JP2008060492A - 発光素子駆動装置 - Google Patents

Abstract

【課題】定電流回路の動作範囲を拡げ、高効率もしくは昇圧回路の選択肢を増やす。
【解決手段】帰還端子１ａと出力端子１ｂを有する昇圧回路１と、定電流源２０と、定電流源２０の電流を供給されるＮＭＯＳトランジスタ２１と、トランジスタ２１とゲート同士が接続されたＮＭＯＳトランジスタ２２と、トランジスタ２１のドレインとトランジスタ２２のドレインが入力されて、出力はトランジスタ２１とトランジスタ２２のゲートに接続される差動増幅器２３から構成される定電流回路２と、帰還端子１ａと出力端子１ｂの間に接続されるＬＥＤ３を備え、定電流回路２を帰還端子１ａに接続することにより、帰還端子１ａに印加される定電流回路２の電圧を、ＮＭＯＳトランジスタのオン電圧に低減でき、ＬＥＤ３の電流を高効率に安定化することを可能にする。
【選択図】図１

Description

本発明は、ＬＥＤ（Light Emitting Diode；発光ダイオード）などの発光素子に安定な電流を流す発光素子駆動装置に関する。

バッテリを電力源とする携帯機器の表示装置にはＬＥＤなどの発光素子が用いられる。これら発光素子の駆動装置は、バッテリ電圧を昇圧回路によって所望の電圧に昇圧変換して、発光素子と定電流回路の直列回路に印加する構成がとられる。

図１０に示したものは、特許文献１の図２に記載された発光素子駆動装置の回路構成図である。

図１０に示した従来の発光素子駆動装置において、帰還端子１ａと出力端子１ｂを有する昇圧回路１と定電流回路４から構成され、負荷であるＬＥＤ３に定電流を流す。昇圧回路１は、入力直流電圧Ｖｉを供給する入力直流電源１０と、入力直流電源１０に並列に直列接続されたインダクタ１１と主スイッチ１２と、主スイッチ１２とインダクタ１１との接続点にアノードを接続されて出力端子１ｂにカソードを接続されたダイオード１３と、出力端子１ｂから昇圧直流電圧Ｖｏを出力するコンデンサ１４と、基準電圧Ｖｒを出力する基準電圧源１５と、帰還端子１ａに印加される帰還電圧と基準電圧Ｖｒを入力して誤差信号を出力する誤差増幅器１６と、誤差信号を入力されて主スイッチ１２をオンオフ制御する制御回路１７とから構成されている。

ＬＥＤ３は昇圧回路１の出力端子１ａと定電流回路４との間に接続される。定電流回路４は、定電流源４０と、定電流源４０の電流をコレクタとベースに供給されるトランジスタ４１と、トランジスタ４１とカレントミラーを成すトランジスタ４２とから構成され、トランジスタ４２のコレクタがＬＥＤ３に接続される。この定電流回路４とＬＥＤ３の接続点電位が帰還電圧として制御回路１７の帰還端子１ａに印加される。

以上のような構成により、昇圧回路１は、帰還端子１ａへ印加される帰還電圧が基準電圧Ｖｒと等しくなるように、制御回路１７が主スイッチ１２をオンオフ制御し、ＬＥＤ３へ電流供給する出力端子１ｂの昇圧直流電圧Ｖｏを調整する。ここで、帰還電圧として安定化されるのは、ＬＥＤ３に接続される定電流回路４の電圧である。基準電圧Ｖｒには、定電流回路４が安定して定電流動作できる下限電圧に選定することにより、ＬＥＤ３への安定な電流供給を安定に行うことができる。
特開２００１−２１５９１３号公報

しかしながら、前記従来の発光素子駆動装置では、定電流回路４にカレントミラーを用いており、安定な定電流を流すためにはトランジスタ４２を非飽和領域で使用しなくてはならない。安定して定電流動作できる下限電圧があまり低くできないため、電力損失が発生するという問題がある。

また、帰還電圧を安定化するために、昇圧回路も出力電圧を精度良く制御できる構成、例えば上記従来例のようなコイルを用いた昇圧スイッチングコンバータなどに限られるという問題がある。

本発明は、前記従来の問題点に鑑み、定電流回路の動作範囲を、下限はトランジスタの飽和電圧レベルの低電圧から、また上限は電源電圧近くまで拡げ、高効率もしくは昇圧回路の選択肢を増やすようにした発光素子駆動装置を提供することを目的とする。

前記目的を達成するため、本発明に係る発光素子駆動装置は、所定の定電流を供給する定電流源と、前記定電流を流入される第１のトランジスタと、前記帰還端子から発光素子の電流を流入される第２のトランジスタと、前記第１のトランジスタおよび第２のトランジスタの各電流流入端子電圧を入力される差動増幅器を備え、前記差動増幅器の出力と前記第１のトランジスタおよび第２のトランジスタの各制御端子が接続される構成を有するものである。

本発明に係る発光素子駆動装置によれば、ＬＥＤなどの発光素子を低損失かつ高精度に駆動することができ、さらに昇圧回路の選択肢を増やすことによって、駆動装置全体での実装面積を小さくすることができる。

以下、本発明の実施形態に係る発光素子駆動装置について、図面を参照しながら説明する。

（第１の実施形態）
図１は本発明の第１の実施形態に係る発光素子駆動装置の回路構成図である。

図１において、１は帰還端子１ａと出力端子１ｂを有する昇圧回路であり、入力直流電圧Ｖｉを供給する直流電圧源１０と、入力直流電源１０に接続されるインダクタ１１と、インダクタ１１の他端に接続される主スイッチ１２と、インダクタ１１と主スイッチ１２との接続点にアノードが接続されて出力端子１ｂにカソードが接続されるダイオード１３と、出力端子１ｂに接続されて昇圧直流電圧Ｖｏを出力するコンデンサ１４と、基準電圧Ｖｒを出力する基準電圧源１５と、帰還端子１ａに印加される帰還電圧と基準電圧Ｖｒを入力されて誤差信号を出力する誤差増幅器１６と、誤差信号を入力されて主スイッチ１２をオンオフ制御する制御回路１７とから構成される。

２は定電流回路であり、定電流源２０と、定電流源２０の電流をドレインに供給されるＮＭＯＳトランジスタ２１と、トランジスタ２１とゲート同士が接続されたＮＭＯＳトランジスタ２２と、トランジスタ２１のドレインとトランジスタ２２のドレインを入力される差動増幅器２３から構成され、差動増幅器２３の出力はトランジスタ２１とトランジスタ２２のゲートに接続され、トランジスタ２２のドレインがＬＥＤ３に接続される。この定電流回路２とＬＥＤ３の接続点電位が帰還電圧として制御回路１７の帰還端子１ａに印加される。

図１を参照して本発明の第１の実施形態に係る発光素子駆動装置の動作を説明する。

図１において、昇圧回路１は昇圧型のスイッチングコンバータであり、主スイッチ１２がオンオフを繰り返すスイッチング動作によって、インダクタ１１はエネルギーの蓄積と放出を繰り返し、主スイッチ１２がオフ状態のときにダイオード１３を介してコンデンサ１４を充電する電流が流れる。出力端子１ｂに発生する昇圧直流電圧Ｖｏは主スイッチ１２のオンオフ時間比によって調整することができる。制御回路１７は、帰還端子１ａに印加される帰還電圧が基準電圧Ｖｒと等しくなるように、主スイッチ１２のオンオフ時間比を制御する。

一方、定電流回路２において、差動増幅器２３は、入力されるトランジスタ２１のドレイン電圧とトランジスタ２２のドレイン電圧とが等しくなるように両トランジスタ２１，２２のゲート電圧を調整する。この結果、トランジスタ２１とトランジスタ２２は、その各端子電圧が等しくなるため、流れる電流はオン抵抗に反比例する。すなわち、トランジスタ２１とトランジスタ２２に流れる電流の比は、両トランジスタ２１，２２のサイズの比と等しくなり、ドレイン電圧の影響は受けない。このことにより、帰還端子１ａに印加される定電流回路２の電圧は、トランジスタの飽和電圧レベルの低い値に設定することができて、ＬＥＤ３の電流を高効率に安定化することができる。

なお、図１では説明の便宜上、昇圧回路１と定電流回路２に分けて描いて説明したが、例えば、定電流回路２は昇圧回路１の基準電圧源１５、誤差増幅器１６、制御回路１７と同一基板の集積回路で構成しても構わない。

この場合、図２に示すように、基準電圧源１５をゲートをプルアップされたオン状態のＮＭＯＳトランジスタ１５０とし、定電流源２０をＰＭＯＳトランジスタ２００〜２０２と電流源回路２０３で構成されたカレントミラーとし、ＰＭＯＳトランジスタ２００の電流をトランジスタ２２に流し、ＰＭＯＳトランジスタ２０１の電流をＮＭＯＳトランジスタ１５０に流し、トランジスタ１５０に発生する電圧降下を基準電圧Ｖｒとする構成にする。この構成によって、帰還端子１ａに印加される定電流回路２の電圧は、ＮＭＯＳトランジスタのオン電圧に低減でき、ＬＥＤ３の電流を高効率に安定化することができる。

（第２の実施形態）
図３は本発明の第２の実施形態に係る発光素子駆動装置の回路構成図であり、前記第１の実施形態の定電流回路２とＬＥＤ３とに昇圧回路６を加えたものである。なお、図３において、第１の実施形態の発光素子駆動装置と同じ構成要素のものについては同じ番号を付与し、その説明を省略する。

図３において、６は帰還端子６ａと出力端子６ｂを有する昇圧回路であり、入力直流電圧Ｖｉを供給する直流電圧源６１０と、入力直流電源６１０と第１の充電容量の正極との間に接続される第１のスイッチ６１と、直流電圧源６１０と第２の充電容量６１２の負極との間に接続される第２のスイッチ６２と、充電容量６１１の負極と充電容量６１２の負極との間に接続される第３のスイッチ６３と、充電容量６１１の負極と充電容量６１２の正極との間に接続される第４のスイッチ６４と、充電容量６１１の正極と充電容量６１２の正極との間に接続される第５のスイッチ６５と、充電容量６１１の正極と出力容量６１３との間に接続される第６のスイッチ６６と、充電容量６１２の負極と接地電位間に接続される第７のスイッチ６７と、第１のスイッチ６１，第５のスイッチ６５，第６のスイッチ６６の接続点に正極が接続されて、第３のスイッチ６３と第４のスイッチ６４の接続点に負極が接続された充電容量６１１と、第４のスイッチ６４と第５のスイッチ６５の接続点に正極が接続されて、第２のスイッチ６２と第７のスイッチ６７の接続点に負極が接続された充電容量６１２と、出力端子６ｂに接続された出力容量６１３と、基準電圧源６１５と、帰還電圧６ａが正入力に接続され基準電圧源６１５が負入力に接続され、出力が制御回路６１７に接続された電圧比較器６１６と、第１から第７の各スイッチのＯＮ，ＯＦＦを制御する制御回路６１７によって構成される。

第２の実施形態の発光素子駆動装置が、第１の実施形態の発光素子駆動装置の構成と異なる点は、昇圧回路１が昇圧回路６に変わった構成であり、第１の実施形態の昇圧回路１はインダクタを用いた昇圧回路であるのに対し、第２の実施形態の昇圧回路６ではコンデンサの充放電によって昇圧を行うチャージポンプ昇圧回路にて構成している。

以下に、図３〜図９を用いて本発明の第２の実施形態を示す発光素子駆動装置の動作を説明する。図３において、昇圧回路６はチャージポンプ方式と呼ばれる昇圧回路であり、第１から第７の各スイッチのＯＮとＯＦＦを制御することで、入力電圧の１倍、１．５倍、２倍の電圧を出力することができる構成である。

図４は図３の昇圧回路６が入力電圧の１倍を出力するモード（以下、１倍モードと呼ぶ）における動作を説明するものである。図４において、点線の丸で囲まれる第１のスイッチ６１と第６のスイッチ６６はＯＮしており、他の点線の丸で囲まれていないスイッチはＯＦＦに制御されている。第１のスイッチ６１と第６のスイッチ６６がオンすることにより、前記出力端子６ｂには入力直流電源１０の電圧とほぼ同じ電圧が出力される。

次に、図５，図６を用いて入力電圧の１．５倍を出力するモード（以下１．５倍モードと呼ぶ）における動作を説明する。

図５は１．５倍モードの充電期間の動作を示したものである。図５において、点線の丸で囲まれる第１のスイッチ６１、第４のスイッチ６４、第７のスイッチ６７はＯＮしており、他の点線の丸で囲まれていないスイッチはＯＦＦに制御されている。このとき、充電容量６１１、充電容量６１２はそれぞれ、入力電圧の０．５倍の電圧で充電される。

次に、図６は１．５倍モードの放電期間の動作を示したものである。図６において、点線の丸で囲まれる第２のスイッチ６２、第３のスイッチ６３、第５のスイッチ６５、および第６のスイッチ６６はＯＮしており、他の点線の丸で囲まれていないスイッチはＯＦＦに制御されている。このとき、充電容量６１１、充電容量６１２の正極は出力容量６１３に接続され、負極は入力直流電源６１０に接続され、充電容量６１１、充電容量６１２に加わる電圧は、入力電圧の０．５倍の電圧であり、負極が入力電圧まで持ち上がるため、出力容量６１３の電圧は１＋０．５＝１．５倍の電圧が出力される。図５の充電期間と図６の放電期間を繰り返すことによって、出力端子６ｂには入力電圧の１．５倍の電圧が供給される。

次に、図７，図８を参照して入力電圧の２倍を出力するモード（以下、２倍モードと呼ぶ）における動作を説明する。

図７は２倍モードの充電期間の動作を示したものである。図７において、点線の丸で囲まれる第１のスイッチ６１、第３のスイッチ６３、第５のスイッチ６５、第７のスイッチ６７はＯＮしており、他の点線の丸で囲まれていないスイッチはＯＦＦに制御されている。このとき、充電容量６１１、充電容量６１２はそれぞれ、入力電圧で充電される。

次に、図８は２倍モードの放電期間の動作を示したものである。図８において、点線の丸で囲まれる第２のスイッチ６２、第３のスイッチ６３、第５のスイッチ６５、および第６のスイッチ６６はＯＮしており、他の点線の丸で囲まれていないスイッチはＯＦＦに制御されている。このとき、充電容量６１１、充電容量６１２の正極は出力容量６１３に接続され、負極は入力直流電源６１０に接続され、充電容量６１１、充電容量６１２に加わる電圧は、入力電圧と同じ電圧であり、負極が入力電圧まで持ち上がるため、出力容量６１３の電圧は１＋１＝２倍の電圧が出力される。図７の充電期間と図８の放電期間を繰り返すことにより、出力端子６ｂには入力電圧の２倍の電圧が供給される。

再び図３を参照して第２の実施形態に係る発光素子駆動装置の動作について説明する。図３において、帰還端子６ａの電圧と基準電圧源６１５の電圧を電圧比較器６１６で比較し、帰還電圧６ａが基準電圧より高い場合には昇圧比を下げ、帰還電圧６ａが基準電圧より低い場合には昇圧比を上げることにより、出力端子６ｂの電圧を制御し、帰還端子６ａの電圧を基準電圧源６１５の電圧近くになるように制御回路６１７が機能する。

図９は１．５倍モードと２倍モードとが交互に切り替わる条件での動作波形を示している。昇圧比を随時切り替えて帰還端子６ａの電圧を一定値付近に制御することにより、昇圧比を切り替えないチャージポンプ方式の昇圧回路と比較して定電流ＬＥＤ３を高効率で駆動することができる。

また、第１の実施形態と比較すると、昇圧回路６のようなチャージポンプ方式では実装面積の大きいコイルを必要としないため、実装面積を大幅に削減することができる利点がある。一方、第１の実施形態と比較して帰還端子６ａの電圧のリップルが大きくなるが、定電流回路２は第１の実施形態で説明したように、帰還端子の電圧の影響をキャンセルして安定した電流駆動ができるため、帰還端子のリップルは問題にならない。

本発明に係る発光素子駆動装置は、ＬＥＤなどの発光素子を表示装置に使用している各種電子機器に実施して有用である。

本発明の第１の実施形態に係る発光素子駆動装置の回路構成図 第１の実施形態に係る発光素子駆動装置の回路構成図 本発明の第２の実施形態に係る発光素子駆動装置の回路構成図 第２の実施形態に係る昇圧回路の１倍出力時の動作説明図 第２の実施形態に係る昇圧回路の１．５倍出力充電時の動作説明図 第２の実施形態に係る昇圧回路の１．５倍出力放電の動作説明図 第２の実施形態に係る昇圧回路の２倍出力充電時の動作説明図 第２の実施形態に係る昇圧回路の２倍出力放電時の動作説明図 第２の実施形態に係る発光素子駆動装置の動作説明図 従来の発光素子駆動装置の回路構成図

符号の説明

１ 昇圧回路
１０ 入力直流電源
１１ インダクタ
１２ 主スイッチ
１３ ダイオード
１４ コンデンサ
１５ 基準電圧源
１５０ ＮＭＯＳトランジスタ
１６ 誤差増幅器
１７ 制御回路
２ 定電流回路
２０ 定電流源
２１ トランジスタ
２２ トランジスタ
２３ 差動増幅器
２００ ＰＭＯＳトランジスタ
２０１ ＰＭＯＳトランジスタ
２０２ ＰＭＯＳトランジスタ
２０３ 定電流源
３ ＬＥＤ
４ 定電流回路
４０ 定電流源
４１ トランジスタ
４２ トランジスタ
６ 昇圧回路
６１ 第１のスイッチ
６２ 第２のスイッチ
６３ 第３のスイッチ
６４ 第４のスイッチ
６５ 第５のスイッチ
６６ 第６のスイッチ
６７ 第７のスイッチ
６１０ 入力直流電源
６１１ 充電容量
６１２ 充電容量
６１３ 出力容量
６１５ 基準電圧源
６１６ 電圧比較器
６１７ 制御回路

Claims (5)

1. 出力電圧を出力する出力端子と安定化制御する電圧を印加される帰還端子とを有する昇圧回路と、前記出力端子と前記帰還端子との間に接続される発光素子と、前記帰還端子に接続されて前記発光素子に電流を流す定電流回路とからなる発光素子駆動装置において、
   前記定電流回路は、所定の定電流を供給する定電流源と、前記定電流が流入される第１のトランジスタと、前記帰還端子から発光素子の電流が流入される第２のトランジスタと、前記第１のトランジスタおよび前記第２のトランジスタの各電流流入端子電圧が入力される差動増幅器とを備え、前記差動増幅器の出力と前記第１のトランジスタおよび前記第２のトランジスタの各制御端子が接続される構成であることを特徴とする発光素子駆動装置。
2. 前記昇圧回路は、前記帰還端子に入力される帰還電圧と基準電圧を入力する誤差増幅器を有し、前記帰還電圧と前記基準電圧が等しくなるように出力電圧を制御することを特徴とする請求項１記載の発光素子駆動装置。
3. 前記昇圧回路の前記基準電圧は、所定の定電流を供給する定電流源と、前記定電流が流入されるオン状態の第３のトランジスタの電圧降下であることを特徴とする請求項２記載の発光素子駆動装置。
4. 前記昇圧回路は、入力直流電源と、前記入力直流電源の生成する入力電圧を所定の昇圧倍率で変換して出力するチャージポンプ回路と、前記帰還端子に入力される帰還電圧と基準電圧を比較する比較器とを有し、
   前記チャージポンプ回路は、前記比較器の出力に応じた昇圧倍率を選択することを特徴とする請求項１記載の発光素子駆動装置。
5. 前記昇圧倍率は、１倍を含むことを特徴とする請求項４記載の発光素子駆動装置。

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