um diagrama de circuitos ilustrando uma parte do aparelho de controlo de potência mostrado na Fig. 16 incluindo o enrolamento primário do transformador, com componentes adicionais para reduzir energia residual armazenada, de acordo com uma forma de realização da divulgação. A Fig. 18 é um diagrama de blocos ilustrando um aparelho de iluminação de múltiplos canais com base no aparelho de controlo de potência das Fig. 10-17, de acordo com uma forma de realização da divulgação. A Fig. 19 é um diagrama de blocos ilustrando a rede de iluminação com base em múltiplos aparelhos de iluminação semelhantes àquele mostrado na Fig. 18, de acordo com uma forma de realização da divulgação.

As Fig. 20A, 20B, 20C e 20D são diagramas ilustrando pormenores de circuitos de um aparelho de iluminação de múltiplos canais de acordo com outra forma de realização da divulgação, com base no diagrama de blocos geral da Fig. 18.

Descrição Detalhada A presente divulgação é direcionada de um modo geral a diversos métodos e aparelhos melhorados para proporcionar e controlar potência para, pelo menos, alguns tipos de cargas utilizando uma única etapa de comutação mantendo ao mesmo tempo um fator de potência elevado (em alguns casos, fator de potência aproximadamente ou essencialmente unitário) . Em algumas formas de realização discutidas mais abaixo, uma potência controlada predeterminada é proporcionada com fator de potência elevado a uma carga utilizando uma única etapa de comutação, sem requerer qualquer informação de realimentação a partir da carga durante o funcionamento normal (e. g., sem monitorização e/ou regulação da tensão e corrente na carga), reduzindo assim significativamente complexidade dos circuitos, número de componentes, tamanho e eficiência. Num aspeto de diversas formas de realização, uma única etapa de comutação está configurada para armazenar energia em e libertar energia a partir de um ou mais elementos de transferência de energia utilizando uma operação de comutação em modo descontinuo. Este tipo de operação de comutação, como discutido mais abaixo, facilita uma entrega controlada previsível de energia à carga.

Em diferentes formas de realização aqui divulgadas, de particular interesse são cargas nas quais um ou mais componentes funcionais da carga são controlados modulando energia para os componentes funcionais. Exemplos de tais componentes funcionais podem incluir, mas não estão limitados a motores ou outros atuadores e componentes motorizados/móveis (e. g., relês, solenoides), componentes de controlo de temperatura (e. g. elementos de aquecimento/arrefecimento) e, pelo menos, alguns tipos de fontes de luz. Mais especificamente, um tipo de carga de interesse para uma configuração otimizada de fornecimento/controlo de energia com fator de potência elevado de etapa única de acordo com diversas formas de realização da presente divulgação é um aparelho de iluminação incluindo um ou mais díodos emissores de luz (LED) fontes de luz cujo brilho percecionado pode ser variado com base no fornecimento de energia pulsada modulada. Exemplos de técnicas de controlo de modulação de potência que podem ser empregues na carga para controlar os componentes funcionais incluem, mas não estão limitados a modulação por frequência de impulsos, modulação por largura de impulsos, e modulação por número de impulsos (e. g. , conversão D/A de um bit).

Em seguida abaixo estão descrições mais pormenorizadas de diversos conceitos relacionados com, e formas de realização de métodos e aparelhos de controlo de potência de fator de potência elevado de etapa única de acordo com a presente divulgação. Deverá entender-se que diversos conceitos introduzidos acima e discutidos com mais pormenor abaixo podem ser implementados de qualquer de muitos modos, uma vez que os conceitos divulgados não estão limitados a qualquer modo de implementação particular. Exemplos de implementações e aplicações especificas são proporcionadas principalmente com o objetivo de ilustração. A Fig. 10 é um diagrama de blocos ilustrando um aparelho 200 de controlo de potência de fator de potência elevado de uma única etapa com "alimentação em avanço" baseado, pelo menos em parte, numa configuração de fonte de alimentação comutada, de acordo com uma forma de realização da presente divulgação. A expressão "alimentação em avanço" utilizada em ligação com a forma de realização da Fig. 10, assim como outras formas de realização discutidas abaixo, refere-se a configurações de circuitos nas quais informação associada com a carga (e. g., uma potência desejada a ser absorvida pela carga, uma tensão desejada a ser aplicada sobre a carga, etc.) é previamente conhecida e utilizada para facilitar o funcionamento do circuito.

Por exemplo, em diversos exemplos de aparelhos de controlo de potência de alimentação em avanço aqui divulgados, uma potência predeterminada controlada é proporcionada a uma carga por meio de um método de transferência de energia comutada sem requerer qualquer informação de realimentação a partir da carga; i. e., não existe requisito de monitorizar a tensão na carga e/ou corrente na carga para controlar operações de comutação de rotina durante o funcionamento normal para proporcionar potência à carga (numa forma de realização discutida mais abaixo, a tensão na carga pode ser monitorizada exclusivamente para detetar uma condição de circuito aberto com o objetivo de proteção no caso de falha de componentes). Em vez de monitorizar ou regular a tensão ou corrente na carga, uma potência predeterminada controlada é proporcionada à carga com base na monitorização de um ou mais parâmetros relacionados com a fonte da potência proporcionada ao aparelho de controlo de potência (e. g., uma entrada de tensão ou corrente absorvida a partir de uma fonte de alimentação C.A.), assim como outra informação de controlo ou dados previamente conhecidos relacionados com parâmetros de carga desejados (consequentemente, a "alimentação em avanço" de informação relacionada com a potência de carga).

Como mostrado na FIG na Fig. 10, o aparelho 200 de controlo de potência de fator de potência elevado de uma única etapa recebe uma tensão 212 (Vln) de entrada e absorve uma corrente 210 (Iin) de entrada a partir da saida de uma ponte 68 retificadora de onda completa; o retificador 68 está por sua vez acoplado a uma tensão 67 da rede CA que proporciona uma fonte de energia. Recorde-se que, para assegurar fator de potência elevado, a "carga total" apresentada pelo aparelho 200 de controlo de potência à fonte de alimentação CA deveria parecer ser principalmente resistiva. Para tal, é assinalável no diagrama da Fig. 10 que um elemento de armazenamento de energia significativo tal como um condensador de filtração (e. g., ver o condensador 35 na Fig. 7) não é empregue na saida da ponte 68 retificadora, de modo a facilitar o objetivo do fator de potência elevado. Em conformidade, nesta forma de realização, a tensão 212 (Vln) de entrada) é essencialmente uma forma de onda de tensão retificada de onda completa tendo uma frequência de duas vezes a frequência da tensão da rede (e. g., a uma frequência da rede de 60 Hz, a tensão Vín de entrada tem uma frequência de 120 Hz). A Fig. 10 também mostra que o aparelho 200 de controlo de potência está configurado de modo a que a corrente I±n de entrada passa através de uma disposição 202 de transferência de energia por meio da operação de um comutador 214. O comutador 214 por sua vez é controlado por um controlador 204 de comutação, que está configurado para controlar o comutador 214 por meio de um sinal 216 de controlo que é gerado com base, pelo menos em parte, num ou mais parâmetros 206 de fonte de alimentação monitorizados (e. g., Vín e/ou I±n) , assim como outra informação de controlo ou dados 208 proporcionados ao aparelho 200. Embora não mostrado explicitamente na Fig. 10, de acordo com diversas implementações discutidas com mais pormenor abaixo, a potência operativa para o controlador 204 de comutação pode ser derivada a partir da tensão V±n de entrada ou outra fonte de energia.

Na Fig. 10, o comutador 214 desempenha uma função substancialmente semelhante àquela dos comutadores 20 de transistor mostrados em figuras anteriores. Em conformidade, uma implementação exemplificativa do comutador 214 inclui, mas não está limitada a um ou mais transístores (e. g., BJT, FET) configurados para operar como um comutador saturado, em conjunto com outros circuitos de controlo de amplificação/comutação de sinal que podem ser requeridos para operar corretamente os transístores. Em conformidade, o comutador 214 é mostrado genericamente na Fig. 10 como uma ligação de "fechar-cortar" circuitos controlável para indicar que diversos componentes podem ser utilizados para implementar a função do comutador. A disposição 202 de transferência de energia ilustrada na Fig. 10 representa, de um modo geral, uma de várias possíveis disposições de circuitos configuradas para implementar a funcionalidade geral de um conversor CC-CC proporcionando energia a uma carga, embora no contexto de uma tensão de entrada retificada de onda completa. De acordo com diferentes implementações desta forma de realização, a disposição 202 de transferência de energia pode incluir diversos componentes configurados para implementar a funcionalidade geral de um conversor buck, um conversor boost, um conversor buck-boost, um conversor CUK, um conversor "flyback", e um conversor em avanço (muitos dos quais foram discutidos acima em ligação com as Fig. 1 e 4-8), assim como outras disposições de conversor não discutidas especificamente aqui.

Como mostrado na Fig. 10, a disposição 202 de transferência de energia está configurada para proporcionar uma tensão 222 (Vout) de saída a uma carga 218. Num aspeto desta forma de realização, como mencionado acima e discutido com mais pormenor abaixo, não existem ligações de circuitos, na disposição 202 de transferência de energia ou de outra forma associada à carga, para proporcionar qualquer informação relativa à carga (e. g., tensão na carga e/ou corrente na carga) como realimentação para influenciar o controlo do comutador 214 sob funcionamento normal (í. e., para proporcionar uma potência predeterminada à carga 218). A interligação da disposição 202 de transferência de energia com outros componentes do aparelho 200 de controlo de potência é mostrada, de um modo geral, na Fig. 10 para facilitar uma discussão introdutória do funcionamento do aparelho de controlo de potência. Deverá entender-se, no entanto, que uma interligação de componentes particular numa dada implementação do aparelho 200 de controlo de potência pode ser determinada pelo tipo de conversor empregue na disposição 202 de transferência de energia. Alguns exemplos de disposições de circuitos particulares são discutidos com mais pormenor abaixo, em ligação com as Fig. 11 e 16.

Num outro aspeto da forma de realização da Fig. 10, o aparelho 200 de controlo de potência de alimentação em avanço pode ser configurado para armazenar energia para, e libertar energia a partir de um ou mais elementos de transferência de energia da disposição 202 de transferência de energia utilizando uma operação de comutação em "modo descontinuo" implementada pelo controlador 204 de comutação e o comutador 214. Este tipo de operação de comutação facilita uma entrega de potência controlada previsível à carga 218. A operação de comutação em modo descontínuo é agora discutida com mais pormenor, com referência inicialmente às Fig. 11 e 12. A Fig. 11 é um diagrama semelhante à Fig. 10 esquematicamente ilustrando pormenores adicionais de uma disposição 202 de transferência de energia exemplificativa do aparelho 200 de controlo de potência de fator de potência elevado de uma única etapa de acordo com uma forma de realização da presente divulgação. No exemplo da Fig. 11, a disposição de transferência de energia é mostrada como um conversor buck-boost ou inversor, incluindo o indutor 220 como um elemento de transferência de energia tendo uma indutância L, assim como outros circuitos conversores que estão configurados para proporcionar a tensão 222 de saida à carga 218. Como discutido acima em ligação com a Fig. 10, deverá entender-se que a configuração buck-boost exemplificativa mostrada na Fig. 11 é proporcionada principalmente com o objetivo de ilustração de diversos conceitos relacionados com operação em modo descontinuo; no entanto, aparelhos de controlo de potência de acordo com a presente divulgação não estão limitados a esta configuração particular, e outras configurações podem ser operadas em modo descontinuo de acordo com outras formas de realização. Na Fig. 11, a corrente 210 (Iín) flui através do indutor 220 com operação do comutador 214, com base na tensão 212 (Vín) aplicada ao indutor. Com o objetivo de esclarecer alguns dos mais relevantes conceitos gerais subjacentes ao funcionamento do aparelho 200 de controlo de potência, componentes ideais e uma transferência de energia substancialmente sem perdas são pressupostas na discussão seguinte. A Fig. 12 é um diagrama de sincronização exemplificativo mostrando dois ciclos 213 de comutação consecutivos do comutador 214 mostrado nas Fig. 10 e 11, de acordo com uma forma de realização da divulgação. A Fig. 12 mostra uma tensão 225 (VL) pulsada aplicada através do indutor 220 com base na tensão V±n de entrada durante ciclos de comutação liga/desliga consecutivos do comutador 214. Como na Fig. 3, o tempo durante o qual o comutador 214 está ligado ou fechado é indicado na Fig. 12 como ton, e o tempo durante o qual o comutador está desligado ou aberto é indicado como tCff. Assim, como discutido acima, o período T de um dado ciclo 213 de comutação é dado por t on 1 t0ff/ e a frequência f de múltiplos ciclos de comutação (i. e., a "frequência de comutação") é dada por 1/Γ.

Como ilustrado na Fig. 12, a tensão VL pulsada aplicada através do indutor durante um dado intervalo ton de tempo é essencialmente uma amostra da tensão V±n retificada de onda completa. Assim, pressupondo para o momento uma frequência f de comutação que é significativamente mais rápida que a tensão V±n retificada de onda completa com duas vezes a frequência da rede, a magnitude de impulsos consecutivos da tensão 225 pulsada é variável lentamente de ciclo para ciclo, mas em geral parece substancialmente constante durante qualquer intervalo ton de tempo dado (as alterações em magnitude de impulsos consecutivos da tensão 225 pulsada está algo exagerada na Fig. 12 com o objetivo de ilustração).

Sobreposta sobre a tensão 225 pulsada na Fig. 12 está a corrente 224 (IL) através do indutor 220. Como discutido acima em ligação com a Fig. 3, quando o comutador 214 é fechado durante o intervalo ton de tempo, a tensão VL aplicada ao indutor faz com uma corrente I±n = II linearmente crescente flua através do indutor com base na relação VL = L · dIL/dt, durante a qual é armazenada energia no campo magnético do indutor. No final do intervalo ton de tempo, a Fig. 12 indica que a corrente IL no indutor alcança um valor Ip de pico máximo. Esta mesma relação VL = L · dIL/dt faz a corrente IL no indutor diminuir linearmente durante o intervalo t0ff de tempo quando o comutador 214 está desligado ou aberto, dado que a energia armazenada é proporcionada à carga por meio dos outros circuitos conversores. Deverá entender-se que, se o intervalo ton de tempo permanece constante de ciclo para ciclo, a corrente Ip de pico no indutor varia lentamente de ciclo para ciclo, dado que a magnitude da tensão VL de modo semelhante varia lentamente de ciclo para ciclo (dado que segue a forma de onda da tensão V±n retificada com duas vezes a frequência da rede). 0 diagrama de sincronização da Fig. 12 é semelhante àquele mostrado anteriormente na Fig. 3, mas é diferente da Fig. 3 por a corrente IL no indutor ilustrado na Fig. 12 refletir uma operação de comutação em "modo descontinuo" em vez de uma operação de comutação em modo continuo. Em particular, no inicio e fim de cada ciclo 213 de comutação, o aparelho de controlo de potência nesta forma de realização está configurado de modo a que a corrente IL no indutor seja zero; especificamente, a indutância L do indutor e o ciclo de funcionamento do comutador 214, assim como outros componentes do aparelho, são configurados de modo a que essencialmente toda a energia armazenada no indutor durante o intervalo ton de tempo seja transferida para a carga num intervalo de tempo que é menor que t0ff, assim garantindo essencialmente nenhuma corrente através do indutor no inicio e fim de cada ciclo de comutação (e nenhuma energia residual armazenada significativa no campo magnético do indutor) . Como mostrado na Fig. 12, o período de tempo entre o fim de t2 e o fim de t0ff representa uma descontinuidade na corrente IL no indutor; daí a expressão "modo descontínuo". Dada a natureza lentamente variável de VL e Ip, num aspeto desta forma de realização o modo descontínuo é assegurado considerando os respetivos valores antecipados de VL e Ip e potência desejada transferida para a carga sob algumas condições de funcionamento predeterminadas, e selecionar componentes de circuitos para garantir que a corrente IL no indutor é capaz de cair para zero antes do final do ciclo de comutação correspondente a estes valores antecipados. Um tal exemplo de conceção ilustrativa é discutido abaixo em ligação com a Fig. 16.

Empregando uma operação de comutação em modo descontinuo, e garantindo essencialmente corrente zero no indutor no inicio e fim de cada ciclo de comutação, a transferência de uma quantidade previsível de energia por ciclo de comutação é facilitada e, consequentemente, uma entrega de potência controlada previsível à carga. Por exemplo, com referência à Fig. 12, a quantidade de energia W±n (em Joules) armazenada no campo magnético do indutor no fim do intervalo ton de tempo, pressupondo uma corrente inicial zero no indutor, é dada por Wín = 1/2 L (Ip) 2. Pressupondo uma transferência de energia sem perdas, uma quantidade de energia Wout igual a W±n é transferida, durante o intervalo de tempo t2 < t0ff, do campo magnético do indutor para a carga enquanto o comutador 214 está aberto durante o período t0ff. Com cada ciclo de comutação sucessivo, uma quantidade previsível de energia é deste modo transferida (deverá entender-se que, novamente, dado que Ip é variável lentamente, diferentes quantidades de energia são transferidas em ciclos sucessivos).

Dado que potência instantânea é definida como uma velocidade de fluxo de energia, ou a quantidade de energia transferida num período de tempo dado (i. e., P = dw/dt) , a potência Pout instantânea transferida para a carga pode ser expressa como:

0) onde f = 1/T é a frequência de comutação do comutador 214. Recorda-se novamente que dado que Ip é variável lentamente, a Eq. (1) representa uma potência variável no tempo. A partir da Eq. (1), pode entender-se que a potência instantânea para a carga pode ser modulada variando uma ou ambas da frequência f de comutação e a corrente Ip de pico no indutor, dada a indutância L do indutor. Como discutido acima, a corrente Ip de pico no indutor é determinada pelo ciclo de funcionamento do comutador 214 (em particular, o intervalo ton de tempo) . Assim, nas formas de realização das Fig. 10-12, um ou ambos da frequência e o ciclo de funcionamento do comutador 214 podem ser controlados para proporcionar uma potência variável previsível para a carga sem qualquer informação de realimentação relativa à carga. A partir da Eq. (1), pode compreender-se facilmente que embora a variação em potência varie linearmente com a frequência de comutação, a variação em potência tem uma relação quadrática (quadrada) com a corrente Ip de pico e, consequentemente, o intervalo ton de tempo (como será ainda evidente a partir da discussão da Eqs. (9) e (13) abaixo).

Novamente com referência à configuração geral do aparelho de controlo de potência ilustrado na Fig. 10, um fator de potência associado ao aparelho 200 de controlo de potência é agora considerado baseado na operação de comutação em modo descontínuo discutida acima em ligação com a Fig. 12. Com o objetivo da análise matemática seguinte, uma condição de fator de potência unitário é imposta à potência absorvida pelo aparelho 200 de controlo de potência (uma parte significativa da qual, em última análise, é transferida para a carga), com os resultados confirmando que na realidade, em teoria, uma condição de fator de potência unitário pode ser satisfeita pressupondo uma frequência f de comutação na Eq. (1) que é significativamente superior à frequência fnne da rede da fonte de alimentação C.A. Na prática, dado que a análise aqui pressupõe condições sem perdas, implementações do aparelho de controlo de potência de acordo com diversos conceitos discutidos aqui podem não conseguir exatamente o fator de potência unitário, mas todavia proporcionar um fator de potência sensivelmente elevado que em muitos casos é essencialmente ou aproximadamente o fator de potência unitário.

Como discutido acima, para uma condição de fator de potência essencialmente unitário, a carga sobre o circuito de potência (neste caso, o aparelho 200 de controlo de potência) necessita de parecer ser resistiva, o que resulta numa corrente da rede instantânea variável de modo sinusoidal em fase com a tensão da rede. Deste modo, para uma condição de fator de potência unitário, a tensão Vune instantânea da rede e corrente Inne da rede podem ser expressas como:

(2) onde fane representa a frequência da rede (e. g., 50 ou 60 Hz) . A potência Prms média absorvida pelo aparelho 200 da fonte de alimentação C.A. representada pela tensão 67 da rede é dada como:

(3) onde Vrms e JrfflS representam os valores eficazes (RMS) da tensão da rede instantânea e corrente da rede absorvida pelo aparelho, respetivamente. Naturalmente, a tensão da rede (e consequentemente Vrms) é geralmente conhecida (mas pode variar ligeiramente de tempos a tempos com base em variações na carga global do circuito de potência CA a partir do qual está a ser absorvida energia).

Para os objetivos da presente discussão, é também pressuposto que a potência Prms média absorvida pelo aparelho 200 é conhecida a priori e proporcionada como informação para controlar o aparelho. Em particular, como discutido mais abaixo, uma potência de carga desejada é proporcionada como informação de "alimentação em avanço" para controlar o aparelho 200, e esta potência de carga desejada é essencialmente igual à potência PrfflS média absorvida a partir da fonte de alimentação C.A., pressupondo condições "sem perdas" (i. e., após ter em consideração o consumo nominal de energia de outros componentes de circuitos) . Dado que Vllne e Vrms são conhecidas, e pressupõe-se que Prms é dada (i. e., como uma potência de carga desejada), é conveniente exprimir a corrente lane da rede em termos destes valores substituindo para JrfflS na Eq. (2) utilizando a Eq. (3):

(4) É também razoável pressupor, com o objetivo de calcular a potência, que a Eq. (4) possa ser reescrita substituindo a corrente Iin retificada pela corrente de rede e a tensão V±n retificada pela tensão da rede, resultando:

(5) A potência P±n instantânea absorvida a partir da fonte de alimentação C.A. através da ponte 68 retificadora é dada por:

que pode ser reescrita substituindo por I±n utilizando a Eq. (5) como:

(6)

Novamente, pressupondo condições sem perdas por enquanto, a potência P±n instantânea dada na Eq. (6) como absorvida a partir da fonte de alimentação C.A. é teoricamente igual à potência Pout instantânea dada na Eq. (1) que é transferida para a carga 218 acoplada ao aparelho 200 de controlo de potência. Deste modo, fazendo a Eq. (6) igual à Eq. (1) dá a relação: (?)

Como discutido acima em ligação com a Eq. (1), a potência instantânea para a carga pode ser modulada variando uma ou ambas da frequência f de comutação e aa corrente Ip de pico no indutor, dada a indutância L do indutor, em que a corrente Ip de pico no indutor é determinada por sua vez pelo ciclo de funcionamento do comutador 214 (em particular, o intervalo ton de tempo). Assim, um ou ambos da frequência e o ciclo de funcionamento do comutador 214 podem ser controlados para proporcionar uma potência variável previsível para a carga sem qualquer informação de realimentação relativa à carga. Em primeiro lugar, é considerado o caso de manter uma frequência f de comutação constante e variar o ciclo de funcionamento por meio do intervalo ton de tempo. Neste caso, dada f, uma indutância L conhecida, e uma potência de carga desejada representada por Prmst um ton apropriado necessita de ser determinado com base na relação dada na Eq. (!). A Fig. 13 ilustra uma parte do aparelho 200 de controlo de potência com base na configuração da Fig. 11 de acordo com uma forma de realização, na qual o intervalo ton de tempo, e consequentemente o ciclo de funcionamento do comutador 214, podem ser controlados com base na monitorização da tensão 212 (Vjn) de entrada para o aparelho 200 de controlo de potência. Uma vez mais, embora V±n seja geralmente conhecida dentro de um determinado intervalo antecipado, pode haver variações instantâneas na tensão da rede devido a solicitações dinâmicas no circuito de potência C.A. Em conformidade, embora em algumas implementações V±n não precisem necessariamente de ser monitorizada (mas em vez disso se pressuponha ter algum valor de tensão da rede nominal antecipada), em algumas formas de realização V±n pode ser monitorizada como parte de uma determinação do intervalo ton. Com referência novamente ao diagrama de sincronização da Fig. 12, com base na relação VL = L * dIL/dt, a corrente Ip de pico no indutor pode ser expressa em termos da tensão V±n de entrada, a qual na forma de realização da Fig. 13 aparece sobre o indutor quando o comutador 214 está ligado ou fechado:

(8)

Como discutido acima em ligação com a Fig. 12, a tensão VL pulsada aplicada através do indutor durante um dado intervalo ton de tempo é essencialmente uma amostra da tensão V±n retificada de onda completa. Assim, pressupondo novamente uma frequência f de comutação que é significativamente mais rápida que a tensão Vin retificada de onda completa com duas vezes a frequência da rede, a magnitude de V±n em geral parece substancialmente constante durante qualquer dado intervalo ton de tempo (embora variando lentamente de ciclo para ciclo). Substituindo por Ip na Eq. (7) utilizando a Eq. (8) e reagrupando termos, pode compreender-se facilmente que Vín é eliminada da relação, e que o intervalo ton é dado como:

(9) A Fig. 13 ilustra que, de acordo com uma forma de realização, o controlador 204 de comutação pode incluir um conversor 226 analógico-digital e um processador 250 para monitorizar periodicamente a tensão V±n a uma velocidade de amostragem apropriada e proporcionar uma representação digitalizada adequada da tensão, a partir da qual Vrms pode ser calculada. O processador 250 também recebe alguma representação do parâmetro Prms como a informação 208 de entrada que, por sua vez, representa a potência de carga desejada. Num outro aspeto, o controlador 204 de comutação também inclui um oscilador 26 proporcionando uma sequência 42 de impulsos à frequência f de comutação. 0 processador 250 está configurado para gerar o sinal 216 de controlo tendo um ciclo de funcionamento com base num ton desejado a partir da Eq. (9) acima utilizando os valores conhecidos para L e f (e. g., armazenados como constantes na memória do processador) , medindo Vin e calculando Vrms, e utilizando a informação 208 de entrada relacionada com a potência (PrfflS) de carga desejada.

Numa implementação exemplificativa, a informação 208 de entrada na Fig. 13 pode ser recebida como um valor que representa uma potência (Prms) de carga desejada relativa a alguma potência Pmax de carga máxima (i. e., a informação 208 de entrada pode ser algum valor representando PrfflS/Pmax, ou uma percentagem de alguma potência de carga máxima disponível) . Nesta implementação, o processador iria então multiplicar a informação 208 de entrada por um valor de calibração predeterminado conhecido representando Pmax (e. g., também armazenado na memória do processador) de modo a proporcionar a variável Prms na Eq. (9) (de modo alternativo, naturalmente, pode ser predeterminada uma única constante de calibração representando a indutância L, a frequência f e a potência Pmax de carga máxima, que pode então ser utilizado para multiplicar a informação 208 de entrada representando a potência de carga em termos relativos) . A determinação de um tal valor representando Pmax é discutida mais abaixo em ligação com as Fig. 20A-D.

Deste modo, a análise anterior demonstra que por meio de variação do ciclo de funcionamento de uma única etapa de comutação no aparelho 200 de controlo de potência mostrado nas Fig. 10, 11 e 13, a potência média pode ser variada para uma carga de um modo previsível e controlado mantendo ao mesmo tempo um fator de potência essencialmente unitário. Pode igualmente entender-se, particularmente a partir da Eq. (1) que a potência instantânea transferida por meio das operações de comutação relativas à análise anterior tem uma componente variável (devida à corrente Ip de pico variável no indutor durante a parte de armazenamento de energia de sucessivos ciclos de comutação). Outro modo para ver a natureza variável do tempo da potência instantânea é considerar a relação entre as tensões de entrada e de saída de um conversor; com referência novamente à Fig. 10, e pressupondo uma carga 218 substancialmente resistiva, a tensão 222 (Vout) de saída para a carga é proporcional à tensão 212 (Vi„) de entrada do conversor por algum fator relacionado com o ciclo de funcionamento das operações de comutação; assim, se a tensão de entrada tem uma forma de onda retificada de onda completa, na ausência de qualquer filtração específica a tensão de saída também tem esta forma de onda geral (com uma componente de oscilação baseada na frequência de comutação). Em conformidade, pode ser empregue filtração apropriada sobre a tensão de saída para alguns tipos de cargas (e. g., tais como LED), para mitigar a presença de uma componente com duas vezes a frequência da rede, como discutido mais abaixo em ligação com a Fig. 18 e as Fig. 20A-20D.

Tendo discutido o controlo da potência de carga com base na variação do ciclo de funcionamento da operação de comutação mantendo ao mesmo tempo o número de transferências de energia ao longo do tempo (e. g., a frequência f de comutação) constante, prestando agora atenção aos efeitos sobre a potência de carga com base na variação do número de transferências de energia ao longo do tempo, mantendo ao mesmo tempo constante o ciclo de funcionamento da operação de comutação. Para tal, a Eq. (9) pode ser simplesmente rearranjada como:

(10)

Embora a relação dada na Eq. (10) (assim como a Eq. (1)) sugira que a potência para a carga possa ser variada linearmente com a frequência f de comutação, existem geralmente limites práticos no intervalo de frequências de comutação que colocam restrições correspondentes à variação controlada de potência para a carga. Por exemplo, pode haver limites práticos colocados no intervalo de frequências de comutação devido ao(s) componente(s) utilizado(s) para implementar o comutador 214 assim como outros componentes de circuitos. Em frequências suficientemente altas, as perdas de comutação (que geralmente aumentam com a frequência crescente) podem apresentar limitações práticas sobre a frequência f utilizável mais elevada numa dada aplicação. De igual modo, o ruído irradiado resultante de operações de comutação de alta frequência pode apresentar limitações práticas à frequência f mais elevada utilizável devido a restrições regulatórias (presentemente, um intervalo geral de frequências f de comutação convencionalmente empregue em muitos tipos de conversores DC-DC inclui, mas não está limitado a frequências a partir de aproximadamente 50 kHz - 100 kHz).

De igual modo, o tipo de carga a ser controlada pode influenciar o intervalo de frequências f de comutação que, na prática, podem ser empregues para controlar a potência para a carga. Por exemplo, como discutido acima, uma carga de interesse de acordo com algumas formas de realização da presente divulgação inclui um ou mais LED, nos quais o brilho percecionado da luz gerada pelo(s) LED(s) é controlado com base na entrega de energia em impulsos. De um modo preferido, os (s) LED(s) de uma tal carga são ligados de um modo pulsado a uma frequência que é maior que aquela capaz de ser detetada pelo olho humano (e. g., maior que aproximadamente 100 Hz) de modo a evitar um efeito de "cintilação". Assim, nesta aplicação, a "frequência de cintilação" do olho humano pode representar um limite inferior para a frequência de comutação. Obviamente, um efeito de cintilação potencial também necessita de ser tido em consideração relativamente a variações significativas na tensão de saída com duas vezes a frequência da rede, como assinalado acima. Mais uma vez, esta situação é discutida mais abaixo em ligação com a Fig. 18 e a Fig. 20A-20D. Em qualquer caso, frequências da ordem de duas centenas de Hz podem apresentar um limite inferior prático para o intervalo de frequências de comutação.

Embora a frequência f de comutação possa ser modulada diretamente para variar a potência para uma carga de acordo com as Eqs. (1) e (10), outra possibilidade para variar a potência é dada por uma técnica de "queda de impulso" ou "modulação por número de impulsos" com base no conceito conversão D/A de um bit, e corresponde a variar uma frequência feff efetiva da operação de comutação entre algum valor minimo e máximo (com base na frequência f de referência da corrente de impulsos) de modo a variar a potência para a carga. A Fig. 14 é um diagrama de blocos ilustrando esquematicamente um controlador 230 gerador de impulsos, que pode ser incluído como parte de um controlador 204 de comutação de um aparelho 200 de controlo de potência, de acordo com uma forma de realização da presente divulgação. Numa implementação exemplificativa de um controlador de comutação com base na forma de realização da Fig. 14, o controlador 230 gerador de impulsos pode ser empregue para substituir o oscilador 26 do controlador 204 de comutação mostrado na Fig. 13, e a informação 208 de entrada (representando uma potência Prms média desejada absorvida a partir da fonte de alimentação C.A. devido à carga) pode ser utilizada para controlar o controlador 230 gerador de impulsos. Em particular, o controlador 230 gerador de impulsos da Fig. 14 está configurado para facilitar o controlo de potência para a carga por meio de uma técnica de modulação por queda de impulsos ou número de impulsos, em vez de controlando o quantum de energia por transferência por meio do ciclo de funcionamento do comutador 214 (como na forma de realização mostrada na Fig. 13) . Para tal, o controlador 230 gerador de impulsos envia uma corrente 42' de impulsos modificados tendo uma frequência feff efetiva que pode ser variada relativamente a uma frequência f de oscilador de referência. Esta corrente 42' de impulsos modificados é por sua vez utilizada por um controlador de comutação para controlar uma frequência efetiva, em vez do ciclo de funcionamento, do sinal 216 de controlo que controla o comutador 214 (e. g., a corrente 42' de impulsos modificados pode ser proporcionada como uma entrada para um processador semelhante ao processador 250 mostrado na Fig. 13, no lugar da corrente 42 de impulsos).

Como discutido acima, em algumas formas de realização de um controlador de comutação com base no controlador 230 gerador de impulsos da Fig. 14, o controlador de comutação pode ser configurado para estabelecer um ciclo de funcionamento fixo predefinido. Num aspeto de um tal controlador de comutação, a informação 208 (Prms) de entrada em seguida é utilizada para determinar uma frequência feff de comutação efetiva desejada para o comutador 214, em que o ciclo de funcionamento fixo predefinido representa uma potência Pmax média máxima para a carga quando a informação 208 de entrada solicita uma frequência feff efetiva máxima. Neste sentido, nesta forma de realização, a informação de entrada representando a potência Prms média desejada absorvida a partir da fonte de alimentação C.A. pela carga representa efetivamente uma frequência efetiva desejada que é alguma percentagem da frequência f de referência.

Como mostrado na Fig. 14, numa implementação exemplificativa, o controlador 230 gerador de impulsos inclui um registo 238 de N bits para armazenar um valor digital entre zero e (2N-1) com base na informação 208 de entrada. Mais uma vez, de acordo com um aspeto, o valor digital armazenado no registo 238 de N bits representa uma frequência feff de comutação efetiva desejada na forma de uma percentagem da frequência f de referência e está indicada em conformidade na Fig. 14 como %f. O controlador 230 gerador de impulsos também inclui o oscilador 26 proporcionando a corrente 42 de impulsos na frequência f de referência.

Na Fig. 14, um acumulador 232 de N bits recebe como uma entrada de "relógio" a corrente 42 de impulsos, e está configurado para carregar um valor 240 de entrada digital de N bits no acumulador 232 com cada impulso da corrente 42 de impulsos. O valor 240 de entrada de N bits carregado nos acumulador é a soma do anterior valor 234 armazenado no acumulador, mais o valor %f digital armazenado no registo 238 de N bits (com base na informação 208 de entrada) , como indicado pelo somador 236. Tal como o registo 238, o acumulador de N bits tem um valor digital máximo de (2N-1) ; assim, se o valor 240 de entrada exceder (2N-1) , o acumulador está configurado para armazenar a diferença entre o valor 240 de entrada e (2N-1), e produzir um sinal 242 de transporte representando uma condição de ultrapassagem da capacidade. O sinal de transporte regressa a zero se o impulso seguinte da corrente 42 de impulsos remover a condição de ultrapassagem da capacidade (i. e., se o valor 240 de entrada seguinte carregado no acumulador for menor que (2N-1)) .

Assim, o sinal 242 de transporte do acumulador 232 de N bits representa uma corrente 42' de impulsos modificados, em que o número de impulsos na corrente de impulsos modificados produzida pelo acumulador num período de tempo dado (N° de impulsos produzidos) está relacionado com o número de impulsos da corrente 42 de impulsos durante o mesmo período de tempo (N° de impulsos entrados) por:

(11) onde, novamente, %f representa o valor digital armazenado no registo 238 de N bits (variando de zero a 2N-1) . Como discutido acima, de acordo com uma forma de realização, esta corrente 42' de impulsos modificados é utilizada pelo controlador de comutação para determinar a frequência feff de comutação efetiva do comutador 214 do aparelho de controlo de potência. A partir da relação acima, dividindo o numerador e o denominador por unidades de tempo para obter frequência (i. e., frequência = N° de impulsos/unidade de tempo), esta frequência feff de comutação efetiva refere-se à frequência f de referência de acordo com:

(12)

Assim, variando o parâmetro %f entre zero e (2-1), a potência para a carga, de modo semelhante, pode ser variada de acordo com a Eq. (1) acima (onde feff é substituída por f) . Naturalmente, deverá entender-se facilmente a partir da Eq. (12) que o número N determina a resolução dos incrementos de potência, e que N pode ser escolhido com base, pelo menos em parte, nos requisitos particulares de uma dada carga para uma dada aplicação.

Como discutido acima, pode existir algum limite inferior prático à frequência feff efetiva dependendo do tipo de carga. Por exemplo, considerando uma carga exemplificativa incluindo um ou mais LED, frequências de comutação significativamente inferiores a aproximadamente duas centenas de Hz podem resultar num "efeito de cintilação" indesejável no qual o brilho percecionado da iluminação gerada pelo(s) LED já não é essencialmente continuo. De igual modo, qualquer filtração requerida para a tensão de saida para mitigar variações com duas vezes a frequência da rede pode limitar o intervalo inferior da frequência de comutação efetiva.

Com o objetivo de proporcionar um exemplo prático de controlo de um ou mais LED com base numa técnica de modulação por número de impulsos como discutido acima em ligação com a Fig. 14, considera-se uma frequência f de referência exemplif icativa de 130 kHz para a corrente 42 de impulsos. Deverá entender-se que diversas implementações de acordo com a presente divulgação não estão limitadas relativamente a isto, mas em vez de frequências de oscilador da ordem de 100 kHz ou perto disso são habitualmente empregues em diversas configurações de conversor CC-CC; em conformidade, esta frequência de referência proporciona um exemplo apropriado com o objetivo de ilustração, mas outras frequências de referência podem ser utilizadas em diversas formas de realização.

Dada uma frequência de referência de 130 kHz e uma frequência mínima de aproximadamente 500 Hz (e. g., com base na filtração da tensão de saída), pode compreender-se facilmente que a razão da frequência mínima para a máxima para a frequência de comutação efetiva é da ordem de 1:250. Dito de outro modo, para proporcionar uma potência minima para a carga à base de LED sem cintilação percetível no exemplo presente, para cada 250 impulsos da corrente 42 de impulsos a uma frequência de 130 kHz, o controlador 230 gerador de impulsos da Fig. 14 deverá proporcionar, pelo menos, um impulso na corrente 42' de impulsos modificados.

Em conformidade, para acomodar este intervalo de frequências de comutação efetivas com base numa frequência de referência de 130 kHz, numa forma de realização um registo 238 de N = 8 bits e um acumulador 232 de N = 8 bits podem ser empregues no controlador 230 gerador de impulsos da Fig. 14, onde 28 = 256. Deste modo, de acordo com a Eq. (12) acima, uma frequência feff efetiva mínima de (1/256)f, ou aproximadamente 508 Hz, é obtida quando o valor digital de %f =1, e uma frequência feff efetiva máxima de (255/256)f, ou aproximadamente 129,5 kHz, é obtida quando o valor digital de %f = 255. Deveria igualmente entender-se que, no exemplo presente, variações em potência para a carga com base na variação do valor de %f estão limitadas a incrementos de 1/256 da potência Pmax máxima, (i. e., a resolução de potência mínima capaz de ser obtida utilizando um registo de 8 bites e o acumulador é 1/256).

Um problema que pode ocorrer em ligação com o controlo de potência para uma carga incluindo um ou mais LED refere-se a uma relação algo não linear entre a potência média aplicada ao (s) LED e o correspondente brilho percecionado da luz gerada pelo(s) LED. Por exemplo, o brilho percecionado da luz gerada por um ou mais LED em geral varia mais radicalmente com alterações em potência a níveis de potência relativamente reduzida, ao passo que alterações em potência em níveis de potência relativamente elevados geralmente resultam numa modificação um pouco menos acentuada no brilho percecionado. Face ao anterior, outra forma de realização do controlador 230 gerador de impulsos mostrada na Fig. 14 é direcionada para melhorar a capacidade de resolução de potência do controlador (i. e., reduzindo o mínimo incremento de variação de potência capaz de ser obtido pelo controlador) mantendo ao mesmo tempo essencialmente uma razão predeterminada de frequência mínima para máxima para a frequência feff de comutação efetiva. Melhorando a resolução da potência, pode ser facilitado maior controlo da variação da potência, o que em alguns casos pode ser especialmente desejável (e. g., em potências de carga inferiores para cargas, tais como LED).

Mais especificamente, de acordo com um aspeto desta forma de realização, o número de N bits para o registo 238 de N bits e o acumulador 232 de N bits são selecionados de modo a que a razão da frequência mínima para máxima (í. e., 1:2N) para a frequência de comutação efetiva feff seja menor que uma razão mínima requerida predeterminada. Por exemplo, no exemplo discutido acima relativamente a LED, dada uma frequência de referência máxima de 130 kHz e uma frequência mínima de aproximadamente 500 Hz para evitar um efeito de cintilação indesejável, um valor de N = 8 proporciona uma razão requerida de frequência mínima para máxima para a frequência feff de comutação efetiva (e uma resolução de potência mínima) de 1:256. Selecionando um N > 10, reduzindo assim a relação 1:2N, a resolução de potência pode ser melhorada (í. e., o incremento de energia mínimo pode ser reduzido). No entanto, para manter a razão requerida da frequência mínima para máxima de 1:256, o valor mínimo de %f necessita de ser compensado (i. e., aumentado) de modo a assegurar que a frequência efetiva minima não caia significativamente abaixo de 500 Hz.

Com o objetivo de ilustração, considere-se o caso de N = 16 para o registo 238 de N bits e o acumulador 232 de N bits da Fig. 17. Neste caso, o incremento de potência mínimo é dado por 1:216, ou 1:65536 (i. e., uma melhoria significativa em resolução sobre N = 8) . No entanto, se o valor mínimo para %f ainda pudesse ser %f - 1, a frequência feff efetiva mínima seria aproximadamente 2 Hz (í. e., 1/65536 · 130 kHz), bem abaixo da frequência mínima para evitar um efeito de cintilação indesejável. Em conformidade, numa forma de realização, o valor mínimo para %f é compensado de modo a manter a razão apropriada de frequência mínima para máxima para a frequência feff de comutação efetiva. Assim, no exemplo presente no qual N = 16, o valor mínimo de %f, incluindo uma compensação, seria 252, de modo a que a frequência de comutação efetiva mínima seja (252/65536 · 130 kHz), ou aproximadamente 500 Hz. A partir deste valor mínimo, a frequência de comutação efetiva pode ser aumentada em incrementos de (1/65536 · 130 kHz) = 2 Hz (dado que %f é incrementada de 252 para 253 para 254, etc.), permitindo um aumento significativo na capacidade de controlo de potência em comparação com o exemplo no qual N = 8.

Deverá entender-se que, na discussão acima relacionada com resolução de potência melhorada no controlador 230 gerador de impulsos da Fig. 14, são proporcionados valores exemplificativos para N e o número de bits na informação 208 de entrada principalmente com o objetivo de ilustração, e que diversas formas de realização da presente divulgação não estão limitadas relativamente a isto.

Tendo agora discutido o controlo da potência de carga com base na variação do ciclo de funcionamento de operações de comutação ao mesmo tempo mantendo constante o número de transferências de energia ao longo do tempo, e variando o número de transferências de energia ao longo do tempo mantendo constante ao mesmo tempo o ciclo de funcionamento das operações de comutação, deverá entender-se que de acordo com outras formas de realização, o ciclo de funcionamento e frequência de comutação (ou frequência de comutação efetiva) das operações de comutação podem ser variados, com base nos conceitos discutidos acima, para conseguir uma gama vasta de capacidade de controlo de potência. Em particular, rearranjando a Eq. (10) para isolar a potência Prms média absorvida a partir da fonte de alimentação C.A. pela carga (representada pela informação 208 de entrada), e substituindo _feff por fr resulta:

(13)

Em conformidade, para alguma dada potência de carga desejada e Vrms medida, um ou ambos de ton e feff podem ser determinados para proporcionar a potência desejada. A Fig. 15 é um diagrama ilustrando um aparelho 200 de controlo de potência de acordo com ainda outra forma de realização da presente divulgação, na qual o ciclo de funcionamento e frequência de comutação efetiva das operações de comutação realizadas pelo comutador 214 podem ser controlados para controlar a potência para a carga 218. Na Fig. 15, o processador 250 recebe a informação 208 de entrada representando a potência (Prms) de carga desejada) ; em resposta à informação 208 de entrada, o processador está configurado para controlar o ciclo de funcionamento do comutador 214 (e. g., de acordo com a Eq. (9) acima), e/ou a frequência de comutação efetiva do comutador 214 por meio do sinal 216 de controlo. Para tal, em diversos aspetos, o processador 250 do controlador de comutação mostrado na Fig. 15 pode incluir um conversor 226 A/D para monitorizar a tensão Vjn de modo a determinar Vrms. De igual modo, o processador 250 na Fig. 15 pode ser configurado para implementar a função do controlador 230 gerador de impulsos discutido acima em ligação com a Fig. 14.

Na forma de realização da Fig. 15, o processador 250 pode ser configurado para processar a informação 208 de entrada em qualquer de uma variedade de modos; geralmente, o processador pode ser configurado para variar um ou ambos dos parâmetros ton e feff com base na potência de carga desejada representada pela informação 208 de entrada. Esta capacidade proporciona uma gama vasta de flexibilidade no controlo da potência de carga para diferentes tipos de cargas. Por exemplo, num aspeto desta forma de realização, para um intervalo relativamente inferior de potências de carga desejadas, o processador pode ser configurado para definir ton num valor predeterminado, definindo assim o ciclo de funcionamento do comutador e assim o quantum de energia transferido para a carga num dado ciclo de comutação. Com ton definido, o processador pode ser configurado para em seguida controlar a potência de carga por meio de ajustamentos à frequência feff de comutação efetiva (por meio de alterações à corrente 42' de impulsos modificados). Em contraste, para um intervalo relativamente superior de potências de carga desejadas, o processador pode ser configurado para variar o ciclo de funcionamento por meio do intervalo ton de tempo mantendo ao mesmo tempo feff constante em algum valor predeterminado apropriado. Em ainda outro aspeto, para algum intervalo intermédio de potências de carga desejadas, o processador pode ser configurado para variar ton e feff para variar a potência de carga dentro do intervalo intermédio.

Mais geralmente, as respetivas "ponderações" dadas a ton e feff para determinar finalmente a potência de carga de acordo com a Eq. (13) pode ser distribuídas de uma variedade de modos. Para finalidades da discussão seguinte, pressupõe-se que com base numa dada implementação de circuitos, existe algum tempo tmax de ligação máximo, e alguma frequência fmax de comutação máxima que proporciona alguma potência Pmax de carga média máxima. Se a informação 208 de entrada for proporcionada como um comando de potência representando alguma percentagem da potência Pmax de carga média máxima (i. e., em termos relativos em vez de absolutos, nomeadamente, PrmS/Pmax) , a relação dada na Eq. (13) pode ser reescrita como:

(14)

Deste modo, para algum dado comando de potência representando PrmS/Pmax (i. e., tendo um valor de zero a um), um ou ambos de ton e feff podem ser determinados como alguma percentagem de um valor máximo. Para a finalidade de determinar alguma distribuição para ton e feff pressupondo que ambos são variáveis, estas percentagens respetivas podem ser representadas pelas variáveis tgain e fgain, e a Eq. (14) pode ser reescrita como:

(15) A Eq. (15) proporciona uma relação conveniente pela qual para avaliar os efeitos relativos respetivos do ciclo de funcionamento e frequência de comutação pela potência de carga com base na potência máxima disponível para a carga. De acordo com a Eq. (15) , virtualmente qualquer número de possíveis relações entre tgain e fgain são possíveis, e diferentes relações entre tgain e fgaín sobre diferentes intervalos de potência Prms/ Pmax relativa são possíveis, desde que o produto indicado na Eq. (15) seja menor ou igual a um. Por exemplo, em algumas implementações (como discutido acima em ligação com as Fig. 13 e 14) qualquer de tgaín ou fgaín pode ser mantido constante enquanto o outro é variado de modo a variar a potência de carga (e. g., qualquer de tgain ou fgaín pode ser definido como 1 na Eq. (15) ) . Noutra implementação exemplificativa, pode ser utilizada uma distribuição "igual", de acordo com o constrangimento:

(16) de tal modo que a Eq. (15) fica:

(17)

Para esta implementação exemplificativa, informação de entrada na forma de um comando de potência representando Prms / Pmax (i. e., tendo um valor de zero a um) pode ser processada pelo processador 250 da Fig. 15 deste modo; em primeiro lugar, é obtida a raiz quadrada do comando de potência para obter um valor para fgain de acordo com a Eq. (17) . O processador 250 em seguida calcula feff com base num valor conhecido para fmax (e. g., com base na frequência f do oscilador 26, que pode ser um parâmetro armazenado em memória acessível pelo processador). Subsequentemente, o processador 250 pode calcular ton utilizando a Eq. (9), baseada em medições de Vln e cálculos de Vrms atualizados periodicamente como discutido acima em ligação com a Fig. 13, e utilizando o valor feff calculado imediatamente antes. Reescrevendo a Eq. (9) como:

m a quantidade 2LPmax pode ser vista como outro parâmetro armazenado em memória acessível ao processador (e. g., EEPROM), parâmetro que pode ser determinado durante o fabrico e ensaio inicial do aparelho com base em diversos componentes de circuitos empregues no aparelho. Com base na Eq. (18), o processador iria multiplicar o comando introduzido pelo fator 2LPmax e em seguida extrair a raiz quadrada. Numa implementação exemplificativa discutida abaixo em ligação com as Fig. 2 0A-2 0D, o parâmetro 2LPmax pode ser determinado como um valor de calibração durante o ensaio inicial de modo a que um comando de potência representando a potência de carga máxima (í. e., Prms/Pmax = 100%) determine um intervalo ton de tempo numa frequência fmax de comutação efetiva máxima que realmente proporciona uma potência máxima alvo à carga.

Em algumas implementações de um aparelho de controlo de potência de acordo com diversas formas de realização da presente divulgação, um ou mais elementos de transferência de energia (e. g., indutores, transformadores) de uma disposição 202 de transferência de energia podem incluir um indutor com uma derivação ou um transformador com múltiplos enrolamentos tendo diferentes números de espitas ao qual é aplicada uma tensão de entrada e a partir do qual uma tensão de saida é derivada. Tais componentes podem facilitar a implementação de um aparelho de controlo de potência que controle eficientemente a potência para uma carga em situações onde a tensão ν±η de entrada e a tensão Vout de saida do aparelho de controlo de potência são significativamente diferentes (i. e., quando a tensão de entrada é significativamente maior ou menor que a tensão de saida).

Novamente com referência à Fig. 1, considere-se a relação tensão de entrada-saida básica para o conversor buck convencional, dada por:

(onde D é o ciclo de funcionamento do comutador) . Como discutido anteriormente, outras configurações de conversor CC-CC têm relações algo semelhantes entre relação de tensão e ciclo de funcionamento. Em qualquer caso, a relação acima ilustra, de um modo geral o pressuposto que dado que a tensão de saída desejada se torna significativamente diferente da tensão de entrada disponível, em alguns casos o ciclo de funcionamento requerido do comutador pode tornar-se muito curto ou muito longo em comparação com o período total de um ciclo de comutação. Em geral, um ciclo de funcionamento extremamente reduzido (tempo ton de impulso extremamente curto) ou um ciclo de funcionamento extremamente longo (tempo t0ff desligado extremamente curto) pode tornar mais difícil controlar com precisão a quantidade de energia transferida para a carga com cada ciclo de comutação.

Face ao anterior, em algumas implementações do aparelho de controlo de potência de acordo com diversas formas de realização da presente divulgação, um indutor com derivação ou um transformador tendo enrolamentos com diferentes números de voltas podem ser empregues numa disposição 202 de transferência de energia, de modo a que uma razão N de espiras do indutor ou transformador facilita um controlo mais preciso de transferência de energia (a relação N de espiras é habitualmente definida como o número de espiras de transformador ou indutor às quais é aplicada uma tensão de entrada, dividido pelo número de espiras a partir das quais é obtida uma tensão de saída). Em diversas formas de realização, a relação N de espiras do indutor ou transformador pode ser selecionada de modo a que o tempo ton de impulso seja incrementado relativamente ao tempo toff mantendo ao mesmo tempo essencialmente uma relação tensão de entrada-saída desejada. Em particular, valores maiores de N (i. e., números relativamente menores de enrolamentos de saída) aumentam a corrente durante a transferência de energia para a carga e assim permitem que a energia armazenada seja transferida mais rapidamente para a carga. A Fig. 16 é um diagrama de circuitos ilustrando uma parte de um aparelho de controlo de potência tendo uma disposição de transferência de energia que integra um transformador 220T e tem uma configuração de um conversor "flyback", de acordo com uma forma de realização da presente divulgação (uma configuração de conversor "flyback" foi inicialmente discutida acima em ligação com a Fig. 7, e é semelhante em natureza a um conversor buck-boost ou inversor). Deverá entender-se que qualquer das outras disposições de transferência de energia discutidas aqui pode estar equipada com um indutor ou transformador com derivação tendo alguma relação N de espiras não unitária, e que a configuração de conversor "flyback" exemplificativa mostrada na Fig. 16 é proporcionada principalmente com o objetivo de ilustração.

Para proporcionar uma implementação exemplificativa de um aparelho de controlo de potência empregando a disposição 202 de transferência de energia mostrada na Fig. 16 e valores de circuitos exemplificativos para uma tal implementação, uma abordagem de conceção conveniente para assegurar operação em modo descontinuo é definir a indutância do enrolamento primário do transformador para satisfazer a condição que ton é aproximadamente um terço parte a metade do período T total a uma tensão da rede antecipada mínima (a partir da qual V±n é derivada) e uma frequência f de comutação máxima (i. e., essencialmente um cenário mais pessimista para transferir alguma potência máxima predeterminada para a carga sob condições de tensão de entrada mínima). Assim, rearranjando a Eq. (10), resulta:

(20)

Utilizando valores exemplif icativos de T/3 < ton < T/2, f = 130 kHz, Vrms = 9 0 Vrms, e uma potência Prms de saida desejada = 25 Watts, os valores resultantes para L caem num intervalo de 138 micro Henries a 310 micro Henries. O tempo necessário para transferir a energia do enrolamento secundário para a carga (e. g., ver t2 na Fig. 12) pode então ser definido como aproximadamente T/3 através da razão N de espiras para assegurar operação em modo descontinuo. Utilizando uma indutância no primário de 310 micro Henries e uma tensão no secundário de cerca de 45 Vrms, uma razão de espiras N = três resulta numa indutância no secundário de cerca de 34,6 micro Henries.

Mais uma vez, deverá entender-se que o exemplo anterior é proporcionado principalmente com o objetivo de ilustrar, de um modo geral, um intervalo exemplificativo de parâmetros de tensão de entrada e de saida e potência de carga desejada, dados alguns valores de circuitos exemplificativos para uma possível implementação. Em geral, o valor L de indutância e relação N de espiras do transformador podem ser selecionados para facilitar a transferência previsível de um desejado intervalo de potências de carga dada a tensão de entrada antecipada, tensão de saida desejada e intervalo geral de frequências de comutação.

Em algumas implementações do aparelho de controlo de potência de acordo com diversas formas de realização da presente divulgação, dependendo dos componentes realmente empregues, um ou mais elementos de armazenamento energia podem não descarregar completamente a sua energia armazenada para a carga durante o intervalo toff de tempo de cada ciclo de comutação. No caso de indutores ou transformadores servindo como elementos de armazenamento de energia, esta energia residual pode ser devida principalmente a uma capacitância do enrolamento. A quantidade de energia residual armazenada na capacitância do enrolamento é dependente da tensão (dado que a relação potência-capacitância W = (1/2) CV2 inclui a tensão elevada ao quadrado como um termo principal) . Tal energia residual pode ser observada como um "zumbido" na conclusão de um ciclo de comutação, que representa a transferência continua de energia a partir da capacitância do enrolamento para a indutância e novamente de volta. Em alguns casos, esta energia residual pode afetar a precisão com a qual a energia pode ser transferida para a carga.

De acordo com uma forma de realização, este efeito de zumbido devido à energia residual pode ser reduzido principalmente selecionando indutores ou transformadores com uma reduzida capacitância do enrolamento. Qualquer energia residual restante pode ser ainda reduzida, ou mesmo substancialmente eliminada, proporcionando um trajeto de descarga para a energia residual quando a transferência de energia para a carga esteja completa. Por exemplo, novamente com referência ao circuito exemplificativo mostrado na Fig. 16, quando o diodo 24 deixar de conduzir durante o intervalo de tempo (i. e., num ponto quando substancialmente toda a energia armazenada no transformador 220T tenha sido transferida para a carga), uma impedância reduzida pode ser adequadamente colocada sobre o primário 220T do transformador durante um tempo curto, de modo a descarregar eficientemente qualquer energia residual. Numa implementação exemplificativa, isto pode ser alcançado colocando um transistor auxiliar (e. g., FET) sobre o enrolamento do indutor (não mostrado na Fig. 16), que é ligado momentaneamente num momento apropriado (e. g., após o diodo 24 deixar de conduzir).

Noutra implementação exemplificativa, uma ligação em série de um diodo Dz zener e um diodo D2, como mostrado na Fig. 16, pode ser colocada sobre o enrolamento primário do transformador para descarregar energia residual. Em ainda outra implementação, como mostrado na Fig. 17, dois comutadores 214-1 e 214-2 controlados simultaneamente podem ser empregues para substituir o comutador 214, em que o enrolamento primário do transformador 220T está disposto em série entre os dois comutadores. Dois díodos Da e Db são utilizados para acoplar o enrolamento primário à tensão Vi„ de entrada do modo mostrado na Fig. 17 de modo a que, quando os comutadores são abertos, qualquer energia residual no enrolamento tem um trajeto para a tensão de entrada. Deverá entender-se facilmente que embora sejam empregues dois comutadores nesta implementação, o aparelho de controlo de potência empregando esta funcionalidade, todavia permanece como uma configuração de "etapa única de comutação" para transferir energia para uma carga mantendo ao mesmo tempo um fator de potência elevado. A Fig. 18 ilustra ainda outra forma de realização da presente divulgação, com base em diversos aparelhos de controlo de potência discutidos acima. Em particular, a Fig. 18 é um diagrama de blocos de um aparelho 500 de iluminação multicanal incluindo múltiplas disposições 202A e 202B de transferência de energia que são empregues para fornecer energia a respetivas cargas 100A e 100B de LED. Como noutras formas de realização discutidas acima em ligação com as Fig. 10-17, o aparelho 500 de iluminação deriva energia a partir de uma fonte de alimentação C.A. (i. e., a tensão 67 da rede CA) por meio da ponte 68 retificadora. As disposições 202A e 202B de transferência de energia são ambas acopladas à tensão 212 (V±n) de entrada e proporcionam respetivas tensões 222A e 222B de saida para as cargas. As disposições de transferência de energia podem incluir qualquer uma de um número de possíveis configurações de conversor discutidas aqui, incluindo as disposições flyback mostradas nas Fig. 16 e 17. As disposições de transferência de energia são respetivamente controladas por comutadores 214A e 214B correspondentes, de modo a que cada disposição de transferência de energia/combinação de comutadores constitua um "canal" do aparelho multicanal. Cada um destes canais funciona de modo semelhante ao aparelho de controlo de potência discutido acima para fornecer energia à sua carga por meio de uma única etapa de comutação, conseguindo ao mesmo tempo um fator de potência significativamente elevado. Como discutido acima, num aspeto, cada canal pode ser configurado para fornecer energia a uma carga num modo de "alimentação em avanço", i. e., sem requerer informação relativa à carga (e. g., tensão na carga e/ou corrente na carga) como realimentação para afetar o controlo de operações de comutação sob funcionamento normal.

No aparelho 500 de iluminação multicanal da Fig. 18, é empregue um controlador 204-1 de comutação multicanal para controlar individual e independentemente os comutadores 214A e 214B por meio dos respetivos sinais 216A e 216B de controlo. Num aspeto, o controlador 204-1 de comutação pode incluir um processador 250 para implementar as diversas funções de controlo de comutação discutidas acima para ajustar um ou ambos do ciclo de funcionamento e frequência de comutação efetiva para cada canal com base na informação 208 de entrada. Mais especificamente, numa forma de realização, a informação 208 de entrada pode incluir representações de uma primeira potência de carga desejada para a carga 100A e uma segunda potência de carga desejada para a carga 100B, e o processador 250 está configurado para processar esta informação de modo a controlar adequadamente os comutadores 214A e 214B, com base nas respetivas potências de carga desejadas e a tensão Vin de entrada monitorizada (a partir da qual Vrms pode ser calculada pelo processador) . Embora o aparelho 500 de iluminação seja mostrado na Fig. 18 como incluindo dois canais, deverá entender-se que aparelhos de iluminação de acordo com a presente divulgação não estão limitados relativamente a isto, dado que diferentes números de disposições de transferência de energia, comutadores associados, e cargas associadas (diferentes números de canais) podem ser incluídos no aparelho de iluminação de acordo com diversas formas de realização.

No aparelho 500 de iluminação da Fig. 18, cada uma das cargas à base de LED pode incluir um ou mais LED de uma mesma cor (e. g., LED de cor "única" essencialmente monocromáticos, ou LED brancos de largura de banda mais ampla) , e cargas diferentes podem incluir LED de cor diferente (e. g., a carga 100A pode incluir apenas um ou mais de um primeiro tipo de LED configurado para gerar radiação tendo um primeiro espetro, e a carga 100B pode incluir apenas um ou mais de um segundo tipo de LED configurado para gerar radiação tendo uma segundo espetro diferente do primeiro espetro). Num outro aspeto, as respetivas cargas podem conter o mesmo ou diferentes números de LED, e uma ou mais das cargas podem conter múltiplos LED interligados em qualquer de uma variedade de configurações em série, em paralelo, ou em série/paralelo (as quais em última análise podem determinar, pelo menos em parte, as tensões 222A e 222B de saida requeridas).

Noutros aspetos da forma de realização de um aparelho 500 de iluminação multicanal mostrado na Fig. 18, o controlador 204-1 de comutação pode ser um dispositivo endereçável de modo a facilitar o controlo do aparelho 500 de iluminação por meio de uma rede (e. g., numa forma de realização, o processador 250 pode ser um processador endereçável). Por exemplo, num ambiente de rede, a informação 208 de entrada pode ser proporcionada a um número de dispositivos diferentes, incluindo múltiplos aparelhos de iluminação com respetivas cargas, em que a informação 208 de entrada inclui informação de controlo de potência de carga para os múltiplos aparelhos de iluminação. De acordo com uma forma de realização, dado que a informação 208 de entrada é comunicada por meio da rede a diferentes aparelhos de iluminação, o processador 250 de um dado aparelho pode ser configurado para ser sensível a informação/dados particulares (e. g., comandos representando potência de carga desejada) que lhe digam respeito (e. g., em alguns casos, como determinado por um particular identificador ou endereço associado ao processador). Quando o processador 250 identifica informação/dados particulares que lhe sejam destinados, pode processar a informação/dados e controlar as condições da potência de carga em conformidade (e. g., por meio de um ou ambos de ciclo de funcionamento e frequência de comutação efetiva).

Em ainda outro aspeto da forma de realização mostrada na Fig. 18, o processador 250 de um dado aparelho 500 de iluminação, esteja ou não acoplado a uma rede, pode ser configurado para interpretar informação 208 de entrada que é recebida num protocolo DMX (como discutido, por exemplo, na Patente U.S. 6016038), que é um protocolo de comando de iluminação convencionalmente empregue na indústria de iluminação para algumas aplicações de iluminação programáveis. No entanto, deverá entender-se que o aparelho de controlo de potência e o aparelho de iluminação de acordo com diversas formas de realização da presente divulgação não estão limitados relativamente a isto, dado que podem ser configurados para serem sensíveis a outros tipos de protocolos de comunicação. A Fig. 19 é um diagrama de blocos ilustrando ainda outra forma de realização da presente divulgação, baseada numa configuração em rede de múltiplos aparelhos de iluminação. Na forma de realização da Fig. 19, múltiplos aparelhos 500A, 500B e 500C de iluminação, cada um semelhante àquele mostrado na Fig. 18, podem ser acoplados em conjunto para formar uma rede 620 de iluminação. Como mostrado na Fig. 19, numa implementação de uma tal rede, cada aparelho de iluminação recebe energia operativa a partir de uma tensão 67 da rede CA. Adicionalmente, múltiplos aparelho de iluminação formando a rede 620 podem ser configurados para receber informação 208 de entrada habitualmente distribuída que pode ser proporcionada, por exemplo, a partir de um ou mais controladores 625 de rede.

Num aspeto desta forma de realização, como discutido acima, múltiplos aparelhos de iluminação formando a rede 620 mostrada na Fig. 19 podem ter respetivos identificadores (e. g., endereços) únicos de modo a que um dado aparelho de iluminação possa ser configurado para ser sensível a partes particulares da informação 208 de entrada (e. g., comandos de controlo de potência) que lhe digam respeito. Num outro aspeto desta forma de realização, a configuração dos múltiplos aparelhos de iluminação para cada um receber energia operativa na forma de uma tensão 67 da rede CA facilita implementações de rede de iluminação que podem incluir números significativos de aparelhos de iluminação distribuídos ao longo de distâncias substanciais, garantindo ao mesmo tempo, todavia, uma utilização sensivelmente eficiente de energia através da rede 620 de iluminação. Mais uma vez, deverá entender-se que embora a Fig. 19 ilustre três aparelhos 500A, 500B e 500C de iluminação, a rede 620 não está limitada relativamente a isto, dado que diferentes números de aparelhos de iluminação podem ser acoplados em conjunto para formar a rede 620.

Novamente com referência ao aparelho 500 de iluminação da Fig. 18, numa forma de realização a carga 100A pode incluir um ou mais LED de branco "quente" (que geram espetros correspondentes a temperaturas de cor num intervalo de aproximadamente 2900-3300 graus K) e a carga 100B pode incluir um ou mais LED de branco "frio" (que geram espetros correspondentes a temperaturas de cor num intervalo de aproximadamente 6300-7000 graus K) . Misturando diferentes proporções dos espetros quente e frio, pode ser gerada uma ampla variedade de temperaturas de cor intermédias de luz branca, de modo a que o aparelho 500 de iluminação proporcione uma fonte de luz branca com temperatura de cor controlável para uma variedade de aplicações. Em particular, o aparelho de iluminação está configurado com canais "quente e frio" controláveis individual e independentemente, em que uma potência desejada para os LED de branco "quente" (um comando de potência "quente") e uma potência desejada para os LED de branco "frio" (um comando de potência "frio") podem ser especifiçadas na informação 208 de entrada para proporcionar uma ampla variedade de temperaturas de cor possíveis para a luz resultante produzida pelo aparelho de iluminação, com base na mistura de diferentes proporções de respetiva radiação gerada pelos LED de branco "quente" e os LED de branco "frio".

Relativamente a aplicações de luz branca em geral, envolvendo frequentemente iluminar um ambiente para facilitar a visibilidade do ambiente e/ou objetos no ambiente, pode compreender-se facilmente que em funcionamento normal, a saída de luz de fontes de luz branca, em geral, não necessita de variar rapidamente, e frequentemente é estática durante longos períodos de tempo. Por exemplo, para a unidade de iluminação 500 controlável configurada para gerar luz branca de temperatura de cor controlável de acordo com uma forma de realização, além de ajustar um brilho e temperatura de cor desejados para a saída de luz de tempos a tempos (ou ligar e desligar o aparelho de iluminação), a saída de luz é geralmente de natureza estática ao longo de períodos de tempo significativos entre ajustamentos. Em conformidade, para muitas aplicações de luz branca, variações rápidas e frequentes na potência desejada para cada canal do aparelho de iluminação tipicamente não são requeridas.

Recorde-se a partir da discussão acima em ligação com a

Fig. 10 e a Eq. (1) que a potência instantânea proporcionada pelo dispositivo de armazenamento de energia de uma dada disposição de transferência de energia é de natureza variável no tempo; em particular, se a tensão 212 (Vj„) de entrada tem uma forma de onda retificada de onda completa, na ausência de qualquer filtração específica a tensão de saída de uma dada disposição de transferência de energia também tem esta forma de onda geral (com uma componente variável significativa com duas vezes a frequência da rede, e. g., 120 Hz a uma frequência da rede de 60 Hz, assim como um componente de oscilação com base na frequência de comutação) . Novamente com referência à Fig. 18, sem filtração apropriada, a presença das tensões 222A e 222B de saida de uma componente significativa com duas vezes a frequência da rede pode ser percetível na luz gerada pelas cargas LED. Em conformidade, num aspeto desta forma de realização, as capacitâncias dos condensadores 34A e 34B da disposição de transferência de energia são selecionados adequadamente para mitigar eficientemente quaisquer efeitos visivelmente percetíveis potencialmente prejudiciais de uma componente com "duas vezes a frequência da rede". Deverá entender-se que a escolha efetiva da capacitância numa dada implementação pode depender, pelo menos em parte, do intervalo de tensão de saída antecipado para um dado canal, e o número, tipo e configuração de LED constituindo a carga de um dado canal. Uma implementação exemplificativa é discutida abaixo em ligação com as Fig. 20A-D.

Naturalmente, a presença de condensadores 34A e 34B adequadamente dimensionados nas respetivas saídas de canal em última análise limita a rapidez com que a energia para cada uma das cargas pode ser significativamente variada (os condensadores 34A e 34B essencialmente originam filtros passa baixo com uma frequência de corte efetivamente duas vezes inferior à frequência da rede). No entanto, como discutido acima, para muitas aplicações comuns de luz branca, alterações dinâmicas em energia para os diferentes canais apenas podem ocorrer de tempos a tempos (e. g., com base numa modificação em preferência no brilho ou temperatura de cor da saida de luz global) e, para a maior parte, a saida de luz é relativamente estática. Assim, a resposta rápida das cargas a alterações frequentes e significativas na potência de carga desejada prescrita não é de um modo geral requerida para muitas aplicações úteis, permitindo a presença de armazenamento de uma quantidade significativo de energia (capacitância apropriada) através da carga para proporcionar a necessária filtração de artefactos relacionados com a frequência da rede.

Embora a discussão anterior considere aplicações de luz branca relativamente estática, deverá entender-se que o aparelho de iluminação de acordo com outras formas de realização da presente divulgação pode incluir fontes de LED para um ou mais canais configurados para gerar outra luz além de branca. Por exemplo, aparelhos de iluminação multicanal tendo combinações de LED de cor vermelha, verde, azul ou outra, ou LED coloridos em conjunto com LED brancos, podem ser implementados para proporcionar saida de luz de cor variável ou de temperatura de cor variável, embora com alguma limitação na velocidade com a qual a saida de luz pode ser modificada (e. g., de uma cor para outra, ou de uma temperatura de cor para outra temperatura de cor). Tais aparelhos de iluminação todavia são úteis para muitas aplicações de iluminação envolvendo condições de saida de luz relativamente estáticas ou variando gradualmente.

Um problema a assinalar relativamente ao armazenamento de uma quantidade de energia sobre a saida de uma disposição de transferência de energia (i. e., através da carga) refere-se à operação adequada da disposição de transferência de energia (e. g., estabelecendo uma tensão de saida apropriada através da carga e do condensador de saída) durante transições significativas de potência de carga reduzida para potência de carga relativamente superior para um dado canal. Por exemplo, em condições de "arranque" (ao ligar um aparelho de iluminação mostrado na Fig. 18), inicialmente existe uma tensão de saída zero para cada canal. Para uma potência de carga desejada significativamente acima da potência zero prescrita para um dado canal (e. g., representada pela informação 208 de entrada), e começando a partir de condições de saída zero, o elemento de transferência de energia (e. g., indutor ou transformador) para cada canal, pode ser incapaz de descarregar toda a sua energia num ciclo de comutação na presença de uma capacitância de saída significativa (í. e., o conversor pode funcionar temporariamente em modo contínuo). Esta situação também pode existir ocasionalmente durante o funcionamento normal, para transições entre estados de potência de carga relativamente reduzida (saída de luz atenuada) e estados de potência de carga significativamente superior (saída de luz brilhante) para um dado canal.

Transições bruscas entre estados de potência de carga zero ou reduzida e estados de potência de carga superior podem ser tratadas de diversos modos. Por exemplo, numa implementação, a corrente de entrada absorvida pelo elemento de transferência de energia (e. g., a corrente de entrada através do enrolamento primário de um transformador) pode ser detetada e comparada com um limiar predeterminado representando uma condição de sobreintensidade (que pode ser monitorizada, por exemplo, pelo processador 250 do controlador 204-1 de comutação da Fig. 18) . Ao detetar uma condição de sobreintensidade num dado canal (i. e., durante transições significativas entre estados de potência de carga reduzida e elevada), o processador pode ser configurado para controlar o comutador para o canal de modo a que, para algum número de períodos T de ciclo de comutação, o comutador permanece aberto (i. e., o intervalo ton de tempo é omitido para algum número de ciclos de comutação), permitindo que qualquer energia armazenada no indutor/transformador seja descarregada mais completamente (e. g., para carregar o condensador de saída). Uma implementação de circuitos exemplificativa empregando um tal esquema de deteção de sobreintensidade é discutido mais abaixo em ligação com as Fig. 20A-20D (ver a Fig. 20B).

Noutra implementação para tratar problemas no arranque ou de transição de energia reduzida para elevada em ligação com armazenamento de uma quantidade de energia de saída, tais transições podem ser deliberadamente retardadas com base em modificações da informação 208 de entrada de modo a estar sempre abaixo da velocidade que causa acumulação excessiva corrente no elemento de armazenamento de energia de uma disposição de transferência de energia. Por exemplo, considere-se um formato de comando de iluminação para a informação 208 de entrada, em que uma potência desejada prescrita para cada canal é especificada em termos de uma percentagem da potência operativa total disponível para o canal, ou energia relativa relativamente a alguma máxima (i. e., 0-100% para cada canal; recorde-se a discussão de PrmS/Pmax em ligação com as Eqs. (14) e (15)). Assim, um comando de iluminação exemplificativo recebido como a informação 208 de entrada para um aparelho 500 de iluminação de dois canais da Fig. 18, tendo o formato [Cl, C2] = [100%, 100%] faria o aparelho de iluminação exemplificativo gerar uma potência de saída radiante máxima para cada canal. Um comando do formato [Cl, C2] = [50%, 50%] iria gerar luz percecionada como menos brilhante que luz gerada em resposta ao anterior comando, e um comando do formato [Cl, C2] = [0, 0] não iria gerar luz.

Com base no anterior, de acordo com uma forma de realização, o processador 250 pode ser configurado de modo a que, para um dado canal, sucessivos comandos recebidos indicando um aumento de potência de carga desejada sejam filtrados digitalmente para suavizar tais transições. Por exemplo, considere-se apenas o primeiro canal por um momento, em que um primeiro comando de iluminação [Cl, C2] = [25%, X] é recebido como informação 208 de entrada, seguido imediatamente por um segundo comando de iluminação [Cl, C2] = [75%, X], indicando que é desejado um aumento em potência de carga para o primeiro canal. Em vez de controlar o comutador correspondente para o primeiro canal para implementar uma transição imediata de 25% para 75% de potência de carga, o processador 250 pode ser configurado para fazer esta transição ao longo de algum período de tempo apropriado de modo a mitigar o funcionamento em modo continuo da disposição de transferência de energia. Numa implementação, o processador pode conseguir isto modificando comandos de iluminação recebidos de modo a introduzir comandos representando potências de carga intervenientes, e em seguida processando a sequência de comandos de iluminação modificada para, em última análise, controlar operações de comutação para um ou mais canais.

Por exemplo, considere-se um processador configurado com um filtro digital de modo a que uma potência crescente para um dado canal entre quaisquer dois sucessivos comandos de iluminação a chegar recebidos como informação 208 de entrada (e. g., o primeiro e segundo comandos de iluminação dados acima) seja dividida em algum número de intervalos, por exemplo, cinco intervalos com o objetivo de ilustração. Um tal filtro iria gerar uma sequência modificada de seis comandos de iluminação, com base no primeiro e segundo comandos de iluminação recebidos acima, como segue: 1) [Cl,C2] = [25%,X] 2) [C1,C2] = [35%,X] 3) [Cl,C2] = [45%,X] 4) [Cl, C2] = [55%,X] 5) [Cl,C2] = [65%,X] 6) [Cl,C2] = [75%,X]

Em seguida, o processador 205 iria processar a sequência modificada de seis comandos, em vez de apenas o primeiro e segundo comandos de iluminação, de modo a causar uma transição mais gradual de potência de carga crescente para o primeiro canal. Uma metodologia semelhante pode ser empregue para outros canais de um aparelho de iluminação. Novamente, deverá entender-se que o exemplo anterior baseado em dividir uma transição de potência crescente em cinco intervalos é proporcionado principalmente com o objetivo de ilustração, e que um número efetivo de intervalos (e período de tempo resultante) para diminuir uma velocidade de transição entre potências de crescentes carga pode ser determinado com base, pelo menos em parte, na natureza efetiva dos valores de capacitância da carga e de saída empregues numa dada implementação de um aparelho de iluminação.

As Fig. 20A, 20B, 20C e 20D são diagramas ilustrando pormenores de circuitos de um aparelho de iluminação de acordo com outra forma de realização da divulgação, com base no diagrama de blocos geral da Fig. 18. Embora a forma de realização das Fig. 20A-20D inclua vários pormenores adicionais de circuitos não mostrados na Fig. 18, aqueles componentes de circuitos discutidos em figuras anteriores são indicados nas Fig. 20A-20D com os mesmos números de referência.

Relativamente a áreas gerais de funcionalidade, a Fig. 20A ilustra ligações para a tensão 67 da rede CA e uma linha DADOS à qual os sinais representando a informação 208 de entrada podem ser acoplados. A ponte 68 retificadora também é ilustrada na Fig. 20A, em conjunto com vários componentes de filtração de alta frequência (discutidos mais abaixo), e a tensão 212 (Vín) é indicada entre os nós Al e A2 na Fig. 20. O fundo da Fig. 20A ilustra diversos circuitos associados à linha DADOS. Na Fig. 20B, no lado esquerdo, os nós Al e A2 são novamente indicados como pontos de ligação à Fig. 20A na tensão 212 (Vjn), que é também indicada com a designação B+ (ver o topo esquerdo da Fig. 20B) . A Fig. 20B essencialmente ilustra pormenores de circuitos de dois canais de comutação do aparelho de iluminação, incluindo um canal "quente" constituído principalmente pelo sinal 216A de controlo de comutação (FET_QUENTE), o comutador 214A (Q9) e o transformador 220T-A (Tl) juntamente com outros componentes associados, e um canal "frio" constituído principalmente pelo sinal 216B de controlo de comutação (FET_FRIO), o comutador 214B (Qll) e o transformador 220T-B (T2) juntamente com outros componentes associados. A Fig. 20C, de um modo geral, ilustra o controlador 204-1 de comutação implementado como um processador 250 com diversas ligações de sinal de entrada e de saída associadas (incluindo os sinais 216A e 216B de controlo de comutação e um sinal 208-1 de entrada de dados), e a Fig. 20D, de um modo geral, ilustra componentes de fornecimento de energia para proporcionar diversas tensões CC para funcionamento do circuito derivadas da tensão 212 de entrada (uma vez mais, indicada como B+ nos desenhos dos circuitos).

Relativamente à absorção de potência a partir de uma fonte CA, tal como outras formas de realização discutidas acima o aparelho de iluminação das Fig. 20A-20D não emprega qualquer armazenamento de uma quantidade de energia diretamente sobre a saída da ponte 68 retificadora mostrada na Fig. 20A (de modo a proporcionar filtração com base na própria frequência da rede). No entanto, como mostrado nas Fig. 20A e 20B, o aparelho de iluminação pode incluir vários componentes para facilitar a redução de interferência eletromagnética indesejável devida às operações de comutação de alta frequência, de modo a que estes artefactos não afetem negativamente a tensão 67 da rede. Para tal, o aparelho de iluminação pode empregar múltiplas etapas de filtração de alta frequência, constituídas, pelo menos em parte, pelos condensadores C48 e C49 ilustrados na Fig. 20B, e os condensadores C5, Cll, C12 e C13, os indutores L2 e L4, o varistor RVl, os díodos D44 e D45, e a bobina L3 de reactância toroidal mostrada na Fig. 20A. Num aspeto, a bobina L3 de reactância toroidal inclui três enrolamentos (em vez dos dois enrolamentos convencionais), de modo a que sinais na linha DADOS de dados (e. g., alguns dos quais podem representar a informação 208 de entrada) possam ser passados através do toróide para reduzir interferência no trajeto de dados. Num outro aspeto, a bobina L3 de reactância toroidal pode ser mais otimizada para utilizar uma ferrite de permeabilidade extremamente elevada (e. g., μ > 5000), e um pequeno número de espiras trifilares co-enroladas.

Num outro aspeto, a linha DADOS do aparelho de iluminação mostrado na Fig. 20A pode ser bidirecional, de modo a que sinais na linha DADOS possam não apenas incluir a informação 208 de entrada especificando as potências de carga desejadas para controlar o aparelho, mas também um ou mais sinais de saida provenientes do aparelho de iluminação (e. g., para finalidades de ligação em rede, estado, protocolo de estabelecimento de ligação, etc.) . Para tal, como mostrado no fundo da Fig. 20A, a linha DADOS está acoplada a diversos circuitos alimentados por uma isolada fonte de energia (ISO+, ISO-) (ver a Fig. 20D), para processar sinais recebidos a partir dos quais a informação 208 de entrada pode ser extraída e para transmitir um ou mais sinais a partir do aparelho. Em particular, sinais a chegar sobre a linha DADOS passam através do Cl U7, optoisolador IS02 e outros componentes lógicos para proporcionar um sinal 208-1 de entrada de dados condicionado, que é proporcionado como uma entrada para o processador 250 mostrado na Fig. 20C. O processador 250 mostrado na Fig. 2 0C também proporciona como uma saída de dados (no pino 24) um sinal legendado como BLINKSCAN que, como mostrado na Fig. 20A, opera um optoisolador ISOl que, por sua vez, controla a linha DADOS para um baixo nível de lógica isolada para proporcionar um bit de dados para um sinal transmitido a partir do aparelho.

Voltando novamente à Fig. 2 0B, de acordo com uma forma de realização cada canal do aparelho de iluminação é implementado como uma configuração de conversor "flyback", em que o conversor "flyback" do canal quente emprega o transformador Tl, díodo D2, e condensador C2 (também legendado com o número 34A de referência) através do qual a tensão 222A de saída é proporcionada, e o conversor "flyback" do canal frio emprega o transformador T2, díodo D4 e condensador C4 (também legendado com o número 34B de referência) através do qual a tensão 222B de saída é proporcionada. Numa implementação exemplificativa, cada canal está configurado para controlar uma carga compreendendo quinze LED. Como discutido acima, os valores de capacitância para os condensadores 34A e 34B são selecionados com base, pelo menos em parte, no número e tipo de LED empregues para cada canal e intervalos antecipados de tensões de saída com base no número e tipo de LED.

Mais especificamente, numa implementação, cada LED tem uma tensão direta de cerca de 3,5 Volts a cerca de 350 milliamperes de corrente, e uma resistência em série de cerca de 1 ohm (í. e., quinze LED em série para um dado canal tem a resistência efetiva de cerca de 15 ohms). Utilizar um valor de capacitância de 470 micro Farads para os condensadores 34A e 34B resulta numa constante de tempo τ=(1,1)RC de cerca de 7,8 milissegundos, correspondente a uma frequência de corte de cerca de 130 Hz, o que é suficiente para reduzir artefactos visíveis a aproximadamente duas vezes a frequência da rede. As resistências R39 e R40 facilitam uma "extinção progressiva" da saída de luz gerada em cada canal, especialmente a potências de saída relativamente reduzidas (os LED são muito eficientes a potência reduzida, e podem cintilar um pouco durante vários segundos após a energia para um canal ser desligada).

Como observado acima, devido ao armazenamento de uma quantidade de energia na saída de cada canal, transições bruscas de potências de carga inferiores para superiores, de um modo geral, deverão ser evitadas (para mitigar a operação acidental dos conversores em modo contínuo) . Para tal, num aspeto do aparelho ilustrado nas Fig. 20A-20D, a corrente de entrada absorvida pelo elemento de transferência de energia (e. g., a corrente de entrada através do enrolamento primário de um transformador) para um ou mais canais pode ser detetada e comparada com um limiar predeterminado representando uma condição de sobreintensidade (ou o inicio do funcionamento em modo continuo) . Por exemplo, com referência à Fig. 20B, um detetor 520 de corrente, constituído por resistências R3 e R4 de precisão, pode ser colocado num trajeto de corrente representando uma corrente efetiva através dos canais "quente" e "frio" em qualquer tempo dado. A tensão através do detetor 520 de corrente aumenta com o incremento da corrente através do detetor 520. Existe alguma magnitude de pico de corrente através do detetor 520 (e assim alguns picos de tensão através do detetor 520) o que corresponde a um início de funcionamento em modo contínuo ou uma condição de sobreintensidade. Em conformidade, o transístor Q6 e resistências R31 e R32 são empregues para gerar um sinal FALHA (ativação em baixo) quando o pico de tensão através do detetor 520 indica uma tal condição de sobreintensidade, a qual pode ser monitorizada pelo processador 250 (ver pino 16 do processador na Fig. 20C) . Num outro aspeto desta forma de realização, o processador pode ser configurado para controlar o comutador para o canal correspondente em resposta a um sinal FALHA detetado de modo a que, durante algum número de períodos Γ de ciclo de comutação, o comutador permanece aberto (i. e., o intervalo ton de tempo é omitido durante algum número de ciclos de comutação) , permitindo que qualquer energia armazenada no indutor/transformador seja descarregada mais completamente (e. g., para carregar o condensador de saída). Este mecanismo pode ser empregue pelo processador 250 isoladamente ou em combinação com filtração digital de comandos de iluminação recebidos proporcionados pela informação 208 de entrada, como discutido acima, de modo a suavizar aumentos potencialmente bruscos na potência de carga desejada para um ou mais canais.

Em ainda outro aspeto do aparelho de iluminação exemplificativo mostrado em parte na Fig. 20B, a tensão desenvolvida através do detetor 520 de corrente pode ser adequadamente escalada e filtrada passa-baixo por circuitos 530 para proporcionar um sinal de saida ISENSE representando uma corrente Irms média absorvida por um dado canal. Este sinal ISENSE pode ser vigiado pelo processador 250 (e. g., por meio do pino 5 do processador representada na Fig. 20C) . Dado que o processador faz uma determinação periódica de Vrms por meio de medições de Víni o processador pode utilizar o sinal ISENSE representando Irms em conjugação com uma determinação de Vrms para calcular uma energia P*rfflS média a ser efetivamente absorvida por um dado canal. Num aspeto, durante o funcionamento, o processador pode ser configurado para comparar determinações periódicas de P*rfflS para algum limite Pmax de potência máxima alvo com o objetivo de detetar uma condição de sobreintensidade ou funcionamento em modo continuo, como discutido acima. Num outro aspeto, a energia P*rfflS efetiva média que é absorvida por um dado canal pode ser utilizada durante uma configuração inicial do aparelho de iluminação (e. g., pelo fabricante), ou periodicamente durante o funcionamento no campo, para determinar parâmetros de calibração apropriados para o aparelho de iluminação.

Mais especificamente, para determinar parâmetros de calibração para o aparelho de iluminação, para um dado canal um comando de entrada máxima é proporcionado como informação de entrada, i. e., especificando 100% de potência de carga disponível para o canal, ao mesmo tempo que todos os outros canais permanecem desligados (potência zero). Novamente com referência à Eq. (18) acima, a um comando de entrada máxima, ton pode ser inicialmente determinado com a frequência de comutação definida para uma frequência fmax máxima e um valor inicial especificado para o parâmetro 2LPmax (e. g., armazenado em memória, tal como EEPROM), baseado numa indutância L do enrolamento primário do transformador para o canal, e um valor nominal para Pmax representando uma potência de canal máxima alvo relativa a diversos critérios de conceção. Com o canal a funcionar baseado em ton calculado deste modo e a frequência fmax de comutação máxima, o processador pode então monitorizar o sinal ISENSE para determinar a energia P*rfflS média efetiva sendo absorvida pelo canal, e comparar este valor com a potência Pmax de canal máxima alvo. Se o processador determina que P* rms é menor que a potência Pmax de canal máxima alvo, o processador pode ajustar adequadamente o valor para o parâmetro 2LPmax e recalcular o intervalo ton de tempo com base na Eq. (18) utilizando o valor ajustado para 2LPmax. O processador pode continuar este processo iterativamente até a potência P* rmS absorvida média efetiva ser essencialmente igual à potência Pmax de canal máxima alvo, e armazenar na memória (e. g., EEPROM) o valor ajustado do parâmetro 2LPmax requerido para esta igualdade, para ser utilizado em determinações subsequentes de ton em resposta a comandos de potência arbitrários. Deste modo, o valor de 2LPmax utilizado durante o funcionamento normal para calcular ton com base na Eq. (18) pode ser determinado como um valor de calibração durante um processo de configuração inicial no fabrico do aparelho, e opcionalmente recalculado de tempos a tempos durante o funcionamento do aparelho em campo.

Como discutido acima, geralmente em funcionamento normal, no aparelho de iluminação das Fig. 20A-20D nenhuma informação de realimentação relacionada com a carga é requerida para controlar operações de comutação para proporcionar uma potência de carga desejada especificada e variável para a carga para cada canal. Em vez disso, a informação 208 de entrada presente na linha DADOS, e recebida pelo processador 250 como o sinal 208-1 de entrada de dados condicionados, representa a potência de carga desejada para cada canal e é utilizada pelo processador num modo "alimentação em avanço" para principalmente determinar o ciclo de funcionamento e/ou frequência de comutação efetiva de cada comutador de canal. A outra única informação normalmente requerida pelo processador para controlar operações de comutação é Vrms (ver Eqs. (9), (10) e (18)), que o processador obtém por amostragem periódica da tensão V±n por meio do sinal V_BUS; este sinal obtém-se por meio das resistências R2 e R16 mostradas no topo esquerdo da Fig. 20B, e é proporcionado como uma entrada para o processador 250 mostrada na Fig. 20C (por meio do pino 4 do processador).

Num aspeto desta forma de realização, no entanto, como mostrado na Fig. 20B, o aparelho de iluminação pode empregar circuitos 510 de proteção em circuito aberto para monitorizar a tensão de saida de cada canal exclusivamente para determinar uma condição de circuito aberto (e. g., no evento de falha de LED ou, mais geralmente, a ausência de uma carga acoplada ao secundário do transformador). No evento de uma condição de circuito aberto (i. e., a carga é incapaz de absorver corrente do secundário do transformador), se as operações de comutação normais continuarem ininterrompidas, as disposições de transferência de energia para cada canal irão continuar a tentar proporcionar uma energia prescrita e, em algum ponto, isto resultaria em falha de componentes de um ou mais componentes da disposição de transferência de energia. Em conformidade, numa implementação, como mostrado na Fig. 20B, a tensão de saida de cada canal pode ser monitorizada pelos circuitos 510 de proteção de circuito aberto (e. g., por meio dos diodos D13 e D14) e em comparação com uma tensão de referência máxima predeterminada (e. g., como determinado pelas resistências R42 e 43) . Se as tensões monitorizadas excedem a tensão de referência máxima, os circuitos 510 forçam o sinal FAULTLATCH (saida do optoisolador IS03) a um nível lógico reduzido, o qual por sua vez é vigiado pelo processador 250 (ver Fig. 20C, pino 15 do processador). Ao detetar o sinal FAULTLATCH, o processador pode fazer ambos os canais cessar completamente as operações de comutação, de modo a proteger outros componentes de circuitos das disposições de transferência de energia. Deste modo, deverá entender-se que a realimentação proporcionada pelos circuitos de proteção de circuito aberto não são empregues para facilitar o funcionamento normal do aparelho (i. e., controlar operações de comutação para proporcionar potências de carga desejadas especificadas), mas em vez disso desligar completamente o aparelho no evento de uma condição de carga aberta para qualquer canal.

Em implementações nas quais os circuitos 510 de proteção de circuito aberto são empregues, estes circuitos naturalmente absorvem alguma energia das disposições de transferência de energia às quais estão acoplados. Em resultado, a potência absorvida pelos circuitos 510 pode em alguns casos afetar a precisão da potência entregue à respetivas cargas, especialmente se a potência de carga desejada especificada pela informação entrada for ela própria relativamente reduzida; essencialmente, a potência absorvida pelos circuitos 510 constitui algum desfasamento constante entre a potência de carga especificada e efetiva para cada canal. Em conformidade, para levar em consideração a presença de circuitos de proteção de acordo com circuito aberto e a correspondente energia absorvida por estes circuitos a partir das disposições de transferência de energia, o processador 250 pode ser configurado para adicionar uma constante C apropriada ao cálculo de ton dado na Eq. (9) ou Eq. (18) de acordo com:

(21) onde, como discutido acima, o comando de potência representa uma potência de canal desejada em termos relativos de Prms/Pmax· Com base no anterior, deverá entender-se que a relação dada acima na Eq. (21) pode ser utilizada em lugar das Eqs. (9) ou (18) em qualquer dos processos ou procedimentos aqui descritos para modelar com mais precisão o funcionamento de um aparelho de acordo com a presente divulgação empregando circuitos de proteção de circuito aberto.

Tendo deste modo descrito várias formas de realização ilustrativas, deverá entender-se que diversas alterações, modificações, e melhoramentos irão facilmente ocorrer aos especialistas na técnica. Tais alterações, modificações, e melhoramentos destinam-se a fazer parte desta divulgação, e destinam-se a estar dentro do espirito e âmbito desta divulgação. Embora alguns exemplos aqui apresentados envolvam combinações especificas de funções ou elementos estruturais, deverá compreender-se que essas funções e elementos podem ser combinados de outros modos, com base nos ensinamentos gerais da presente divulgação, para conseguir o mesmo ou diferentes objetivos. Em particular, ações, elementos, e caracteristicas discutidos em ligação com uma forma de realização não se destinam a ser excluídos de papéis semelhantes ou outros noutras formas de realização. Em conformidade, a descrição anterior e desenhos em anexo são apenas a título de exemplo, e não se destinam a ser limitativos.

Claims

REIVINDICAÇÕES

1. Aparelho de iluminação, compreendendo: - uma primeira carga (218) que inclui pelo menos uma primeira fonte de luz à base de LED; - uma disposição (202) de transferência de energia e um comutador (214), em que a disposição (202) de transferência de energia está acoplada à primeira carga (218), e em que a disposição (202) de transferência de energia e o comutador (214) estão configurado de modo a que uma corrente (210) de entrada passe através da disposição (202) de transferência de energia por meio de operação do comutador (214) ; - um retificador (68) configurado para ser acoplado a uma fonte (67) de tensão C.A. e para produzir uma forma de onda de tensão retificada, a fonte (67) de tensão C.A. estando disposta para proporcionar uma fonte de energia para o aparelho de iluminação; - um controlador (204) configurado para controlar o comutador (214); caracterizado por o controlador (204) estar configurado num modo de alimentação em avanço de modo a que a potência predeterminada controlada seja proporcionada à carga (218) com base na monitorização de um ou mais parâmetros relacionados com a potência proporcionada pela fonte (67) de tensão C.A ao aparelho de iluminação.
2. Aparelho da reivindicação 1, em que o controlador (204) está configurado para controlar primeiras operações de comutação com base, pelo menos em parte, em, pelo menos, uma da forma de onda de tensão retificada e uma corrente absorvida do retificador (68).
3. Aparelho da reivindicação 2, em que o controlador (204) está ainda configurado para controlar as primeiras operações de comutação com base, pelo menos em parte, na primeira informação representando uma primeira potência de carga desejada para a primeira carga (218) .
4. Aparelho da reivindicação 3, em que: - a primeira informação inclui um primeiro comando de iluminação representando um primeiro valor para a primeira potência de carga desejada durante um primeiro período de tempo e um segundo comando de iluminação representando um segundo valor para a primeira potência de carga desejada durante um segundo período de tempo imediatamente após o primeiro período de tempo, em que o segundo valor é maior que o primeiro valor; e - o controlador (204) está configurado para controlar as primeiras operações de comutação de modo a aumentar gradualmente a primeira potência de carga a partir do primeiro valor até ao segundo valor por meio de, pelo menos, um valor corretivo entre o primeiro valor e o segundo valor.
5. Aparelho da reivindicação 4, em que o controlador (204) está configurado para processar o primeiro e segundo comandos de iluminação de modo a gerar, pelo menos, um comando de iluminação adicional representando o, pelo menos um, valor corretivo.
6. Aparelho da reivindicação 4, em que o controlador (204) está configurado para controlar pelo menos um de um ciclo de funcionamento e uma frequência das primeiras operações de comutação.
7. Aparelho da reivindicação 6, em que: - o controlador (204) está configurado para controlar o ciclo de funcionamento e a frequência das primeiras operações de comutação; e - o controlador (204) está ainda configurado para repartir respetivas ponderações associadas ao ciclo de funcionamento e à frequência das primeiras operações de comutação baseadas, pelo menos em parte, na primeira informação representando a primeira potência de carga desejada.
8. Aparelho da reivindicação 7, em que o controlador (204) está configurado para repartir igualmente as ponderações associadas ao ciclo de funcionamento e à frequência das primeiras operações de comutação.
9. Aparelho da reivindicação 7, em que um primeiro parâmetro tgain representa o ciclo de funcionamento como uma percentagem de um ciclo de funcionamento máximo, em que um segundo parâmetro fgain representa a frequência como uma percentagem de uma frequência máxima, e em que o controlador (204) está configurado para repartir as ponderações associadas ao ciclo de funcionamento e a frequência, de modo a que um produto dado por (tgain)2 multiplicado por fgain seja menor ou igual a um.
10. Aparelho da reivindicação 7, em que um primeiro parâmetro tgain representa o ciclo de funcionamento como uma percentagem de um ciclo de funcionamento máximo, em que um segundo parâmetro fgain representa a frequência como uma percentagem de uma frequência máxima, e em que o controlador (204) está configurado para repartir as ponderações associadas ao ciclo de funcionamento e a frequência, de modo a que (tgain)2 = fgain.
11. Aparelho da reivindicação 1, compreendendo ainda: uma segunda carga que inclui, pelo menos, uma segunda fonte de luz à base de LED, - em que o aparelho de controlo inclui uma segunda etapa de comutação única para a segunda carga, o aparelho de controlo configurado para proporcionar a correção do fator de potência, a primeira potência de carga, e uma segunda potência de carga para a segunda carga por meio do controlo da segunda etapa de comutação única, e - em que o controlador está configurado para controlar a segunda etapa de comutação única para proporcionar a segunda potência de carga sem monitorizar ou regular uma segunda corrente na carga ou uma segunda tensão na carga associada à segunda carga.
12. Aparelho da reivindicação 11, em que a segunda etapa de comutação única compreende: - uma segunda disposição de transferência de energia configurada para proporcionar a segunda potência de carga à segunda carga com base num segundo acoplamento periódico da forma de onda de tensão retificada para a segunda disposição de transferência de energia, - em que o controlador (204) está configurado para controlar segundas operações de comutação da segunda etapa de comutação única para implementar o segundo acoplamento periódico da forma de onda de tensão retificada para a segunda disposição de transferência de energia e a provisão da segunda potência de carga para a segunda carga.
13. Aparelho da reivindicação 1, em que o aparelho de iluminação compreende ainda: circuitos de proteção de circuito aberto configurados para detetar uma condição de circuito aberto representando uma ausência ou uma falha de, pelo menos, a primeira carga, em que o aparelho de iluminação está ainda configurado para interromper a operação de, pelo menos, a primeira etapa de comutação única após deteção da condição de circuito aberto.