JP2011034728A - 照明用光源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】
個々の光源素子の順方向降下電圧のばらつき及び直列接続する個数に依存することなく高効率で光源素子を点灯させる照明用光源装置を提供する。
【解決手段】
ＬＥＤ負荷１は複数個のＬＥＤが直列接続されたＬＥＤ直列回路２を単独接続して形成され、ＬＥＤ負荷１に電源部３から電力が供給される。ＬＥＤ直列回路２には定電流回路１３が直列接続され、定電流回路１３に生じる定電流回路電圧ＶＬＥＤが誤差増幅器１５に入力される。誤差増幅器１５は定電流回路電圧ＶＬＥＤと、定電圧源１４から入力される基準電圧Ｖｒｅｆとを比較し、出力信号ＥＯＵＴを出力する。出力信号ＥＯＵＴはフォトカプラ１６によってＰＷＭ制御回路１７に伝達される。ＰＷＭ制御回路１７はパルス幅変調信号ＳＰＷＭによって電源部３のスイッチング素子１９を制御して定電流回路１３での電力損失を抑制する。
【選択図】図１

Description

本発明は、照明用光源装置に関し、特にＬＥＤや有機ＥLなどの直流点灯光源素子を用いたものに関する。

例えば、光源素子としてＬＥＤを照明器具に用いる場合、所定の光出力を得るためには複数のＬＥＤを用いなければならず、それらを相互に直列に接続して点灯させるには、電源電圧を高くしなければならない。一方、複数のＬＥＤを並列に接続して点灯させるには、比較的大きな電流を供給しなければならない。したがって、現実的には用途に応じてこれらの組合せである直並列構成を採用するのが一般的である。しかしながら、個々のＬＥＤや有機ＥＬなどの光源素子の順方向降下電圧Ｖｆにばらつきがある場合、前記直並列に組み合わせると、分流比に差が生じやすくなり、各々の直列回路間の明るさに差が生じやすいという不具合が生じる。

光源素子の光出力は通電電流値に依存するとされ、この観点からすれば直列構成の場合は、個々の光源素子の順方向降下電圧Ｖｆにばらつきがあったとしても通電電流値は同じであるので、個々の光源素子の光出力のばらつきは小さい。これに対して並列構成の場合は、直列構成の光源素子の順方向降下電圧Ｖｆの総和が異なれば、光源素子点灯回路の出力から各々の直列回路に流れる電流値は順方向降下電圧Ｖｆの低い回路に集中することになり、直列回路毎に光出力のばらつきは大きくなる。

図６は特許文献１の図５で示された従来技術のＬＥＤ点灯回路に基づき、参照符号を書き換えて表したものである。図６のＬＥＤ点灯回路において、ＬＥＤ負荷１はＬＥＤを複数直列に接続したＬＥＤ直列回路２を３回路並列に接続して構成されている。ＬＥＤ負荷１には、電源部３によって電圧変換された直流電圧ＶＤＣが与えられる。直流電圧ＶＤＣは交流電源４の交流電圧が平滑キャパシタＣ１、及び整流ブリッジＤＢによって直流電圧に変換され、さらにスイッチングコンバータ５によって所定の電圧の大きさに変換されたものである。

スイッチングコンバータ５はトランスＬ、出力電圧を調整するスイッチング素子６、出力電圧を整流するダイオードＤ１、及び脈流電圧成分を平滑する平滑キャパシタＣ２を備えて構成される昇圧チョッパ回路からなる。

各々のＬＥＤ直列回路２には、そこに流れる通電電流値を相互に等しくするための定電流回路７が各々直列に接続されている。そして、各定電流回路７に生じる定電流回路電圧ＶＬＥＤ１、ＶＬＥＤ２、及びＶＬＥＤ３は、比較部８において定電圧源９から入力される基準電圧Ｖｒｅｆ１と比較され、比較結果が制御部１０に与えられる。制御部１０は各々の定電流回路７に生じる電圧がＬＥＤ直列回路２の各ＬＥＤの順方向降下電圧Ｖｆの総和よりも小さくなるようにスイッチング素子６を制御し、スイッチングコンバータ５の直流電圧ＶＤＣを調整する。これによって、各々の定電流回路７での電力損失抑制が図られている。

図７は特許文献２の図２で示されたＬＥＤ点灯回路に基づき、参照符号を書き換えて表したものである。図７は、図６の非絶縁型のスイッチングコンバータ５を絶縁型のスイッチングコンバータ１１に置き換えたこと、図６の基準電圧Ｖｒｅｆ１が比較部８に印加されていないこと、及び図６の定電流回路７を回路要素１２に置き換えたことが、図６の従来技術とは異なる。回路要素１２は定電流回路及びインピーダンス素子と定義されている。比較部８は各々の回路要素１２に生じる電圧の最小値を検出し、制御部１０は比較部８の比較結果から回路要素１２に生じる電圧をＬＥＤ直列回路２の各ＬＥＤの順方向降下電圧Ｖｆの総和未満、順方向降下電圧Ｖｆの総和の１／１０以下、又は実質的に零になるように電源部３が供給する電圧を制御するとしている。これによって各々の回路要素１２での電力損失抑制を図るものである。

特許文献３は、ＬＥＤ負荷に供給する電源部に絶縁型のスイッチングコンバータを用い、フォトカプラによって回路間を結合するにあたり、フォトカプラの出力信号をＰＷＭ制御回路へ入力し、ＰＷＭ制御回路によるオンオフ制御信号によってスイッチングコンバータのスイッチング素子を制御するという技術を示す。

特開２００８−１３０５１３号公報 特開２００２−８４０９号公報 特開２００９−９９７８０号公報

上記３件の特許文献はその発明の目的がいずれもＬＥＤ光源装置やＬＥＤ点灯回路の電力効率を高めるという点で共通する。

本発明は、上記特許文献のものと発明の目的はほぼ同じである。すなわち、本発明の目的は電力の効率向上が図れる照明用光源装置を提供するものである。

本書において、絶縁型のスイッチングコンバータとは、１次巻線と２次巻線を有するトランスを備え、かつ、２次巻線側に出力される直流電圧がアイソレータを介して１次巻線側にフィードバックされるものとして定義される。スイッチングコンバータに関連する呼称としては、ＤＣ−ＤＣコンバータ及びスイッチングレギュレータという技術用語も知られている。又、本書において、絶縁型のスイッチングコンバータに用いるトランス及びフォトカプラによって分離・絶縁された照明用光源装置のうちスイッチング素子側を１次側、光源素子負荷側を２次側と定義する。

本発明に係る照明用光源装置は、複数個の照明用光源素子が直列接続された光源素子直列回路から成る光源素子負荷、絶縁型のスイッチングコンバータを備え光源素子負荷に直流電圧を供給する電源部、光源素子直列回路に直列に接続された定電流回路、基準電圧を出力する基準電圧源、基準電圧が入力端子の一端子に印加され入力端子の他端子に定電流回路に生じる電圧が入力される誤差増幅器、誤差増幅器の出力信号が入力されるアイソレータ、及びアイソレータに結合されスイッチングコンバータを制御する制御部を備える。

さらに、本発明に係る照明用光源装置は、光源素子負荷は光源素子直列回路が複数互いに並列に接続された回路より成り、光源素子直列回路は各々定電流回路に直列接続され、誤差増幅器は複数の光源素子直列回路に応じた複数個の入力端子を備え、複数個の入力端子には定電流回路に生じる電圧が各々入力され、誤差増幅器は定電流回路に生じる電圧のうちの最も低い電圧と、基準電圧とを比較して両者の誤差電圧を増幅する。

さらに、本発明に係る照明用光源装置は、２次側に設けられた誤差増幅器の出力信号はアイソレータによって１次側の制御部へ供給され、制御部は誤差増幅器の出力信号に基づきスイッチングコンバータを制御し、電源部の電圧を制御する。

本発明によれば、各々の光源素子直列回路に用いる光源素子の順方向降下電圧Ｖｆにばらつきが生じたとしても、各々の光源素子直列回路に流れる電流値を一定にし、かつ、定電流回路での電力損失を最小限に抑えることができる。

本発明の第１の実施の形態に係る照明用光源装置を示す図である。 本発明の第２の実施の形態に係る照明用光源装置を示す図である。 本発明の照明用光源装置に用いる定電流回路を示す図である。 ＭＯＳトランジスタ及びバイポーラトランジスタの回路動作点を説明するためのトランジスタ特性図である。 本発明の第１の実施の形態に係るタイミングチャートである。 従来に関する第１のＬＥＤ点灯回路を示す図である。 従来に関する第２のＬＥＤ点灯回路を示す図である。

（第１の実施の形態）
以下、本発明の実施の形態を説明する。図１は本発明の第１の実施の形態に係る照明用光源装置を示す図である。

本装置は、照明用光源素子を定電流で駆動するＬＥＤを用いた照明用光源装置である。光源素子負荷であるＬＥＤ負荷１、電源部３、定電流回路１３、基準電圧源１４、誤差増幅器１５、フォトカプラ１６、及びＰＷＭ制御回路１７より構成される。

ＬＥＤ負荷１は複数個のＬＥＤが直列接続された光源素子直列回路であるＬＥＤ直列回路２を単独接続して構成される。本装置のＬＥＤ直列回路２は単独構成であるので、ＬＥＤ直列回路２はＬＥＤ負荷１そのものに相当することになる。また本装置では照明用光源素子としてＬＥＤが用いられているが、照明用光源素子は有機ＥＬなど定電流で駆動される発光デバイスであってもよい。このような発光デバイスは直流電圧又は直流電流で駆動される。

電源部３は交流電源４を備えるが、ＬＥＤを直流電圧又は直流電流で駆動するために交流電源４の交流電圧を直流電圧に変換しなければならない。そのため電源部３は、交流電源４の交流電圧を整流・平滑化する整流ブリッジＤＢ、平滑キャパシタＣ３、及び絶縁型のスイッチングコンバータ１８より構成される。なお交流電源４の替わりに直流電源を用いてもよく、その場合は整流ブリッジＤＢ及び平滑キャパシタＣ３は必要ない。絶縁型のスイッチングコンバータ１８は１次巻線Ｔａ及び２次巻線Ｔｂを有するトランスＴを備える。１次巻線Ｔａ側には交流電源４や交流電源電圧を直流電圧に変換するための整流ブリッジＤＢ及びスイッチング素子１９などが接続される。２次巻線Ｔｂ側にはＬＥＤ負荷１、ＬＥＤ直列回路２、定電流回路１３、誤差増幅器１５、及びフォトカプラ１６の発光素子１６ａなどが接続される。フォトカプラ１６の受光素子１６ｂは１次巻線Ｔａ側に接続される。第１の実施の形態に係る照明用光源装置全体の１次側と２次側は境界線Ｓ１２によって画定され、１次側が光源部１００Ａ、２次側が光源部１００Ｂである。境界線Ｓ１２は、トランスＴの１次巻線Ｔａと２次巻線Ｔｂとの境界及びフォトカプラ１６の発光素子１６ａ側と受光素子１６ｂとの境界を結ぶ線上に設けている。

スイッチングコンバータ１８は光源部１００Ａにスイッチング素子１９、光源部１００Ｂに電圧を整流するダイオードＤ１、及び電圧を平滑化する平滑キャパシタＣ４を備え、スイッチング素子１９を後述するＰＷＭ制御回路１７によりオンオフさせることで、所定の出力電圧ＶＯＵＴをＬＥＤ負荷１に供給する。スイッチング素子１９は例えば、ＭＯＳトランジスタ又はバイポーラトランジスタで構成する。

定電流回路１３はＬＥＤ負荷１を構成するＬＥＤ直列回路２のカソード側に直列接続されている。もちろん、ＬＥＤ直列回路２のアノード側に接続してもよい。定電流回路１３はＬＥＤ直列回路２を構成するＬＥＤの順方向降下電圧Ｖｆのばらつきに依存されることはなく、ＬＥＤ直列回路２に一定電流を流すことになる。

基準電圧源１４は基準電圧Ｖｒｅｆを後述する誤差増幅器１５の反転入力端子（−）に入力するために用意される。基準電圧源１４は例えばバンドギャップ型の定電圧回路で構成することができる。基準電圧源１４で生成される基準電圧Ｖｒｅｆの大きさはできる限り零に近いことが理想的である。なぜならば、定電流回路電圧ＶＬＥＤは基準電圧Ｖｒｅｆによって制御され、定電流回路電圧ＶＬＥＤが小さいほど消費電力が小さくなり、照明用光源装置全体の電力効率が高められるからである。

誤差増幅器１５は非反転入力端子（＋）及び反転入力端子（−）を備える。非反転入力端子（＋）には定電流回路１３に生じる定電流回路電圧ＶＬＥＤが入力され、反転入力端子（−）には基準電圧源１４から基準電圧Ｖｒｅｆが入力される。誤差増幅器１５は入力された両者の誤差電圧を増幅して出力する。

フォトカプラ１６は照明用光源装置の光源部１００Ｂの信号を光源部１００Ａへ伝達するアイソレータとしての役割を持つ。フォトカプラ１６は発光素子１６ａと受光素子１６ｂとを結合し、１つのパッケージ内に組み込まれた光複合デバイスである。発光素子１６ａとしては発光ダイオード（ＬＥＤ）、赤外発光ダイオードなどを用い、受光素子１６ｂとしてはフォトダイオード、フォトトランジスタ、ＣｄＳセルなどが用いられる。発光素子１６ａと受光素子１６ｂの組み合わせはフォトカプラ１６の用途によって各種各様である。本発明の実施の形態では、フォトカプラ１６はＬＥＤ及びフォトトランジスタの組み合わせから成るものを用いた。フォトカプラ１６を用いることで各電源系間を絶縁した状態で信号を伝達することができる。スイッチングコンバータ１８を絶縁型とするためにもトランスＴ及びフォトカプラ１６を用いて照明用光源装置の光源部１００Ａと光源部１００Ｂとを結合するようにした。照明用光源装置の光源部１００Ｂに設けられた誤差増幅器１５の出力信号ＥＯＵＴはアイソレータであるフォトカプラ１６によって照明用光源装置全体の光源部１００Ａに設けられたＰＷＭ制御回路１７に供給される。アイソレータはフォトカプラ１６以外にも磁気結合方式のアイソレータＩＣ、容量結合方式のアイソレータＩＣ、及びトランスなどであってもよい。該トランスにおいてマイクロトランスを用いた場合、スイッチングコンバータ１８のスイッチング素子１９とマイクロトランスを１つの集積回路上で作ることができ、装置の小型化が図れる。

ＰＷＭ制御回路１７は誤差増幅器１５から出力された出力信号ＥＯＵＴに基づき、基準電圧Ｖｒｅｆと定電流回路１３に生じる定電流回路電圧ＶＬＥＤとの誤差電圧が小さくなるように、スイッチングコンバータ１８のスイッチング素子１９のオンオフを制御する制御部としての役割を備える。スイッチング素子１９をオンオフさせることによってスイッチングコンバータ１８から出力される電圧が制御され、基準電圧Ｖｒｅｆと定電流回路１３に生じる定電流回路電圧ＶＬＥＤとの誤差が小さくなるため、定電流回路１３での電力損失抑制が図られることになる。

定電流回路１３に生じる定電流回路電圧ＶＬＥＤが基準電圧Ｖｒｅｆに調整されるため、定電流回路１３での電力損失抑制が図られ、照明用光源装置全体のＬＥＤ電力効率が改善されることになる。

たとえば、１個あたりの順方向降下電圧Ｖｆが３．３Ｖ±σ（σはばらつきを表す）のＬＥＤを１０個直列接続したＬＥＤ直列回路２に流れる電流を１５０ｍＡ、定電流回路電圧ＶＬＥＤの値を０．５Ｖ、及び基準電圧Ｖｒｅｆの値を０．５Ｖと設定した場合、ＬＥＤ負荷に印加される出力電圧ＶＯＵＴの値を（３３．５±σ）Ｖと設定することができる。なお、誤差増幅器１５は電源電圧が５Ｖで作動する。なお、本発明に係る照明用電源装置の光源部１００Ａと光源部１００ＢはトランスＴ及びフォトカプラ１６によって電気的に絶縁されているので、光源部１００ＢのＬＥＤ負荷１の取り替えやメンテンナンスを行う場合であっても両者の間は電気的に絶縁されているので、光源部１００Ａの比較的高い電圧が光源部１００Ｂに伝達されるという不具合を排除することができる。これによって、作業者が不意に高電圧にさらされるという不具合を排除することができ作業安全性が高められる。

（第２の実施の形態）
図２は本発明の第２の実施の形態に係わる照明用光源装置の構成図である。本装置も第１の実施の形態と同じく照明用光源素子としてＬＥＤを用いた照明用光源装置であり、光源素子負荷であるＬＥＤ負荷１、電源部３、定電流回路１３、基準電圧源１４、誤差増幅器１５、フォトカプラ１６、及び制御部であるＰＷＭ制御回路１７より構成される。第２の実施の形態は第１の実施の形態とは、ＬＥＤ直列回路２が３回路並列に接続されていること、各々のＬＥＤ直列回路２に各々直列に定電流回路１３が接続されていること、誤差増幅器１５の非反転入力端子（＋）には３つの端子を用意し各々の非反転入力端子（＋）に各々の定電流回路１３に生じる定電流回路電圧ＶＬＥＤ１、ＶＬＥＤ２、及びＶＬＥＤ３が各別に入力されること、及びスイッチング素子１９にＭＯＳトランジスタから成るスイッチング素子１９ａを用いていることが異なる。

ＬＥＤ負荷１は複数個のＬＥＤが直列接続された光源素子直列回路であるＬＥＤ直列回路２が３回路並列に接続されて構成される。このようにＬＥＤ直列回路２を並列に接続して用いることが可能である。ＬＥＤ負荷１には電源部３から出力電圧ＶＯＵＴが供給される。各々のＬＥＤ直列回路２のカソード側に各々定電流回路１３が直列に接続されている。もちろん、定電流回路１３はＬＥＤ直列回路２のアノード側に接続してもよい。

電源部３は交流電源４を備えるが、ＬＥＤを直流電圧又は直流電流で駆動するために交流電源４の出力電圧を直流電圧に変換しなければならない。そのため電源部３は、交流電源４の交流電圧を整流・平滑化する整流ブリッジＤＢ、平滑キャパシタＣ３、及び絶縁型のスイッチングコンバータ１８より構成される。なお交流電源４ではなく直流電源を用いてもよく、その場合は整流ブリッジＤＢ及び平滑キャパシタＣ３は必要ない。第２の実施の形態に係る照明用光源装置全体の１次側と２次側は境界線Ｓ１２によって画定され、１次側が光源部２００Ａ、2次側が光源部２００Ｂである。スイッチングコンバータ１８は光源部２００ＡにＮチャンネルのＭＯＳトランジスタから成るスイッチング素子１９ａ、光源部２００Ｂに電圧を整流するダイオードＤ１、及び電圧を平滑化する平滑キャパシタＣ４を備え、スイッチング素子１９ａのＭＯＳトランジスタのゲートに印加する電圧を制御することによって、ＭＯＳトランジスタのドレイン・ソース間に流れる電流を制御し、所定の電圧をＬＥＤ負荷１に供給する。スイッチング素子１９ａをＮＰＮ型のバイポーラトランジスタとしたときは、ベースに印加する電圧を増減させるとよい。

定電流回路１３はＬＥＤ直列回路２が並列構成で用いられるので、各々のＬＥＤ直列回路２に直列に各々の定電流回路１３を接続する。定電流回路１３に生じる定電流回路電圧ＶＬＥＤ１、ＶＬＥＤ２、及びＶＬＥＤ３は誤差増幅器１５に各別に入力される。

基準電圧源１４は基準電圧Ｖｒｅｆを誤差増幅器１５の反転入力端子（−）に入力するために用意される。基準電圧源１４は例えばバンドギャップ型の定電圧回路で構成することができる。

誤差増幅器１５は、ＬＥＤ直列回路２が並列構成で用いられているため、複数のＬＥＤ直列回路に応じた複数個の入力端子を備える。本装置は３回路のＬＥＤ直列回路２を備えているため、誤差増幅器１５は３つの非反転入力端子（＋）及び１つ反転入力端子（−）を備えるようにしている。第１の非反転入力端子（＋）には定電流回路電圧ＶＬＥＤ１が、第２の非反転入力端子（＋）には定電流回路電圧ＶＬＥＤ２が、第３の非反転入力端子（＋）には定電流回路電圧ＶＬＥＤ３がそれぞれ入力され、反転入力端子（−）には基準電圧Ｖｒｅｆが入力される。誤差増幅器１５は定電流回路電圧ＶＬＥＤ１、ＶＬＥＤ２、及びＶＬＥＤ３のうちの最も低い電圧と基準電圧Ｖｒｅｆとを比較して両者の誤差電圧を増幅する。こうした構成を有する誤差増幅器１５は常に３つの定電流回路電圧の中で最も電力消費が小さなものを選択することになるので、照明用光源装置全体からみると省電力化が図られることになる。言い換えると、誤差増幅器１５はＬＥＤ直列回路２で生じる順方向降下電圧Ｖｆの最大値をもつＬＥＤ直列回路２に直列接続された定電流回路１３に生じる定電流回路電圧、すなわち、定電流回路電圧ＶＬＥＤ１、ＶＬＥＤ２、及びＶＬＥＤ３のうちのいずれか１つと基準電圧Ｖｒｅｆとを比較して両者の誤差電圧を増幅することになる。そして、誤差増幅器１５の出力はフォトカプラ１６の発光素子１６ａ側に入力される。

フォトカプラ１６は照明用光源装置の光源部２００Ｂに設けられた誤差増幅器１５の出力信号ＥＯＵＴを照明用光源装置の光源部２００Ａに設けたＰＷＭ制御回路１７に伝達する。

ＰＷＭ制御回路１７は誤差増幅器１５から出力された出力信号ＥＯＵＴの大きさに基づき、スイッチングコンバータ１８の一部を成すスイッチング素子１９ａのＭＯＳトランジスタのゲートに印加する電圧を制御する。スイッチング素子１９ａのＭＯＳトランジスタのドレイン・ソース間に流れる電流値を制御することによって、スイッチングコンバータ１８から出力される電圧が調整・制御され出力信号ＥＯＵＴが小さくなるため、定電流回路１３での電力損失抑制が図られることになる。

これにより、定電流回路１３に生じる定電流回路電圧が基準電圧Ｖｒｅｆに制御されるため、定電流回路１３での電力損失抑制が図られ、ＬＥＤ光源装置の電力効率が改善されることになる。

図３は本発明に係る定電流回路１３の一実施例を示す。図３（ａ）で示された定電流回路１３はトランジスタＴｒ１、Ｔｒ２、及び定電流源ＣＲで構成する。定電流回路１３は図１及び図２のＬＥＤ直列回路２に接続され、定電流Ｉ２ａを供給する。ＬＥＤ直列回路２と定電流回路１３の接続点に生じる定電流回路電圧ＶＬが図１でいう定電流回路電圧ＶＬＥＤに相当し、また定電流回路電圧ＶＬは図２でいう定電流回路電圧ＶＬＥＤ１、ＶＬＥＤ２、及びＶＬＥＤ３にそれぞれ相当する。そして、ＬＥＤ直列回路２に流れる電流値は、定電流源ＣＲに流れる電流Ｉｃ１によって決めることができる。

トランジスタＴｒ２がＭＯＳトランジスタである場合、その動作状態を飽和領域又は線形（非飽和）領域で作動させるかは、定電流回路電圧ＶＬに生じる電圧の大きさと電流Ｉ２ａによって定まる。飽和領域を本書においては定電流動作領域であると定義し、線形領域を非定電流動作領域として定義する。定電流動作領域でトランジスタＴｒ２を作動させるには定電流回路電圧ＶＬを比較的大きな値に設定しなければならない。しかし、定電流回路電圧ＶＬを大きくするとなると、照明用光源装置全体の電力効率の観点からは好ましいことではない。

一方、トランジスタＴｒ２を線形領域、すなわち非定電流動作領域で作動させるとなると、定電流回路１３は比較的低い電圧で駆動することができるので、電力効率を高めるという観点では好ましい。しかし、比較的大きな電流を得るのが難しくなるという不具合が生じる。こうした不具合を克服するには、トランジスタＴｒ１のソース又はドレインと接地端子ＧＮＤとの間に抵抗を接続すれば、トランジスタＴｒ２の電流Ｉ２ａを比較的大きく設定することができる。

トランジスタＴｒ２がバイポーラトランジスタである場合には、比較的低い定電流回路電圧ＶＬで活性領域で作動させることができる。すなわち、比較的低い動作電圧であっても定電流動作領域で作動させることが容易となる。しかし、定電流動作領域でバイポーラトランジスタを作動させるとなるとＭＯＳトランジスタの構成と同様に電力効率の観点からみると好ましいとは言い難い。このため、バイポーラトランジスタであっても飽和領域すなわち、非定電流動作領域で作動させることが考えられる。しかし、バイポーラトランジスタを非定電流動作領域、すなわち飽和領域で作動させると、ベース電流が飛躍的に大きくなるので、電力効率が低下する。こうしたことに鑑み、トランジスタＴｒ２を非定電流動作領域で作動させる場合にはＭＯＳトランジスタで定電流回路１３を構成することが好ましいといえる。

図３（ｂ）に示すようにオペアンプＯＰ、トランジスタＴｒ３、抵抗Ｒ、及び定電圧源Ｖｃの組合せで構成した定電流回路１３を光源素子直列回路であるＬＥＤ直列回路２に直列接続してＬＥＤ直列回路２に定電流を供給してもよい。図３（ｂ）においては図３（ａ）と同様にＬＥＤ直列回路２と定電流回路１３の接続点に生じる定電流回路電圧ＶＬが図１でいう定電流回路電圧ＶＬＥＤに相当し、図２でいう定電流回路電圧ＶＬＥＤ１、ＶＬＥＤ２、及びＶＬＥＤ３に相当する。図３（ｂ）のＬＥＤ直列回路２に流れる電流の大きさは定電圧源Ｖｃ及び抵抗Ｒの値を調整することによって所定の大きさに決定することができる。

なお、図３（ｂ）に示す定電流回路１３に用いるトランジスタＴｒ３は先のトランジスタＴｒ２と同様に非定電流領域、すなわち、ＭＯＳトランジスタの場合には線形領域（非飽和領域）、バイポーラトランジスタの場合には飽和領域で作動するようにすると、定電流回路１３での電力損失を抑制することができる。

図４は、図３（ａ）及び図３（ｂ）に示した定電流回路１３に用いられるトランジスタＴｒ２及びトランジスタＴｒ３のトランジスタ動作特性を示す。図４（ａ）は、図３（ａ）及び図３（ｂ）に示したトランジスタＴｒ２及びトランジスタＴｒ３をＭＯＳ型で構成した場合の特性を示す。図４（ａ）において、横軸はトランジスタＴｒ２及びトランジスタＴｒ３のドレイン−ソース間に与えられる電圧ＶＤＳ、縦軸はドレイン−ソース間に流れる電流ＩＤＳをそれぞれ示す。トランジスタＴｒ２及びトランジスタＴｒ３は動作領域Ｘ１では非飽和領域で作動する。この領域では電流ＩＤＳは、ドレイン−ソース間電圧ＶＤＳの大きさに依存する。一方、動作領域Ｘ２ではトランジスタＴｒ２及びトランジスタＴｒ３が飽和領域、すなわち、定電流動作領域で作動するので、ドレイン−ソース間電圧ＶＤＳの大きさに殆んど依存せずにほぼ一定の電流ＩＤＳが得られる。したがって、定電流回路としては一般的にはトランジスタＴｒ２及びトランジスタＴｒ３を動作領域Ｘ２で作動させるのが好ましいということになる。しかし、ドレイン−ソース間電圧ＶＤＳに比例して、定電流回路１３での電力消費は増大する。定電流回路１３での電力消費と照明用光源装置全体の電力効率とはトレードオフの関係を有する。このため電力効率からみると定電流回路１３での電力消費はできるだけ小さく抑えることが望ましい。そのためにも、本発明はあえてトランジスタＴｒ２及びトランジスタＴｒ３を非飽和領域、すなわち、非定電流動作領域である動作領域Ｘ１で作動させるものとした。

なお、動作点Ｐ１に相当する電圧Ｖｒｅｆａが基準電圧Ｖｒｅｆとして誤差増幅器１５の反転入力端子（−）に与えられる。これによって、定電流回路電圧ＶＬＥＤ１、ＶＬＥＤ２、及びＶＬＥＤ３のうち最も低い電圧が電圧Ｖｒｅｆａと同じ大きさに制御され、定電流回路１３が最も小さな電力で作動する状態が得られ、照明用光源装置全体の電力効率を高めることができる。

トランジスタＴｒ２及びトランジスタＴｒ３の具体的な動作点は動作領域Ｘ１のほぼ中間点である動作点Ｐ１に選ぶのが好ましい。電力効率からみると電圧ＶＤＳが零に近いほど好ましいことになる。しかし、あまり零に近づけると定電流回路１３の製造上のばらつきによって、所定の電流が得られなくなるという不具合が生じ得る。したがって、定電流回路１３の製造上のばらつきを勘案すると、非飽和領域、すなわち動作領域Ｘ１のほぼ中間の動作点Ｐ１に設定するとよい。

図４（ｂ）は図３（ａ）及び図３（ｂ）に示したトランジスタＴｒ２及びトランジスタＴｒ３をバイポーラトランジスタで構成した場合の特性を示す。図４（ｂ）において、横軸はトランジスタのコレクタ−エミッタ間に与えられる電圧ＶＣＥ、縦軸はコレクタ電流Ｉｃをそれぞれ示す。これらのバイポーラトランジスタは動作領域Ｙ１又はＹ２で作動するような電圧ＶＣＥが選ばれる。バイポーラトランジスタの動作領域はＭＯＳトランジスタとは逆の呼び方で区別されるので誤解されないようにしなければならない。すなわち、図４（ｂ）で動作領域Ｙ１は飽和領域である非定電流動作領域、動作領域Ｙ２は活性領域である定電流動作領域であるとして区別される。本発明に用いる定電流回路１３をバイポーラトランジスタで構成する場合には、これらのトランジスタを飽和領域、すなわち動作領域Ｙ１で作動させることによって、定電流回路１３での電力損失を抑制させることができる。しかし、バイポーラトランジスタを飽和領域で作動させるとベース電流が大幅に増加し、無駄な電力を消費するので留意しなければならない。

バイポーラトランジスタの動作点は飽和領域である動作領域Ｙ１のほぼ中間点である動作点Ｐ２付近に選ぶのが好ましい。電力効率からみると電圧ＶＣＥが零に近いほど好ましいことになる。しかし、零に近づけると定電流回路１３の製造上のばらつきによって、所定の電流が得られなくなるという不具合が生じ得る。したがって、定電流回路１３の製造上のばらつきを勘案すると、飽和領域のほぼ中間の動作点、すなわち動作領域Ｙ１のほぼ中間点である動作点Ｐ２に設定するとよい。なお、動作領域Ｙ２はバイポーラトランジスタの活性領域に相当し、安定した定電流特性を得るには好ましい領域ではある。しかし、照明用電源装置全体の電力効率からみると好ましい領域とは言い難い。

なお、動作点Ｐ２に相当する電圧Ｖｒｅｆｂが基準電圧Ｖｒｅｆとして誤差増幅器１５の反転入力端子（−）に与えられる。これによって、定電流回路電圧ＶＬＥＤ１、ＶＬＥＤ２、及びＶＬＥＤ３のうち最も低い電圧が電圧Ｖｒｅｆｂと同じ大きさに制御され、定電流回路１３が最も小さな電力で作動する状態が得られ、照明用光源装置全体の電力効率を高めることができる。

図５は第１の実施の形態で示した図１の照明用光源装置におけるタイミングチャートを模式的に示す。図５の参照符号ｔ１、ｔ２、ｔ３、ｔ４、及びｔ５は時刻を示す。図５（ａ）に示す電源は本発明に係る照明用光源装置全体を指し、時刻ｔ１で装置全体の電源がオンとなり、それ以降は時刻ｔ６を越えるまでオン状態は続く。図５（ｂ）は、ＰＷＭ制御回路１７のパルス幅変調信号ＳＰＷＭを示す。図５（ｃ）はＬＥＤ負荷１に供給する出力電圧ＶＯＵＴを示す。図５（ｄ）はＬＥＤ直列回路２と定電流回路１３との共通接続点すなわち、誤差増幅器１５の非反転入力端子（＋）に入力される定電流回路電圧ＶＬＥＤと、誤差増幅器１５の反転入力端子（−）に入力される基準電圧Ｖｒｅｆをそれぞれ示す。図５（ｅ）はＬＥＤに流れる電流、すなわちＬＥＤ直列回路２に流れる電流ＩＬＥＤを示す。図５（ｆ）は誤差増幅器１５の出力信号ＥＯＵＴを示す。図５（ｇ）は、フォトカプラ１６の発光素子１６ａの光量を基準とし、ＩＲＥＦ時の光量より明るいか暗いかによってＰＷＭ制御回路１７が出力するパルス幅変調信号ＳＰＷＭを制御するための基準電流ＩＲＥＦとフォトカプラ１６に流れる電流ＩＰＨをそれぞれ示す。

図５（ａ）に示す時刻ｔ１で照明用光源装置全体の電源がオンされると、図５（ｂ）に示すように、ＰＷＭ制御回路１７はパルス幅変調信号ＳＰＷＭのオンデューティ比を大きくしスイッチングコンバータ１８のスイッチング素子１９のオンオフを制御し、電源部３の供給電圧を増加させる。図５（ｃ）に示すように、スイッチングコンバータ１８が通常の動作状態に近づくにつれ出力電圧ＶＯＵＴは徐々に増加し、時刻ｔ２に達すると出力電圧ＶＯＵＴはほぼ安定し所定の値に落ち着く。

図５（ｄ）に示すように、時刻ｔ２に達し、出力電圧ＶＯＵＴが所定の値でほぼ安定すると、定電流回路１３に供給される定電流回路電圧ＶＬＥＤはほぼ所定の値に落ち着く。なお、基準電圧源１４で生成される基準電圧Ｖｒｅｆは、比較的電源電圧が低くとも作動する。たとえばバンドギャップ型の定電圧回路で生成されるので、時刻ｔ１の電源オン状態からほぼ所定の値に維持される。しかし、誤差増幅器１５の反転入力端子（−）に入力される定電流回路電圧ＶＬＥＤは時刻ｔ２でほぼ所定の値で安定するので、誤差増幅器１５が本格的に作動し始めるのは時刻ｔ２以降となる。

図５（ｅ）に示すように、ＬＥＤ直列回路２に流れる電流ＩＬＥＤは、時刻ｔ１から時刻ｔ２までは、定電流回路１３が正規の状態で作動していないため所定の電流の大きさまでは達していない。時刻ｔ２に至るまでは定電流回路電圧ＶＬＥＤの値が基準電圧Ｖｒｅｆより低いため、図５（ｆ）に示すように誤差増幅器１５の出力信号ＥＯＵＴは、ローレベルの信号を出力する。このときＬＥＤに流れる電流ＩＬＥＤの値は小さく、出力信号ＥＯＵＴもローレベルであるため、フォトカプラ１６に流れる電流ＩＰＨは小さい。

図５（ｅ）に示すように時刻ｔ２に到達しさらに時刻ｔ２を経過すると、定電流回路１３が正規の状態で作動し定電流を生成するのでＬＥＤ直列回路２には定電流ＩＬＥＤが流れる。電流ＩＬＥＤが時刻の経過とともに徐々に大きくなると、誤差増幅器１５の出力信号ＥＯＵＴに応じた電流ＩＰＨが流れる。これによって、フォトカプラ１６の発光素子１６ａが作動し、受光素子１６ｂに電流ＩＰＨに応じた光信号を伝達する。

図５（ｄ）に示すように、時刻ｔ３になると、定電流回路１３に生じる定電流回路電圧ＶＬＥＤが基準電圧Ｖｒｅｆと等しくなるため、誤差増幅器１５の出力信号ＥＯＵＴは図５（ｆ）に示すようにハイレベルになり、電流ＩＰＨが増加し、図５（ｇ）のように電流ＩＰＨは基準電流ＩＲＥＦと等しい値となる。基準電流ＩＲＥＦは例えば２ｍAといった値に設定する。

図５（ｂ）に示すように、時刻ｔ３に到達し、電流ＩＰＨが基準電流ＩＲＥＦと等しい状態になると、ＰＷＭ制回路１７は電源部３から出力される電圧を減少させるため、パルス幅変調信号ＳＰＷＭのオンデューティ比を減少させる。パルス幅変調信号ＳＰＷＭのオンデューティ比によってスイッチングコンバータ１８のスイッチング素子１９が制御され、電源部３が制御される

図５（ｄ）、時刻ｔ３に示すように定電流回路電圧ＶＬＥＤが基準電圧Ｖｒｅｆと等しくなった後、定電流回路電圧ＶＬＥＤはしばらく上昇し基準電圧Ｖｒｅｆより大きくなり、その後減少していく。図５（ｃ）のように出力電圧ＶＯＵＴの値も定電流回路電圧ＶＬＥＤよりＬＥＤ直列回路２の順方向降下電圧Ｖｆ分大きい値で同じように増減する。図５（ｇ）に示すように電流ＩＰＨもわずかに増減し、フォトカプラ１６の発光素子１６ａの光量が変化し、パルス幅変調信号ＳＰＷＭのオンデューティ比を変化させる。

図５（ｄ）、時刻ｔ４に示すように定電流回路電圧ＶＬＥＤが基準電圧Ｖｒｅｆよりわずかに小さくなると、出力信号ＥＯＵＴは図５（ｆ）に示すようにローレベルになり、電流ＩＰＨの値も図５（ｇ）のように減少する。電流ＩＰＨの値が減少し、フォトカプラ１６の発光素子１６ａの光量が減少する。このとき、パルス幅変調信号ＳＰＷＭのオンデューティ比が図５（ｂ）に示すように大きくなり、電源部３が供給する電力が増加する。

その後時刻ｔ５から時刻ｔ６は時刻ｔ３から時刻ｔ４と同様の変化をし、以後も同様に変化し安定することになる。

以上の動作が繰り返されることにより、定電流回路電圧ＶＬＥＤが比較的低い電圧に設定される基準電圧Ｖｒｅｆとほぼ等しくなるよう制御されるため、定電流回路１３での電力損失抑制が図られ、ＬＥＤ光源装置の電力効率が改善される。

なお、図５のタイミングチャートは、第１の実施の形態に係る図１の照明用光源装置について示したものである。しかし、第２の実施の形態である図２の照明用光源装置において、定電流回路１３に生じる定電流回路電圧ＶＬＥＤ１、ＶＬＥＤ２、及びＶＬＥＤ３のうち最も低い電圧又はＬＥＤ直列回路２で生じる順方向降下電圧Ｖｆの最大値をもつＬＥＤ直列回路２に直列接続された定電流回路１３に生じる電圧を定電流回路電圧ＶＬＥＤとし、定電流回路電圧ＶＬＥＤが生じるＬＥＤ直列回路２に流れる電流をＩＬＥＤとすると、第１の実施の形態のタイミングチャートでのタイミングと同じタイミングで同様の動作をする。

本発明の照明用光源装置は、光源素子直列回路に用いる光源素子に順方向降下電圧Ｖｆのばらつきが生じたとしても、各光源素子直列回路に流れる電流値を一定としながら、かつ、定電流回路での電力損失を最小限に抑え電力効率を高めることができ省電力化が図れるので産業上の利用可能性は極めて高い。

Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３、Ｃ４ キャパシタ
Ｄ１ ダイオード
ＤＢ 整流ブリッジ
Ｌ、Ｔ トランス
ＯＰ オペアンプ
Ｒ 抵抗
Ｔｒ１、Ｔｒ２、Ｔｒ３ トランジスタ
１ ＬＥＤ負荷
２ ＬＥＤ直列回路
３ 電源部
４ 交流電源
５、１１、１８ スイッチングコンバータ
６、１９、１９ａ スイッチング素子
７、１３ 定電流回路
８ 比較部
９ 定電圧源
１０ 制御部
１２ 回路要素
１４ 基準電圧源
１５ 誤差増幅器
１６ フォトカプラ
１７ ＰＷＭ制御回路

Claims (10)

1. 複数個の照明用光源素子が直列接続された光源素子直列回路から成る光源素子負荷、絶縁型のスイッチングコンバータを備え前記光源素子負荷に直流電圧を供給する電源部、前記光源素子直列回路に直列に接続された定電流回路、基準電圧を出力する基準電圧源、基準電圧が入力端子の一端子に印加され前記入力端子の他端子に前記定電流回路に生じる電圧が入力される誤差増幅器、該誤差増幅器の出力信号が入力されるアイソレータ、及び該アイソレータに結合され前記スイッチングコンバータを制御する制御部を備える照明用光源装置。
2. 前記絶縁型のスイッチングコンバータに用いるトランス及び前記アイソレータによって分離・絶縁された照明用光源装置のうちスイッチングコンバータに用いるスイッチング素子側を１次側、前記光源素子負荷側を２次側としたとき、前記２次側に設けられた前記誤差増幅器の出力信号は前記アイソレータによって前記１次側に設けられた前記制御部へ供給され、前記制御部は前記誤差増幅器の出力信号に基づき前記スイッチングコンバータを制御し、電源部の電圧を制御する請求項1に記載の照明用光源装置。
3. 前記アイソレータはフォトカプラである請求項２に記載の照明用光源装置。
4. 前記アイソレータはトランスである請求項２に記載の照明用光源装置。
5. 前記定電流回路は非定電流動作領域で作動するトランジスタで構成される請求項１から請求項４のいずれか１項に記載の照明用光源装置。
6. 前記トランジスタはＭＯＳトランジスタであり、前記非定電流動作領域とは前記ＭＯＳトランジスタが線形領域で作動しているものである請求項５に記載の照明用光源装置。
7. 前記トランジスタはバイポーラトランジスタであり、前記非定電流動作領域とは前記バイポーラトランジスタが飽和領域で作動しているものである請求項５に記載の照明用光源装置。
8. 前記光源素子負荷は前記光源素子直列回路が複数互いに並列接続された回路より成り、前記光源素子直列回路は各々定電流回路に直列接続され、前記誤差増幅器は前記複数の光源素子直列回路に応じた複数個の入力端子を備え、前記複数個の入力端子には前記定電流回路に生じる電圧が各々入力され、前記誤差増幅器は前記定電流回路に生じる電圧のうちの最も低い電圧と前記基準電圧とを比較して両者の誤差電圧を増幅する請求項１から請求項７のいずれか１項に記載の照明用光源装置。
9. 前記誤差増幅器は反転入力端子（−）と複数個の非反転入力端子（＋）とを備え、前記反転入力端子（−）には前記基準電圧が、前記複数個の非反転入力端子（＋）には複数個の前記定電流回路に生じる電圧が各々入力される請求項８に記載の照明用光源装置。
10. 前記誤差増幅器は、前記光源素子直列回路で生じる順方向降下電圧の最大値をもつ前記光源素子直列回路に直列接続された前記定電流回路に生じる電圧と前記基準電圧とを比較し、誤差電圧を増幅する請求項８又は請求項９に記載の照明用光源装置。