TWI540818B - 控制電路、直流轉直流（ｄｃｄｃ）轉換器及驅動方法 - Google Patents

控制電路、直流轉直流（ｄｃｄｃ）轉換器及驅動方法 Download PDF

Info

Publication number
TWI540818B
TWI540818B TW100135014A TW100135014A TWI540818B TW I540818 B TWI540818 B TW I540818B TW 100135014 A TW100135014 A TW 100135014A TW 100135014 A TW100135014 A TW 100135014A TW I540818 B TWI540818 B TW I540818B
Authority
TW
Taiwan
Prior art keywords
current
transistor
circuit
output
control signal
Prior art date
Application number
TW100135014A
Other languages
English (en)
Other versions
TW201233016A (en
Inventor
伊藤良明
Original Assignee
半導體能源研究所股份有限公司
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 半導體能源研究所股份有限公司 filed Critical 半導體能源研究所股份有限公司
Publication of TW201233016A publication Critical patent/TW201233016A/zh
Application granted granted Critical
Publication of TWI540818B publication Critical patent/TWI540818B/zh

Links

Classifications

    • G—PHYSICS
    • G05—CONTROLLING; REGULATING
    • G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
    • G05F1/00—Automatic systems in which deviations of an electric quantity from one or more predetermined values are detected at the output of the system and fed back to a device within the system to restore the detected quantity to its predetermined value or values, i.e. retroactive systems
    • G05F1/10—Regulating voltage or current
    • G05F1/46—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc
    • G05F1/56—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc using semiconductor devices in series with the load as final control devices
    • G05F1/565—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc using semiconductor devices in series with the load as final control devices sensing a condition of the system or its load in addition to means responsive to deviations in the output of the system, e.g. current, voltage, power factor
    • G—PHYSICS
    • G05—CONTROLLING; REGULATING
    • G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
    • G05F3/00—Non-retroactive systems for regulating electric variables by using an uncontrolled element, or an uncontrolled combination of elements, such element or such combination having self-regulating properties
    • G05F3/02—Regulating voltage or current
    • G05F3/08—Regulating voltage or current wherein the variable is dc
    • G05F3/10—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics
    • G05F3/16—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices
    • G05F3/20—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices using diode- transistor combinations
    • G05F3/26—Current mirrors
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K4/00—Generating pulses having essentially a finite slope or stepped portions
    • H03K4/06—Generating pulses having essentially a finite slope or stepped portions having triangular shape
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K7/00—Modulating pulses with a continuously-variable modulating signal
    • H03K7/08—Duration or width modulation ; Duty cycle modulation

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Electromagnetism (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Radar, Positioning & Navigation (AREA)
  • Automation & Control Theory (AREA)
  • Microelectronics & Electronic Packaging (AREA)
  • Nonlinear Science (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)
  • Electronic Switches (AREA)
  • Control Of Electrical Variables (AREA)

Description

控制電路、直流轉直流(DCDC)轉換器及驅動方法
本發明係關於控制電路。此外，本發明關於由控制電路所控制的直流轉直流(DCDC)轉換器、及其驅動方法。
PWM控制已知是控制DCDC轉換器的方法的其中之一，DCDC轉換器根據電路的負載而改變輸出功率及輸出定電壓。
脈衝寬度調變(PWM)是改變輸出脈衝的工作周期(duty cycle)之調變方法。舉例而言，在應用PWM至DCDC轉換器的情況中，輸出電壓依下述方式而接近所需值：將所想要的電壓與視連接至DCDC轉換器的輸出側的電路的負載大小而變的輸出電壓之間的差異回饋，並且，根據差異而改變輸出脈衝的工作周期。
關於習知的DCDC轉換器的實施例，圖6顯示與控制電路連接的升壓DCDC轉換器的實施例。DCDC轉換器10包含控制電路20、切換電晶體11、電感器13、二極體15、電容器17、電阻器19a、及電阻器19b。此外，DCDC轉換器10具有與DC電源連接的輸入端(POWER)、以及連接至負載電路的輸出端(OUTPUT)。
控制電路20的輸出端係連接至切換電晶體11的閘極。以控制電路20輸出的脈衝而控制切換電晶體11的開/關狀態。
當切換電晶體11處於開啟時，根據輸入電壓與接地電壓之間的差值，電流流經電感器13。由於藉由與流經電感器13的電流方向相反的方向上的自行感應而產生電動勢，所以，電流是逐漸地增加。
接著，當切換電晶體11處於關閉時，已通過電感器13直到當時之電流的路徑被中斷。在電感器13中，在與此電流的改變干擾的方向上，亦即，在與當切換電晶體11處於開啟時的方向相反的方向上，產生電動勢。因此，對應於此電動勢的電流流經電感器13。此時，在電感器13與二極體15之間的節點的電位高於輸入端的電位，以致於高於輸入電壓(DC電源的電源電壓)之電壓輸出至DCDC轉換器10的輸出端。具有此組態的轉換器因而稱稱為升壓轉換器。
在切換電晶體11處於關閉時在電感器13與節點15之間的節點的電位與正好在切換電晶體11處於關閉之前流經電感器13的電流成比例地增加。換言之，切換電晶體11處於開啟的時間愈長，則節點的電位愈高。因此，當控制電路20的輸出脈衝訊號的工作週期高時，電壓可以升壓以致於輸出電壓與輸入電壓之間的差大，而當工作周期小時，電壓可以升壓以致於這些電壓的差是小的。藉由調整工作周期，DCDC轉換器10的輸出電壓可以接近所需值。
此處，控制電路20包含三角波產生器電路21、誤差放大器23、及PWM緩衝器25。誤差放大器23輸出位準對應於DCDC轉換器10的輸出電壓與所需電壓之間的差之電壓訊號。藉由使用來自誤差放大器23的輸出電壓及自三角波產生器電路21輸出的三角波，PWM緩衝器25輸出波形是具有對應於上述電壓差的工作周期之脈衝給切換電晶體11的閘極。
圖7顯示自三角波產生器電路21及誤差放大器23輸入至PWM緩衝器25、及由輸入訊號所產生的PWM緩衝器25的輸出訊號。此處，實線51標示從三角波產生器電路21輸入至PWM緩衝器25的輸入訊號。實線53標示從誤差放大器23輸入的輸入訊號。在此組態中的PWM緩衝器25比較來自誤差放大器23的輸入訊號的電壓與來自三角波產生器電路21的輸入訊號的電壓，並且，當來自三角波產生器電路21的輸入訊號的電壓較高時，輸出高位準電壓，而且，當來自三角波產生器電路21的輸入訊號的電壓較低時，輸出低位準電壓。如圖7中所示般，來自PWM緩衝器25的輸出脈衝的工作周期根據來自誤差放大器23的輸入訊號的電壓的位準而改變，亦即，根據DCDC轉換器10的輸出電壓與所需電壓之間的差而改變。
一般而言，當考慮DCDC轉換器的電力效率時，導因於控制電路以外的元件(例如，電感器與電容器的寄生電阻、二極體的跨越電壓、及切換電晶體的開啟電阻)之電力損耗是具有大負載電流的高輸出電力側上的主要因素。另一方面，在具有小負載電流的低輸出電力側上，導因於控制電路的電力損耗是電力效率劣化的主要因素。
當考慮導因於控制電路之電力損耗之因素時，導因於PWM緩衝器的電力損耗是三角波產生器電路、誤差放大器、及PWM緩衝器等三電路元件之中最大的。具體而言，可為導因於連接至PWM緩衝器的切換電晶體的閘極電容的充電及放電的影響之電力損耗。在切換時的電力損耗與切換電晶體的閘極電容的值成比例以及與每單位時間的切換周期(亦即，取樣頻率)成比例。此處，取樣頻率是等於自三角波產生器電路輸出的三角波的振盪頻率之頻率。
因此，取樣頻率需要降低以增加DCDC轉換器的低輸出功率側上的電力效率。慮及上述，已有改變三角波產生器電路的振盪頻率之方法被提出(專利文獻1)。
專利文獻1：日本公開專利申請號2001-112251
如上所述，DCDC轉換器的電力效率視其輸出電力而定。因此，習知上需要根據連接至DCDC轉換器的負載電路的耗電值(或可變的耗電範圍)，在具有不同的規格之多個DCDC轉換器之中選取最佳的DCDC轉換器。結果，一直需要可以應用至寬廣的輸出電力範圍之DCDC轉換器。
但是，為了取得可以可以使用於各種應用之與負載電路元件廣泛地並容的DCDC轉換器，需要使用控制電路，其能夠控制DCDC轉換器以致於DCDC轉換器根據連接至其的負載電路元件的耗電而以最高效率來操作。特別是，如上所述之取樣頻率降低有效增加DCDC轉換器的低輸出電力側上的電力效率。同時，使用能夠加寬取樣頻率的可變範圍或是能夠選取多個取樣頻率的值之控制電路，可以將DCDC轉換器有效應用至廣泛的應用範圍，亦即，應用至具有各種耗電值的負載電路元件。
專利文獻1揭示一方法，其根據電源電路輸出的負載電流，而切換作為形成控制電路中的三角波產生器電路中的電流鏡之單元中的參考之電流源，以降低三角波產生器電路的振盪頻率。但是，根據此方法，無法加寬振盪頻率的可變範圍。具體而言，為了增加例如約一個數量級的量值的振盪頻率，電流鏡的電流源的電流需要改變約一個數量級的量值；因此，施加至包含於電流鏡中的電晶體之電壓大幅地改變。假使以此方式大幅地改變電流，則由於電流鏡因為例如電晶體的早期效應而在飽合區之外操作，所以電流鏡無法正常地操作，並且可能無法取得預期的振盪頻率。
上述方法除外，也提出一方法，其藉由使用電阻器及開關，改變三角波產生器電路的輸出阻抗，以改變振盪器頻率。但是，根據此方法，當在積體電路之內形成三角波產生器電路時，振盪頻率可能視電阻器的電阻而大幅地改變。此外，振盪頻率與電阻器的電阻成比例；因此，舉例而言，為了使振盪頻率增加數十倍，需要使用具有相稱尺寸的電阻器，導致電路尺寸增加。結果，以成本等觀點而言，此方法是不實用的。
慮及上述技術背景，而產生本發明。本發明之目的在於提供無論負載電路的耗電為何都能取得最佳電力效率之DCDC轉換器。另一目的在於提供具有寬廣的取樣頻率可變範圍之控制電路。
為了達成上述目的，將具有可變的振盪頻率範圍之三角波產生器電路應用至控制電路。
三角波產生器電路包含電流產生器電路及電容器。三角波產生器電路的振盪頻率與電容器充電及放電耗費的時間倒數成比例。亦即，振盪頻率與電流產生電路供應的電流值及電容器的電容值的倒數成比例。
根據本發明的一個實施例之包含於三角波產生器電路中的電流產生器電路包含彼此並聯連接的複數級的電流鏡。複數級的電流鏡係設置成自其輸出的輸出電流變成電流產生器電路的輸出電流。
根據相連接以構成電流鏡的電晶體的尺寸，決定每一級的電流鏡的輸出電流。此外，切換元件連接至每一個電流鏡，並且，自每一級輸出的電流之開/關狀態係由切換元件的開/關操作所控制。此處，電晶體的尺寸意指電晶體的通道寬度相對於通道長度(W/L)的比例。
因此，藉由控制連接至每一級的電流鏡的切換元件，可以改變電流產生器電路的輸出電流。此外，藉由包含在電流鏡中的電晶體的尺寸之適當組合，電流產生器電路的輸出電流具有更寬的可變範圍。
在根據本發明的一個實施例之DCDC轉換器中，電流產生器電路中相連接以構成電流鏡之切換元件被控制以致根據DCDC轉換器的輸出電流的位準而改變電流產生器電路的輸出電流，以致於振盪頻率實現PWM控制訊號的最佳取樣頻率。
本發明的一個實施例是用於DCDC轉換器的控制電路，DCDC轉換器包含三角波產生器電路，三角波產生器電路包括電容器及配置成使電容器充電及放電的電流產生器電路。電流產生器電路包含彼此並聯連接的複數個電流鏡。根據控制訊號，控制複數個電流鏡的至少其中之一的電流。藉由供應至電容器的電流的改變，以改變三角波的振盪頻率。
本發明的一個實施例是包含上述控制電路的DCDC轉換器。
本發明的另一實施例是DCDC轉換器的驅動方法，其中，控制訊號根據負載電流的位準而輸出至電流鏡的切換元件，以改變取樣頻率。
包含上述電流產生器電路的三角波產生器電路具有寬廣的可變之振盪頻率範圍；因此，藉由使用此三角波產生器電路，控制電路具有寬的取樣頻率可變範圍。此外，藉由應用此控制電路至DCDC轉換器，DCDC轉換器不論負載電路的耗電為何都能取得最佳的電力效率。
注意，在本說明書等中，除非另外指明，否則，控制電路係指具有以PWM控制方法來控制DCDC轉換器的驅動之功能的電路。
根據本發明，能夠提供無論負載電路的耗電為何都能取得最佳電力效率之DCDC轉換器。此外，能夠提供具有寬的可變取樣頻率範圍。
將參考附圖，詳述實施例。注意，本發明不限於下述說明，且習於此技藝者將容易瞭解到，在不悖離本發明的精神及範圍之下，可以作出各種改變及修改。因此，本發明不應侷限於下述實施例的說明。注意，在下述本發明的組態中，在不同圖式中，以相同代號表示相同部份及具有類似功能的部份，且不重複這些部份的說明。
電晶體是半導體元件的其中之一以及能達成電流或電壓的放大、用以控制導通或不導通之切換操作、等等。在本說明書中的電晶體包含絕緣閘極型場效電晶體(IGFET)及薄膜電晶體(TFT)。
當使用具有相反極性的電晶體時或當電流流動方向在電路操作中改變時，「源極」和「汲極」的功能有時互換。因此，在本說明書中，「源極」和「汲極」等詞可以彼此互換。
在本說明書等中，在某些情況中，將電晶體的源極和汲極的其中之一稱為「第一電極」，而源極和汲極中之另一者稱為「第二電極」。注意，在該情況中，閘極可以稱為「閘極」或「閘極電極」。
注意，在本說明書等中，「電連接」一詞包含經由具有任何電功能的物體」而連接複數個元件之情況。對於具有任何電功能的物體並無特別限定，只要可以在經由物體而連接的複數個元件之間傳送及接收電訊號即可。具有任何電功能的物體的實施例是例如電晶體等切換元件、電阻器、電感器、電容器、及具有各種不同功能的元件以及電極和佈線。
注意，在本說明書等中的節點意指能夠實現包含在電路中的元件之間的電連接之元件(例如，佈線)。因此，「A所連接的節點」意指電連接至A的佈線且被假定為具有與A相同的電位。注意，當能夠實現電連接的一或更多元件(例如，開關、電晶體、電容器、電感器、電阻器、或二極體)插入於佈線中時，連接至與A相反側上的元件的一端之佈線的一部份只要具有與A相同的電位，則此部份可以被視為「A所連接的節點」。
在本說明書等中，在電路包含包括多個結構單元或是多個元件且它們具有共同功能的情況中，(n)有時加至它們的代號以說明這些元件或結構單元共同的配置、功能、等等。此外，(1,n)有時加至它們的代號以代表具有共同功能的某些或所有元件或結構單元。
(實施例1)
在本實施例中，將參考圖1、圖2A及2B、以及圖3，說明DCDC轉換器及控制電路的結構實施例，具有寬的可變振盪頻率範圍之三角波產生器電路應用至控制電路。
圖1是方塊圖，顯示DCDC轉換器的組態。
電源120係連接至本實施例中舉例說明的DCDC轉換器100的輸入側，並且，負載電路130係連接至其輸出側。DCDC轉換器100包含控制電路110、電力轉換電路101、負載電流偵測器電路103、以及輸出電壓偵測電路105，控制電路110的輸出及電源120係連接至電力轉換電路101，負載電流偵測器電路103係連接至電力轉換電路101。
電力轉換電路101使用自電源120輸入的電力及自控制電路110輸入的PWM控制訊號，以將穩定電壓輸出至負載電路130。關於電力轉換電路101，舉例而言，使用以PWM控制訊號來控制切換電晶體以控制輸出電壓之轉換電路，例如升壓轉換器、或升壓/降壓轉換器。
輸出電壓偵測器電路150具有監視電力轉換電路101的輸出電壓以及輸出對應於輸出電壓的電位位準訊號至控制電路110中稍後說明的誤差放大器113等功能。
負載電流偵測器電路103具有偵測流經連接至DCDC轉換器100的負載電路130之電流(於下也稱為負載電流)的功能。此外，負載電流偵測器電路103輸出用於控制稍後說明的三角波產生器電路111中的電流產生器電路之控制訊號，以致於三角波產生器電路111要輸出的三角波之振盪頻率根據偵測到的負載電流而改變。
接著，將說明控制電路110的組態。類似於上述習知的控制電路，控制電路110包含三角波產生器電路111、誤差放大器113、及PWM緩衝器115。
誤差放大器113比較輸出電壓偵測器電路105的電壓位準訊號與DCDC轉換器100的所需輸出電壓的差值，以及，輸出具有對應於差值的電壓位準的輸出訊號給PWM緩衝器115。三角波產生器電路111輸出具有指定DCDC轉換器100的取樣頻率之振盪頻率的三角波給PWM緩衝器115。PWM緩衝器115比較從三角波產生器電路111輸入的三角波的電壓位準與從誤差放大器113輸入的輸入訊號的電壓位準，以及輸出PWM控制訊號給電力轉換電路101，所述PWM控制訊號具有等於三角波的振盪頻率之頻率以及具有對應於電壓位準訊號的適工作周期。
此處，在此組態中的三角波產生器電路111具有能夠輸出具有不同振盪頻率的多個三角波的功能。此外，以來負載電流偵測器電路103輸出的電流控制訊號，適當地選取振盪頻率。
接著，將詳述實現上述功能的三角波產生器電路111的組態之實例。圖2A是三角波產生器電路111的組態之方塊圖。
三角波產生器電路111包含電流產生器電路200、比較器電路151、鎖存器電路153、及電容器155。
電流產生器電路200朝向電容器155輸出順向電流或逆向電流。電容器155藉由此電流而被充電及放電，並且，連接至電容器155的陽極之節點(相當於輸出節點)的電壓隨著充電及放電而改變。
比較器電路151比較輸出節點的電壓與上限電壓VREFH及下限電壓VREFL。當輸出節點的電壓高於上限電壓VREFH或低於下限電壓VREFL時，比較器電路151輸出訊號，藉由此訊號，將連接至其的鎖存器電路153的輸出反相。
舉例而言，比較器電路151及鎖存器電路153具有圖2B中所示的組態。
比較器電路151係由二比較器(比較器161a和比較器161b)所構成。三角波產生器電路111的輸出節點係連接至比較器161a的-輸入端以及比較器161b的+輸入端。上限電壓VREFH輸入至比較器161a的+輸入端，下限電壓VREFL輸入至比較器161b的-輸入端。二比較器的輸出輸入至NAND(反及)正反器電路構成的鎖存器電路153。
此處，當電流產生器電路200輸出的電流的方向是將電容器155充電的方向時，輸出節點的電壓逐漸升高。當輸出節點的電壓超過上限電壓VREFH時，比較器161a的輸出從高位準改變至低位準，並且高位準從鎖存器電路153輸入至電流產生器電路200。藉由此電壓訊號，從電流產生器電路200輸出的電流之方向反向，並且，電流在電容器155放電的方向上流動，同時，輸出節點的電壓開始降低。然後，當輸出節點的電壓變得低於下限電壓VREFL時，比較器161b的輸出從高電位改變至低電位。因此，鎖存器電路的輸出反相至低電位，並且，從電流產生器電路200輸出的電流的方向再度在使電容器155充電的方向上反向。藉由重複此操作系列，三角波從三角波產生器電路111中被輸出。
注意，從上述操作清楚可知，隨著上限電壓VREFH與下限電壓VREFL之間的差愈大、隨著電容器155的電容愈大、以及隨著從電流產生器電路200輸出的電流量愈小，從三角波產生器電路111輸出的三角波的振盪頻率愈低。
接著，將說明電流產生器200的組態之實例。
圖3是本實施例中舉例說明的電流產生器電路200的電路圖。電流產生器電路200包含被施予電源電位的電源線VDD、以及被施予接地電位的接地電位線GND。輸入端INPUT被供予來自上述鎖存器電路153的輸出訊號。訊號線SW被供予來自負載電流偵測器電路103的控制訊號。在電流產生器電路200中產生的順向或逆向電流從輸出端OUTPUT輸出。
電流產生器電路200包含多個電晶體(電晶體201、電晶體203、電晶體205、電晶體211(0)、電晶體211(1)、電晶體213(0)、及電晶體213(1)、多個開關(開關215、開關217、開關207a、及開關207b)、以及固定電流源219。此處，電晶體201、203、及211(0)是p通道電晶體，電晶體205、213(0)、及213(1)是n通道電晶體。
電晶體203、211(0)、及211(1)係連接至電晶體201而構成電流鏡。亦即，電晶體201的閘極以及源極和汲極的其中之一彼此連接，並且，電晶體201的閘極係連接至電晶體203、211(0)、及211(1)的閘極。
舉例而言，當以Iref代表之流經電晶體201的電流(亦即，流經固定電流源219的電流)以及以Mref代表的電晶體201的尺寸時，流經連接至電晶體201以構成電流鏡且尺寸為M的電晶體之電流I等於IrefXM/Mref。因此，流經電晶體203、211(0)、及211(1)的電流係由它們的尺寸及來自固定電流源219的電流值而被獨特地決定。
流經電晶體211(1)的電流係由開關215所控制。以自上述負載電流偵測器電路103輸入的訊號，控制開關215。當開關215處於開啟時，上述電流流經電晶體211(1)，並且，當開關215處於關閉時，上述電流中斷。
此外，電晶體213(0)及213(1)係連接至電晶體205以構成電流鏡。亦即，電晶體205的閘極以及源極和汲極的其中之一彼此連接，並且，電晶體205的閘極係連接至電晶體213(0)及213(1)的閘極。
由於電晶體203和205彼此串聯連接，所以，流經電晶體203的電流及流經電晶體205的電流在數量上相等。因此，流經電晶體213(0)及213(1)的電流係由它們的尺寸及自固定電流源219供應的電流值而被獨特地決定。
流經電晶體213(1)的電流量係由開關217所控制。以類似於上述之方式，開關217的開/關狀態係由自負載電流偵測器電路103輸入的訊號所控制。
此處，在本說明書等中，對應於開關215和217之用以控制電流的開關意指藉由上述負載電流偵測器電路103輸出的訊號來控制二狀態的功能元件(電流流經電連接至開關的電晶體之狀態以及電流中斷的狀態)。因此，在此組態中，此開關與電晶體串聯連接以中斷電流；但是，組態不侷限於此，只要能夠中斷流經電晶體211(1)及213(1)的電流，即可自由地設定開關的組態、位置、等等。舉例而言，採用施加至電晶體211(1)及213(1)的閘極之電壓被控制以控制電晶體的開/關狀態的組態，以控制電流。
以來自圖2A及2B中所示的鎖存器電路153之輸出訊號，開關207a和207b被控制而交錯地開啟及關閉。舉例而言，當開關207a處於開啟及開關207b處於關閉時，流經開關207a的電流從輸出端(OUTPUT)流向三角波產生器電路111中的電容器155，亦即，在電容器155充電的方向上流動。另一方面，當開關207a處於關閉及開關207b處於開啟時，電流以與上述情況相反的方向流動，亦即，在電容器155放電的方向上流動。
此處，在本實施例中所述的電流產生器電路200中，以自負載電流偵測器電路103輸入至訊號線SW的控制訊號，改變充電至電容器155及自電容器155放電的電流量。於下將說明從電流產生器電路200輸出的電流量。
當開關207a處於開啟時在電容器155充電的方向上流動的電流量(值)(也稱為充電電流)以Ip表示。當開關215處於關閉時的值Ip等於流經電晶體211(0)的電流值Ip0。另一方面，當開關215處於開啟時的Ip是流經電晶體211(0)的電流值Ip0與流經電晶體211(1)的電流值Ip1的總合。
類似地，當開關207b處於開啟時在電容器155放電的方向上流動的電流量(值)(也稱為放電電流)以In表示。當開關217處於關閉時的值In等於流經電晶體213(0)的電流值In0。另一方面，當開關217處於開啟時的In是流經電晶體213(1)的電流值In1與In0的總合。
此處，包含連接至電晶體201或電晶體205以構成電流鏡的電晶體以及用以控制電晶體的開關且由圖3中的虛線所顯示之結構單元被稱為電流鏡(在此組態中為電流鏡210(a1)及電流鏡21b(1))。電流鏡輸出固定電流及藉由其中的開關來控制是否輸出電流。
本組態中使用的開關可以是開/關狀態受控制的任何切換元件，並且可以使用n通道電晶體、p通道電晶體、或藉由結合這些電晶體而形成的切換元件(例如，類比開關)。
藉由上述組態，根據從負載電流偵測器電路103經由訊號線SW而輸入至電流產生器電路200的控制訊號，以改變自電流產生器電路200輸出的電流值。換言之，藉由根據自DCDC轉換器100輸出的負載電流量來改變電流產生器電路200的輸出電流值，以改變自三角波產生器電路111輸出的三角波的振盪頻率。這導致控制電路110的取樣頻率改變。此處，負載電流偵測器電路103的輸出訊號較佳被設定成取樣頻率視負載電流量而為適當的。
在本實施例中，對每一個充電電流源及放電電流源設置一個電流鏡；或者，可以並聯地設置多個電流鏡。當設置多個電流鏡且它們的電流受控制時，電流產生器電路200的輸出電流之選擇範圍擴大，以致於可以更精密地設定輸出電流的值。因此，可以精細地設定控制電路110的取樣頻率。
此外，藉由使用具有各式各樣的尺寸之電晶體作為包含在電流鏡中的電晶體，電流產生器電路200的輸出電流的可變範圍可以擴大。舉例而言，當在圖3的組態中電晶體211(0)的尺寸為M且電晶體211(1)的尺寸為9xM時，藉由控制開關215的開/關狀態而輸出的電流量可以增加至10倍。考慮電流鏡的級數，根據所需的可變取樣頻率範圍，適當地設定包含於電流鏡中的電晶體的尺寸。
在本實施例中所述的組態中，在固定電流源219的電流值固定下，改變電流產生器電路200的輸出電流值。結果，即使當電流產生器電路200的輸出電流量大幅改變時，仍能確保包含於電流鏡中的電晶體總是在飽合區中操作而不改變流經電晶體的電流值；因此，電流鏡電路正常地操作。亦即，藉由此組態，電流產生器電路具有寬的可變輸出電流範圍以及穩定地操作。
使用自包含上述電流產生器電路的三角波產生器電路輸出的三角波之控制電路具有寬的可變取樣頻率範圍。此外，不論負載電路的耗電為何，包含此控制電路的DCDC轉換器都能實現最佳電力效率。
注意，本實施例可以與本說明書中所述的任何其它實施例適當地結合實施。
(實施例2)
在本實施例中，將參考圖4，說明實施例1中所述的電流產生器電路的組態之更具體的實例。注意，本實施例中所述的組態及功能與實施例1中的組態及功能具有很多的共同性；因此，對與實施例1相同的組態或功能，不重複或省略說明。
圖4顯示本實施例中舉例說明的電流產生器電路300的組態之電路圖。如同實施例1中所述的電流產生器電路200中一般，電源線VDD、接地電位線GND、及輸入端INPUT係連接至電流產生器電路300。多條訊號線SW(1至n)被供予來自負載電流偵測器電路103的控制訊號。在電流產生器電路300中所產生的順向或逆向電流係從輸出端OUTPUT輸出。
電流產生器電路300包含電晶體301、及電晶體303、以及其閘極連接至電晶體301的閘極和第二電極之電晶體311(0)。電晶體301、303、及311(0)的第一電極係連接至電源線VDD。電晶體301的第二電極係連接至電晶體305的第一電極。電晶體305的第一電極及閘極係連接至電晶體313(0)的閘極。電晶體305及313(0)的第二電極係連接至接地電位線GND。
此處，包含電晶體311(n)及電晶體315(n)的結構單元稱為電流鏡310a(n)，並且包含電晶體313(n)及電晶體317(n)的結構單元稱為電流鏡310b(n)。電流產生器電路300包含彼此並聯連接的n級電流鏡310a(1至n)以及彼此並聯連接的n級電流鏡310b(1至n)。此外，n個反相器321(1至n)係設置成對應於這些電流鏡。此處，n是1或更大的自然數。
在電流鏡310a(n)中，電晶體311(n)的第一電極係連接至電源線VDD，其第二電極係連接至電晶體315(n)的第一電極，並且其閘極係連接至電晶體301的閘極和第二電極。電晶體311(0)及多個電晶體315(1至n)的第二電極係連接至電晶體307a的第一電極。此外，在電流鏡310b(n)中，電晶體313(n)的第二電極係連接至接地電位線GND，其第一電極係連接至電晶體305的閘極和第一電極。電晶體313(0)的第一電極及多個電晶體317(1至n)係連接至電晶體307b的第二電極。
電晶體317(n)的閘極係連接至n條訊號線的其中之一(訊號線SW(n))及經由反相器321(n)而被電連接至電晶體315(n)的閘極。
電晶體307a的第二電極係連接至電晶體307b的第一電極，並且，它們之間的節點對應於輸出電流產生器電路300的輸出電流之輸出端OUTPUT。此外，電晶體307a和307b的閘極係連接至輸入端INPUT。
此處，電晶體301、電晶體303、電晶體307a、電晶體311(0)、多個電晶體311(1至n)、及多個電晶體315(1至n)是p通道電晶體。電晶體305、電晶體307b、電晶體313(0)、多個電晶體313(1至n)、及多個電晶體317(1至n)是n通道電晶體。
流經電晶體311(0)及多個電晶體311(1至n)中的每一個電晶體之電流與電晶體301的尺寸相對於它們的尺寸之比例成正比並且與流經電晶體301的電流(亦即從固定電流源319供應的電流)成比例。流經電晶體315(n)的電流之開/關狀態，亦即，流經電流鏡310a(n)的電流係由電晶體315(n)所控制。
由於電晶體303及305彼此串聯連接，所以，流經電晶體303的所有電流流經電晶體305。此外，基於如上的相同理由，流經電晶體311(0)及多個電晶體313(1至n)中的每一個電晶體之電流與電晶體305的尺寸相對於它們的尺寸之比例成正比並且與流經電晶體301的電流(亦即從固定電流源319供應的電流)成比例。流經電晶體313(n)的電流之開/關狀態，亦即，流經電流鏡310b(n)的電流係由電晶體317(n)所控制。
多條訊號線SW(1至n)被供予自實施例1中所述的負載電流偵測器電路103輸出的控制訊號。當輸入至訊號線SW(n)的控制訊號是高位準訊號時，電晶體317(n)及電晶體315(n)被開啟，以致於對應於如上所述的電晶體的尺寸之電流流經電流鏡310a(n)及電流鏡310b(n)。另一方面，當控制訊號是低位準訊號時，電晶體317(n)及電晶體315(n)被關閉，以致於來自電流鏡的電流中斷。在高位準控制訊號輸入及電流流經的狀態下，流至輸出端OUTPUT的電流是來自複數個電流鏡的電流之總合。依此方式，藉由輸入至多條訊號線SW(1至n)的控制訊號，從多個選擇中選取來自電流產生器電路300的輸出電流。
隨著並聯連接的電流鏡的級數愈大，電流產生器電路300輸出的電流值的選擇數目增加。同時，當級的數目增加時，例如負載電流偵測器電路103等週邊電路的尺寸與電流產生器電路300的尺寸有點增加。基於此理由，考慮這些電路的尺寸、所需的取樣頻率的可變範圍及可變級數、等等，適當地決定電流鏡的級的數目。
此外，藉由適當地調整電晶體311(0)、多個電晶體311(1至n)、電晶體313(0)、及多個電晶體313(1至n)之尺寸，電流產生器電路300具有更寬的輸出電流可變範圍。舉例而言，在n是2及電晶體311(0)的尺寸是M0、電晶體311(1)的尺寸是9xM0、以及電晶體311(2)的尺寸是9xM0的情況中，電流產生器電路的輸出電流具有最大高達100倍的可變範圍。
此處，由於電晶體311(0)和313(0)的尺寸決定電流產生器電路300的輸出電流的最小值，所以，考慮三角波產生器電路的其它設計參數、所需的取樣頻率之可變範圍、等等，根據可能的最小負載電流而適當地設定它們。
在本實施例中舉例說明的電流產生器電路300僅由電晶體所構成，並因而在尺寸上比例如具有藉由切換電阻器而使輸出電流可變的組態之電路還小。
在本實施例中舉例說明的電流產生器電路300中，在自固定電流源319供應的電流值是固定之下，改變來自電流產生器電路300的輸出電流的值。結果，即使當電流產生器電路300的輸出電流的可變範圍加寬時，確保包含於電流鏡中的電晶體總是在飽合區中操作，而未改變流經電晶體的電流值；因此，電流鏡電路正常地操作。亦即，藉由此組態，電流產生器電路具有寬的輸出電流可變範圍。
使用自包含上述電流產生器電路的三角波產生器電路輸出的三角波之控制電路具有寬的取樣頻率可變範圍。此外，無論負載電路的耗電為何，包含此控制電路的DCDC轉換器可以實現最佳的電力效率。
注意，本實施例可以與本說明書中所述的任何其它實施例適當地結合實施。
(實施例3)
在本實施例中，將參考圖5，說明與實施例2中所述的電流產生器電路的組態不同之電流產生器電路的組態實施例。注意，本實施例中所述的組態及功能與上述實施例中的組態及功能具有很多的共同性；因此，對與上述實施例相同的組態或功能，不重複或省略說明。
圖5顯示本實施例中舉例說明的電流產生器電路400的組態之電路圖。如同上述實施例中所述的電流產生器電路中一般，電源線VDD、接地電位線GND、及輸入端INPUT係連接至電流產生器電路400。多條訊號線SW(1至n)被供予來自負載電流偵測器電路103的控制訊號。在電流產生器電路400中產生的順向或逆向電流係從輸出端OUTPUT輸出。
電流產生器電路400包含電晶體401、及電晶體403、以及其閘極連接至電晶體401的閘極和第二電極之電晶體411(0)。電晶體401、403、及411(0)的第一電極係連接至電源線VDD。電晶體401的第二電極係連接至固定電流源419。電晶體403的第二電極連接至電晶體405的第一電極。電晶體405的閘極及第一電極係連接至電晶體413(0)的閘極。電晶體405及413(0)的第二電極係連接至接地電位線GND。
此處，包含電晶體411(n)、電晶體415(n)、及電晶體416(n)的結構單元稱為電流鏡410a(n)，並且包含電晶體413(n)、電晶體417(n)、及電晶體418(n)的結構單元稱為電流鏡410b(n)。電流產生器電路400包含彼此並聯連接的n級電流鏡410a(1至n)以及彼此並聯連接的n級電流鏡410b(1至n)。此外，n個反相器421(1至n)及n個反相器422(1至n)係設置成對應於這些電流鏡。此處，n是1或更大的自然數。
在電流鏡410a(n)中，電晶體415(n)的第一電極係連接至電晶體401的閘極和第二電極，其第二電極係連接至電晶體411(n)的閘極和電晶體416(n)的第二電極。電晶體416(n)及411(n)的第一電極係連接至電源線VDD。電晶體411(0)及多個電晶體411(1至n)的第二電極係連接至電晶體407a的第一電極。此外，在電流鏡410b(n)中，電晶體417(n)的第一電極係連接至電晶體405的閘極和第一電極，並且，其第二電極係連接至電晶體413(n)的閘極及電晶體418(n)的第一電極。電晶體418(n)及413(n)的第二電極係連接至接地電位線GND。電晶體413(0)及多個電晶體413(1至n)的第一電極係連接至電晶體407b的第二電極。
電晶體418(n)的閘極係連接至n條訊號線的其中之一(訊號線SW(n))，並且，電晶體415(n)的閘極經由反相器422(n)而被電連接至電晶體417(n)、以及經由反相器421(n)而被電連接至電晶體416(n)。
電晶體407a的第二電極係連接至電晶體407b的第一電極，並且，它們之間的節點對應於輸出電流產生器電路400的輸出電流之輸出端OUTPUT。此外，電晶體407a和407b的閘極係連接至輸入端INPUT。
此處，電晶體401、電晶體403、電晶體407a、電晶體411(0)、多個電晶體411(1至n)、多個電晶體415(1至n)、及多個電晶體416(1至n)是p通道電晶體。電晶體405、電晶體407b、電晶體413(0)、多個電晶體413(1至n)、多個電晶體417(1至n)、及多個電晶體418(1至n)是n通道電晶體。
在電流鏡410a(n)中，電晶體416(n)的閘極被供予訊號，此訊號的位準藉由反相器421(a)而被反相而與供應至電晶體415(n)的閘極的訊號之位準反相。亦即，當電晶體415(n)處於開啟時，電晶體416(n)處於關閉；而當電晶體415(n)處於關閉時，電晶體416(n)處於開啟。
當電晶體415(n)處於開啟時，電晶體411(n)的閘極被供予連接至電晶體401的閘極和第二電極之節點的電壓，並且，實現電晶體401與電晶體411(n)的電流鏡連接。因此，電晶體411(n)被供予對應於電晶體411(n)的尺寸之電流。另一方面，當電晶體416(n)處於開啟時，電晶體411(n)因為電源電壓輸入至電晶體411(n)而被關閉，並且，來自電流鏡410a(n)的電流被中斷。
此外，在電流鏡410b(n)中，電晶體417(n)的閘極被供予訊號，此訊號的位準經由反相器422(a)而與供應至電晶體418(n)的閘極的訊號之位準反相。亦即，當電晶體417(n)處於開啟時，電晶體418(n)處於關閉；而當電晶體417(n)關閉時，電晶體418(n)處於開啟。
當電晶體417(n)開啟時，電晶體413(n)的閘極被供予連接至電晶體405的閘極和第一電極之節點的電壓，並且，實現電晶體405與電晶體413(n)的電流鏡連接。因此，電晶體413(n)被供予對應於電晶體413(n)的尺寸之電流。另一方面，當電晶體418(n)處於開啟時，電晶體413(n)因為接地電壓輸入至電晶體413(n)而被關閉，並且，來自電流鏡410b(n)的電流被中斷。
多條訊號線SW被供予自實施例1中所述的負載電流偵測器電路103輸出的控制訊號。當輸入至訊號線SW(n)的控制訊號是高位準訊號時，電晶體418(n)及電晶體416(n)處於開啟且電晶體415(n)及電晶體417(n)處於關閉，以致於來自二電流鏡(電流鏡410a(n)及410b(n))的電流被中斷。另一方面，當控制訊號是低位準訊號時，電晶體418(n)及416(n)處於關閉且電晶體415(n)及417(n)處於開啟，以致於來自二電流鏡(電流鏡410a(n)及410b(n))的電流流動。
如上所述，來自每一個電流鏡的電流可以由輸入至訊號線SW的控制訊號適當地中斷。因此，電流產生器電路400的輸出電流可以根據控制訊號而改變。
在本實施例中所述的組態中，包含於電流鏡中的電晶體的數目大於實施例2的組態中的數目。舉例而言，藉由此組態，當電晶體本身的開啟電阻的不利效應在低電流驅動時無法被忽視時，可以抑制此不利效應。換言之，藉由採用控制電晶體未設置成串聯連接成構成電流鏡的電晶體之組態，例如本實施例中所述的電流產生器電路400的組態，則可以消除電晶體的開啟狀態電流的不利效應，以及實現更低的電流驅動。
使用自包含上述電流產生器電路的三角波產生器電路輸出的三角波之控制電路具有寬的取樣頻率可變範圍。此外，無論負載電路的耗電為何，包含此控制電路的DCDC轉換器可以實現最佳的電力效率。
注意，本實施例可以與本說明書中所述的任何其它實施例適當地結合實施。
本申請案係根據2010年9月30日向日本專利局申請的日本專利申請序號2010-222036，其內容於此一併列入參考。
10．．．直流轉直流轉換器
11．．．切換電晶體
13．．．電感器
15．．．二極體
17．．．電容器
19a．．．電阻器
19b．．．電阻器
20．．．控制電路
21．．．三角波產生器電路
23．．．誤差放大器
25．．．脈衝寬度調變緩衝器
100．．．直流轉直流轉換器
101．．．電力轉換電路
103．．．負載電流偵測器電路
105．．．輸出電壓偵測器電路
110．．．控制電路
111．．．三角波產生器電路
113．．．誤差放大器
115．．．脈衝寬度調變緩衝器
120．．．電源
130．．．負載電路
151．．．比較器電路
153．．．鎖存器電路
155．．．電容器
161a．．．比較器
161b．．．比較器
200．．．電流產生器電路
201．．．電晶體
203．．．電晶體
205．．．電晶體
207a．．．開關
207b．．．開關
210a(1)．．．電流鏡
210b(1)．．．電流鏡
211(0)．．．電晶體
211(1)．．．電晶體
213(0)．．．電晶體
213(1)．．．電晶體
215．．．開關
217．．．開關
219．．．固定電流源
300．．．電流產生器電路
301．．．電晶體
303．．．電晶體
305．．．電晶體
307a．．．電晶體
307b．．．電晶體
310a(1)．．．電流鏡
310a(2)．．．電流鏡
310a(n)．．．電流鏡
310b(0)．．．電流鏡
310b(1)．．．電流鏡
310b(2)．．．電流鏡
310b(n)．．．電流鏡
311(0)．．．電晶體
311(1)．．．電晶體
311(2)．．．電晶體
311(n)．．．電晶體
313(0)．．．電晶體
313(1)．．．電晶體
313(2)．．．電晶體
313(n)．．．電晶體
317(1)．．．電晶體
317(2)．．．電晶體
317(n)．．．電晶體
319．．．固定電流源
321(1)．．．反相器
321(2)．．．反相器
321(n)．．．反相器
400．．．電流產生器電路
401．．．電晶體
403．．．電晶體
405．．．電晶體
407a．．．電晶體
407b．．．電晶體
410a(1)．．．電流鏡
410a(n)‧‧‧電流鏡
410b(1)‧‧‧電流鏡
410b(n)‧‧‧電流鏡
411(0)‧‧‧電晶體
411(1)‧‧‧電晶體
411(n)‧‧‧電晶體
413(0)‧‧‧電晶體
413(1)‧‧‧電晶體
413(n)‧‧‧電晶體
415(1)‧‧‧電晶體
415(n)‧‧‧電晶體
416(1)‧‧‧電晶體
416(n)‧‧‧電晶體
417(1)‧‧‧電晶體
417(n)‧‧‧電晶體
418(1)‧‧‧電晶體
418(n)‧‧‧電晶體
419‧‧‧固定電流源
421(1)‧‧‧反相器
421(n)‧‧‧反相器
422(1)‧‧‧反相器
422(n)‧‧‧反相器
在附圖中：
圖1是方塊圖，顯示本發明的一個實施例；
圖2A及2B是方塊圖及電路圖，顯示本發明的一個實施例；
圖3是電路圖，顯示本發明的一個實施例；
圖4是電路圖，顯示本發明的一個實施例；
圖5是電路圖，顯示本發明的一個實施例；
圖6是電路圖，顯示先前技術；以及
圖7是示意圖，用於說明先前技術的輸入及輸出訊號。
200．．．電流產生器電路
201．．．電晶體
203．．．電晶體
205．．．電晶體
207a．．．開關
207b．．．開關
210a(1)．．．電流鏡
210b(1)．．．電流鏡
211(0)．．．電晶體
211(1)．．．電晶體
213(0)．．．電晶體
213(1)．．．電晶體
215．．．開關
217．．．開關
219．．．固定電流源

Claims (10)

  1. 一種控制電路，包括：三角波產生器電路，包含電容器及組構成使該電容器充電及放電的電流產生器電路，其中，該電流產生器電路包含彼此並聯電連接的電流鏡，其中，根據控制訊號而控制該等電流鏡的至少其中之一的電流，其中，自該三角波產生器電路輸出的三角波的振盪頻率係組構成依供應至該電容器之電流的改變而改變，其中，該等電流鏡各自包括第一電晶體及第二電晶體，並且其中，該第二電晶體係組構成依據該控制訊號或該控制訊號的反向訊號而將電位供應至該第一電晶體的閘極。
  2. 一種控制電路，包括：三角波產生器電路，包含電容器及組構成使該電容器充電及放電的電流產生器電路，其中，該電流產生器電路包含彼此並聯電連接的電流鏡，其中，根據控制訊號而控制該等電流鏡的至少其中之一的電流，其中，自該三角波產生器電路輸出的三角波的振盪頻率係組構成依供應至該電容器之電流的改變而改變，其中，該三角波的該振盪頻率與該電容器充電及放電 的時間的倒數成比例，其中，該等電流鏡各自包括第一電晶體及第二電晶體，並且其中，該第二電晶體係組構成依據該控制訊號或該控制訊號的反向訊號而將電位供應至該第一電晶體的閘極。
  3. 如申請專利範圍第1或2項之控制電路，其中，根據流經組構成電連接至直流轉直流(DCDC)轉換器的負載電路之負載電流，該控制訊號係從負載電流偵測器電路輸出。
  4. 如申請專利範圍第1或2項之控制電路，其中，該控制訊號係組構成經由電連接至該等電流鏡的該至少其中之一的一切換元件而被供應。
  5. 如申請專利範圍第1或2項之控制電路，其中，該等電流鏡的其中之一電流鏡的電晶體的通道寬度對通道長度的比例不同於該等電流鏡中之另一電流鏡的電晶體的通道寬度對通道長度的比例。
  6. 如申請專利範圍第1或2項之控制電路，其中，該等電流鏡包括n通道電晶體及p通道電晶體。
  7. 一種直流轉直流(DCDC)轉換器，包括如申請專利範圍第1或2項之控制電路。
  8. 一種直流轉直流(DCDC)轉換器的驅動方法，包括步驟：根據負載電流的位準，供應控制訊號至電連接至電流鏡的切換元件，藉以改變取樣頻率， 其中，該等電流鏡各自包括第一電晶體及第二電晶體，並且其中，該第二電晶體係組構成依據該控制訊號或該控制訊號的反向訊號而將電位供應至該第一電晶體的閘極。
  9. 一種直流轉直流(DCDC)轉換器的驅動方法，包括步驟：根據負載電流的位準，供應控制訊號至電連接至電流鏡的切換元件，藉以改變取樣頻率，該取樣頻率是自包括該電流鏡的三角波產生器電路輸出之三角波的振盪頻率，其中，該等電流鏡各自包括第一電晶體及第二電晶體，並且其中，該第二電晶體係組構成依據該控制訊號或該控制訊號的反向訊號而將電位供應至該第一電晶體的閘極。
  10. 如申請專利範圍第8或9項之直流轉直流(DCDC)轉換器的驅動方法，又包括步驟：偵測該負載電流的位準。
TW100135014A 2010-09-30 2011-09-28 控制電路、直流轉直流（ｄｃｄｃ）轉換器及驅動方法 TWI540818B (zh)

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2010222036 2010-09-30

Publications (2)

Publication Number Publication Date
TW201233016A TW201233016A (en) 2012-08-01
TWI540818B true TWI540818B (zh) 2016-07-01

Family

ID=45889242

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
TW100135014A TWI540818B (zh) 2010-09-30 2011-09-28 控制電路、直流轉直流（ｄｃｄｃ）轉換器及驅動方法

Country Status (4)

Country Link
US (1) US9543933B2 (zh)
JP (2) JP5883603B2 (zh)
KR (1) KR101947365B1 (zh)
TW (1) TWI540818B (zh)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
TWI696334B (zh) * 2017-11-08 2020-06-11 聯發科技股份有限公司 電源調變器、調變電源電路及其控制方法

Families Citing this family (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP2795794A4 (en) 2011-12-23 2015-10-21 Intel Corp DEVICE AND SYSTEM FOR GENERATING A SIGNAL WITH PHASE ANGLE CONFIGURATION
CN102655706B (zh) * 2012-05-04 2015-03-11 成都芯源系统有限公司 发光元件驱动器及其控制电路和控制方法
JP6209975B2 (ja) * 2014-01-21 2017-10-11 富士通株式会社 カレントミラー回路、チャージポンプ回路およびｐｌｌ回路
US9661695B1 (en) * 2015-11-12 2017-05-23 Hong Kong Applied Science and Technology Research Institute Company Limited Low-headroom constant current source for high-current applications
KR102500806B1 (ko) * 2016-08-30 2023-02-17 삼성전자주식회사 전류 제어 회로 및 이를 포함하는 바이어스 생성기
KR102477829B1 (ko) 2019-04-12 2022-12-15 삼성전자 주식회사 인쇄 회로 기판을 포함하는 컨버터 및 상기 컨버터를 포함하는 전력 변환 모듈
WO2021085486A1 (ja) * 2019-10-30 2021-05-06 アース製薬株式会社 加熱蒸散装置及びスイッチ構造
US20240072651A1 (en) * 2022-08-25 2024-02-29 Apple Inc. Power supply noise reduction by current cancellation circuit

Family Cites Families (22)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH0348506A (ja) * 1989-04-19 1991-03-01 Nec Corp 電流可変回路
US5767736A (en) * 1995-11-27 1998-06-16 Lucent Technologies Inc. Charge pump having high switching speed and low switching noise
JPH10248238A (ja) 1997-03-03 1998-09-14 Matsushita Electric Ind Co Ltd Ｄｃ−ｄｃコンバータ
JPH1141914A (ja) 1997-07-22 1999-02-12 Matsushita Electric Ind Co Ltd Ｄｃ−ｄｃコンバータ
JP2000013204A (ja) * 1998-06-18 2000-01-14 Fujitsu Ltd 遅延回路及び該遅延回路を用いた発振回路
JP3659084B2 (ja) 1999-10-05 2005-06-15 富士電機デバイステクノロジー株式会社 スイッチング電源装置
US6628109B2 (en) * 2000-06-26 2003-09-30 Texas Instruments Incorporated Integrated low ripple, high frequency power efficient hysteretic controller for dc-dc converters
US6448752B1 (en) 2000-11-21 2002-09-10 Rohm Co., Ltd. Switching regulator
JP2002341959A (ja) * 2001-05-15 2002-11-29 Rohm Co Ltd クロック信号発生方法及び装置
US6700365B2 (en) 2001-12-10 2004-03-02 Intersil Americas Inc. Programmable current-sensing circuit providing discrete step temperature compensation for DC-DC converter
JP2003298394A (ja) 2002-04-05 2003-10-17 Fujitsu Ltd 相互コンダクタンス型増幅回路、相互コンダクタンス型フィルタ回路及びフィルタ処理方法
US7400121B2 (en) * 2002-08-06 2008-07-15 Texas Instruments Incorporated Soft-start system for voltage regulator and method of implementing soft-start
JP4403359B2 (ja) 2003-02-12 2010-01-27 富士電機デバイステクノロジー株式会社 スイッチングレギュレータ
JP4461813B2 (ja) 2003-02-28 2010-05-12 ヤマハ株式会社 パルス幅変調増幅器
JP4835009B2 (ja) 2005-03-15 2011-12-14 ミツミ電機株式会社 発振回路及び発振制御方法
JP4758306B2 (ja) * 2006-09-06 2011-08-24 點晶科技股▲分▼有限公司 オートレンジカレントミラー回路
JP4629648B2 (ja) * 2006-11-28 2011-02-09 ザインエレクトロニクス株式会社 コンパレータ方式ｄｃ−ｄｃコンバータ
JP5055083B2 (ja) 2007-10-19 2012-10-24 日立コンピュータ機器株式会社 デジタル制御電源装置
US7898825B2 (en) * 2008-03-24 2011-03-01 Akros Silicon, Inc. Adaptive ramp compensation for current mode-DC-DC converters
TWI387192B (zh) * 2009-09-09 2013-02-21 Anpec Electronics Corp 用來降低直流轉換器之能量損失的方法與相關控制裝置及直流轉換器
TWI512997B (zh) 2009-09-24 2015-12-11 Semiconductor Energy Lab 半導體裝置，電源電路，和半導體裝置的製造方法
KR101728185B1 (ko) 2009-10-28 2017-04-18 가부시키가이샤 한도오따이 에네루기 켄큐쇼 Ｐｗｍ 리미터 회로

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
TWI696334B (zh) * 2017-11-08 2020-06-11 聯發科技股份有限公司 電源調變器、調變電源電路及其控制方法

Also Published As

Publication number Publication date
JP2016119700A (ja) 2016-06-30
JP5883603B2 (ja) 2016-03-15
KR101947365B1 (ko) 2019-04-25
US9543933B2 (en) 2017-01-10
US20120081091A1 (en) 2012-04-05
TW201233016A (en) 2012-08-01
JP2012095524A (ja) 2012-05-17
KR20120033998A (ko) 2012-04-09

Similar Documents

Publication Publication Date Title
TWI540818B (zh) 控制電路、直流轉直流（ｄｃｄｃ）轉換器及驅動方法
JP5214221B2 (ja) チャージポンプ回路ならびにその制御回路および制御方法
KR100927882B1 (ko) Ｄｃ-ｄｃ 컨버터 및 ｄｃ-ｄｃ 컨버터의 제어 방법
US7847621B2 (en) Control circuit and control method for charge pump circuit
US8248046B2 (en) DC-DC converter for pulse frequency modulation control and power supply system
JP5877074B2 (ja) コンパレータ、それを用いたオシレータ、ｄｃ／ｄｃコンバータの制御回路、ｄｃ／ｄｃコンバータ、電子機器
US7388422B2 (en) Charge pump circuit for high side drive circuit and driver driving voltage circuit
JP2007043861A (ja) 電源装置及びこれを用いた電気機器
JP2009146130A (ja) ドロッパ型レギュレータ
JP2006320042A (ja) 昇圧コンバータ
JP5214220B2 (ja) パルス変調器およびそれを利用したチャージポンプ回路、スイッチングレギュレータならびにそれらの制御回路
JP2013090512A (ja) ランプ信号生成回路及びランプ信号調整回路
JP5214219B2 (ja) チャージポンプ回路ならびにその制御回路
JP2008060492A (ja) 発光素子駆動装置
KR102076991B1 (ko) 차지 펌프 장치
US10122258B2 (en) DC-DC converter with pull-up or pull-down current and associated control method
US7218538B2 (en) Power source device
KR20190108785A (ko) 전원 변환기, 스위칭 소자 구동 장치 및 부하 구동 장치
CN112511002B (zh) Dc-dc转换器和dc-dc开关模式电源及其方法
JP5290565B2 (ja) チャージポンプ回路ならびにその制御回路
JP4739901B2 (ja) スイッチング電源装置およびその制御回路、ならびにそれを用いた電子機器
CN110663164B (zh) 具有多个功率模式的功率转换器预驱动器系统
JP4310982B2 (ja) 非絶縁型降圧コンバータおよびそれを用いた電子装置
JP2009055751A (ja) Ｄｃ／ｄｃコンバータ及びこれを用いた電子機器
JP5039372B2 (ja) スイッチング電源の制御回路およびそれを利用した電源装置ならびに電子機器

Legal Events

Date Code Title Description
MM4A Annulment or lapse of patent due to non-payment of fees