JP2009055751A - Ｄｃ／ｄｃコンバータ及びこれを用いた電子機器 - Google Patents

Abstract

【課題】本発明は、低入力電圧に対応し、かつ、負荷の軽重に関わらず、高効率と低ノイズ特性を実現することが可能な昇圧ＤＣ／ＤＣコンバータを提供することを目的とする。
【解決手段】本発明に係るＤＣ／ＤＣコンバータは、低入力・低電流設計の基準電源回路Ａ、発振回路Ｂと；高精度設計の基準電源回路Ｃ、発振回路Ｄと；基準電源回路Ａの出力と出力帰還電圧を受けてＰＦＭ信号を生成するＰＦＭ回路Ｅと；基準電源回路Ｃの出力、発振回路Ｄの出力、出力帰還電圧を受けてＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ回路Ｇと；発振回路Ｂの出力、ＰＦＭ信号、ＰＷＭ信号のいずれか一に基づいて、トランジスタＮ１を駆動する制御回路Ｆと；出力電圧ＶＯＵＴの電圧レベルと負荷の重さに応じて、Ａ、Ｂ、Ｃ、Ｄ、Ｅ、Ｇの駆動／非駆動を切り替え、制御回路ＦにおけるトランジスタＮ１のスイッチング駆動モードを切り替える切替回路Ｈと；を有する構成とされている。
【選択図】図１

Description

本発明は、入力電圧を昇圧して所望の出力電圧を生成するＤＣ／ＤＣコンバータ、及びこれを用いた電子機器に関するものである。

近年、携帯電話端末やデジタルスチルカメラなど、電池を電源とする携帯型の電子機器が種々実用化されており、これらに搭載される昇圧型のＤＣ／ＤＣコンバータには、電子機器の長時間駆動を実現すべく、低入力電圧（１．５［Ｖ］程度）への対応や変換効率の向上が要求されている。

なお、上記に関連する従来技術の一例として、特許文献１〜３を挙げることができる。
特開２００７−１５９３７５号公報 特開２００１−２５１８４９号公報 特開平１１−１８４１９号公報

しかしながら、低入力電圧に対応した上で、さらに、軽負荷時と重負荷時の特性（高効率、低ノイズ特性）を全て満足することは、非常に困難であった。

例えば、低入力電圧に応じた回路設計を行った場合、ダイナミックレンジ等の制約で、回路の性能向上を図ることが難しかった。

また、軽負荷時の変換効率を高めるために、回路を低電流設計にすると、スイッチングノイズ等の影響を受けやすくなり、特性劣化の原因となっていた。

また、低電圧駆動が可能な他のシステム（チャージポンプ回路など）から高電圧の供給を受けることを前提として、ＤＣ／ＤＣコンバータを設計した場合には、システムの規模増大とコストアップが招かれていた。

本発明は、上記の問題点に鑑み、低入力電圧に対応し、かつ、負荷の軽重に関わらず、高効率と低ノイズ特性を実現することが可能な昇圧型のＤＣ／ＤＣコンバータ、及び、これを用いた電子機器を提供することを目的とする。

上記目的を達成するために、本発明に係るＤＣ／ＤＣコンバータは、パワートランジスタをスイッチング駆動することにより、入力電圧を昇圧して所望の出力電圧を生成するＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、低入力駆動が可能で、低電流設計の第１基準電源回路及び第１発振回路と；高精度設計の第２基準電源回路及び第２発振回路と；第１基準電源回路で生成される基準電圧と、前記出力電圧に応じた帰還電圧の入力を受けて、パルス周波数変調信号を生成するＰＦＭ回路と；第２基準電源回路で生成される基準電圧、第２発振回路で生成されるクロック信号、及び、前記出力電圧に応じた帰還電圧の入力を受けて、パルス幅変調信号を生成するＰＷＭ回路と；第１発振回路で生成されるクロック信号、前記ＰＦＭ回路で生成されるパルス周波数変調信号、及び、前記ＰＷＭ回路で生成されるパルス幅変調信号のいずれか一に基づいて、前記パワートランジスタのスイッチング駆動信号を生成する制御回路と；前記出力電圧の電圧レベルと負荷の重さに応じて、第１基準電源回路、第１発振回路、第２基準電源回路、第２発振回路、前記ＰＦＭ回路、及び、前記ＰＷＭ回路の駆動状態と非駆動状態を適宜切り替えることにより、前記制御回路における前記パワートランジスタのスイッチング駆動モードを切り替える切替回路と；を有して成る構成（第１の構成）とされている。

なお、上記第１の構成から成るＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、前記切替回路は、前記出力電圧が所定値に達していないと判断したときには、負荷の軽重に依らず、第１基準電源回路と第１発振回路を駆動状態とする一方、第２基準電源回路、第２発振回路、前記ＰＦＭ回路、及び、前記ＰＷＭ回路をいずれも非駆動状態とすることにより、第１発振回路で生成されるクロック信号が前記制御回路に入力されるようにし、前記出力電圧が所定値に達しており、かつ、負荷が軽いと判断したときには、第１基準電源回路と前記ＰＦＭ回路を駆動状態とする一方、第１発振回路、第２基準電源回路、第２発振回路、及び、前記ＰＷＭ回路をいずれも非駆動状態とすることにより、前記ＰＦＭ回路で生成されるパルス周波数変調信号が前記制御回路に入力されるようにし、前記出力電圧が所定値に達しており、かつ、負荷が重いと判断したときには、第２基準電源回路、第２発振回路、及び、前記ＰＷＭ回路を駆動状態とする一方、第１基準電源回路、第１発振回路、及び、前記ＰＦＭ回路をいずれも非駆動状態とすることにより、前記ＰＷＭ回路で生成されるパルス幅変調信号が前記制御回路に入力されるようにする構成（第２の構成）にするとよい。

また、本発明に係る電子機器は、上記第１または第２の構成から成るＤＣ／ＤＣコンバータと、前記ＤＣ／ＤＣコンバータに前記入力電圧を供給する電池と、前記ＤＣ／ＤＣコンバータで生成される前記出力電圧を駆動電圧とする負荷と、を有して成る構成（第３の構成）とされている。

本発明によれば、シンプルなシステムでありながら、低入力電圧に対応し、かつ、負荷の軽重に関わらず、昇圧型のＤＣ／ＤＣコンバータにとって重要な特性である高効率と低ノイズ特性（低リップル特性）を実現することが可能となる。

以下では、電池を電源とする携帯型の電子機器（携帯電話端末やデジタルスチルカメラなど）に搭載されるＤＣ／ＤＣコンバータに本発明を適用した場合を例に挙げて、詳細な説明を行う。

図１は、本発明に係るＤＣ／ＤＣコンバータの一実施形態を示すブロック図である。

本図に示すように、本実施形態のＤＣ／ＤＣコンバータは、第１基準電源回路Ａと、第１発振回路Ｂと、第２基準電源回路Ｃと、第２発振回路Ｄと、ＰＦＭ［Pulse Frequency Modulation］回路Ｅと、制御回路Ｆと、ＰＷＭ［Pulse Width Modulation］回路Ｇと、切替回路Ｈと、Ｎチャネル型電界効果トランジスタＮ１と、コイルＬ１と、ダイオードＤ１と、抵抗Ｒ１及びＲ２と、コンデンサＣ１と、を有して成る。

第１基準電源回路Ａは、入力電圧（電池電圧）ＶＢＡＴを受けて駆動するものであり、低入力駆動が可能で、かつ、低電流設計とされている。具体的に述べると、第１基準電源回路Ａは、１．５［Ｖ］程度の低い入力電圧ＶＢＡＴで駆動することが可能な構成とされており、また、その回路電流は、数［μＡ］〜数十［μＡ］に抑えられている。

第１発振回路Ｂは、入力電圧ＶＢＡＴを受けて駆動するものであり、第１基準電源回路Ａと同様、低入力駆動が可能で、かつ、低電流設計とされている。具体的に述べると、第１発振回路Ｂは、１．５［Ｖ］程度の低い入力電圧ＶＢＡＴで駆動することが可能な構成とされており、また、その回路電流は、数［μＡ］〜数十［μＡ］に抑えられている。なお、第１発振回路Ｂは、第１基準電源回路Ａで生成される基準電圧に基づいて、発振動作を行う構成とされている。

第２基準電源回路Ｃは、入力電圧ＶＢＡＴ或いは出力電圧ＶＯＵＴのいずれかを受けて駆動するものであり、第１基準電源回路Ａと異なり、高精度設計とされている。具体的に述べると、第２基準電源回路Ｃは、第１基準電源回路Ａよりも、生成される基準電圧の高精度化やダイナミックレンジの広域化、低ノイズ特性を実現すべく、３［Ｖ］程度の高い入力電圧ＶＢＡＴ或いは出力電圧ＶＯＵＴの供給を受けて駆動する構成とされており、また、その回路電流は、数十［μＡ］〜数［ｍＡ］に設計されている。

第２発振回路Ｄは、入力電圧ＶＢＡＴ或いは出力電圧ＶＯＵＴのいずれかを受けて駆動するものであり、第２基準電源回路Ｃと同様、高精度設計とされている。具体的に述べると、第２発振回路Ｄは、第１発振回路Ｂよりも、生成されるクロック信号の高精度化やダイナミックレンジの広域化、低ノイズ特性を実現すべく、３［Ｖ］程度の高い入力電圧ＶＢＡＴ或いは出力電圧ＶＯＵＴの供給を受けて駆動する構成とされており、また、その回路電流は、数十［μＡ］〜数［ｍＡ］に設計されている。なお、第２発振回路Ｄは、第２基準電源回路Ｃで生成される基準電圧に基づいて、発振動作を行う構成とされている。

ＰＦＭ回路Ｅは、出力電圧ＶＯＵＴを受けて駆動するものであり、第１基準電源回路Ａで生成される基準電圧と、出力電圧ＶＯＵＴに応じた帰還電圧（抵抗Ｒ１、Ｒ２の接続ノードから引き出される出力電圧ＶＯＵＴの分圧電圧）の入力を受けて、パルス周波数変調信号を生成する手段である。

制御回路Ｆは、出力電圧ＶＯＵＴを受けて駆動するものであり、第１発振回路Ｂで生成されるクロック信号、ＰＦＭ回路Ｅで生成されるパルス周波数変調信号、及び、ＰＷＭ回路Ｇで生成されるパルス幅変調信号のいずれか一に基づいて、パワートランジスタＮ１のスイッチング駆動信号を生成する手段である。

ＰＷＭ回路Ｇは、出力電圧ＶＯＵＴを受けて駆動するものであり、第２基準電源回路Ｃで生成される基準電圧、第２発振回路Ｄで生成されるクロック信号、及び、出力電圧ＶＯＵＴに応じた帰還電圧（抵抗Ｒ１、Ｒ２の接続ノードから引き出される出力電圧ＶＯＵＴの分圧電圧）の入力を受けて、パルス幅変調信号を生成する手段である。

切替回路Ｈは、入力電圧ＶＢＡＴを受けて駆動するものであり、出力電圧ＶＯＵＴの電圧レベルと負荷の重さに応じて、第１基準電源回路Ａ、第１発振回路Ｂ、第２基準電源回路Ｃ、第２発振回路Ｄ、ＰＦＭ回路Ｅ、及び、ＰＷＭ回路Ｇの駆動状態と非駆動状態を適宜切り替えることにより、制御回路ＦにおけるトランジスタＮ１のスイッチング駆動モードを切り替える手段である。切替回路Ｈの制御信号線は、図１中の破線で示されている。また、切替回路Ｈは、負荷の軽重に応じた切替信号ＳＷに基づいて、負荷の重さを判断する構成とされているが、この切替信号ＳＷについては、不図示のマイコンから負荷に与えられる動作モード切替信号（スタンバイモードへの移行指示信号）を流用してもよいし、或いは、負荷電流をモニタして別途生成しても構わない。なお、切替回路Ｈの動作については、後ほど詳述する。

トランジスタＮ１のゲートは、制御回路Ｆの出力端に接続されている。トランジスタＮ１のドレインは、コイルＬ１の一端とダイオードＤ１のアノードに各々接続されている。コイルＬ１の他端は、入力電圧ＶＢＡＴの印加端に接続されている。ダイオードＤ１のカソードは、負荷に接続されている。トランジスタＮ１のソースは、接地端に接続されている。コンデンサＣ１の一端は、ダイオードＤ１のカソードに接続されている。コンデンサＣ１の他端は、接地端に接続されている。抵抗Ｒ１及びＲ２は、コンデンサＣ１の一端と接地端との間に直列接続されており、互いの接続ノードは、ＰＦＭ回路Ｅ及びＰＷＭ回路Ｇの帰還入力端に各々接続されている。

なお、図１では明示されていないが、本発明に係る電子機器（例えば、ディジタルスチルカメラ）は、ＤＣ／ＤＣコンバータに入力電圧ＶＢＡＴを供給する電池（例えば、リチウムイオン電池）と、ＤＣ／ＤＣコンバータで生成される出力電圧ＶＯＵＴを駆動電圧とする負荷（例えば、重負荷となるレンズドライバ駆動や、軽負荷となるサブマイコンのスタンバイ状態及びアイドル状態）と、を有して成る。

上記構成から成るＤＣ／ＤＣコンバータの基本動作（直流／直流変換動作）について、詳細な説明を行う。

トランジスタＮ１は、制御回路Ｆの出力信号（スイッチング駆動信号）に応じてスイッチング駆動される出力パワートランジスタである。

トランジスタＮ１がオン状態にされると、コイルＬ１にはトランジスタＮ１を介して接地端に向けたスイッチ電流が流れ、その電気エネルギが蓄えられる。なお、トランジスタＮ１のオン期間において、すでにコンデンサＣ１に電荷が蓄積されていた場合、負荷にはコンデンサＣ１からの電流が流れることになる。また、このとき、ダイオードＤ１のアノード電位は、トランジスタＮ１を介して、ほぼ接地電位まで低下するため、ダイオードＤ１は逆バイアス状態となり、コンデンサＣ１からトランジスタＮ１に向けて電流が流れ込むことはない。

一方、トランジスタＮ１がオフ状態にされると、コイルＬ１に発生した逆起電圧によって、そこに蓄積されていた電気エネルギが放出される。このとき、ダイオードＤ１は順バイアス状態となるため、ダイオードＤ１を介して流れる電流は、負荷に流れ込むと共に、コンデンサＣ１を介して接地端にも流れ込み、コンデンサＣ１を充電することになる。上記した動作が繰り返されることによって、負荷には、コンデンサＣ１によって昇圧され、かつ、平滑された直流出力が供給される。

このように、本実施形態のＤＣ／ＤＣコンバータは、トランジスタＮ１のオン／オフ制御によってエネルギ貯蔵素子であるコイルＬ１を駆動することにより、入力電圧ＶＢＡＴを昇圧して所望の出力電圧ＶＯＵＴを生成するチョッパ型の昇圧回路として機能する。

次に、上記構成から成るＤＣ／ＤＣコンバータの動作（特に、切替回路Ｈの動作）について詳細な説明を行う。

図２は、ＤＣ／ＤＣコンバータの一動作例（低入力、軽負荷時）を示すタイミングチャートであり、上から順に、入力電圧ＶＢＡＴ、出力電圧ＶＯＵＴ、各回路Ａ〜Ｈの出力がそれぞれ示されている。

時刻ｔ１１において、入力電圧ＶＢＡＴが立ち上げられると、出力電圧ＶＯＵＴとしては、入力電圧ＶＢＡＴからコイルＬ１を介してダイオードＤ１の順方向降下電圧Ｖｆ分だけ低い電圧が現れる。

時刻ｔ１１〜ｔ１２（コンデンサＣ１が充電され、出力電圧ＶＯＵＴが安定となるまでに必要な時間）には、トランジスタＮ１のスイッチング駆動が禁止される。これにより、コンデンサＣ１に対する突入電流を軽減することが可能となる。

時刻ｔ１２において、切替回路Ｈは、出力電圧ＶＯＵＴをモニタし、出力電圧ＶＯＵＴが所定値Ｖｔｈ（例えば３．２［Ｖ］）に達していないと判断したときには、負荷の軽重に依らず、第１基準電源回路Ａと第１発振回路Ｂを駆動状態とする一方、第２基準電源回路Ｃ、第２発振回路Ｄ、ＰＦＭ回路Ｅ、及び、ＰＷＭ回路Ｇをいずれも非駆動状態とすることにより、第１発振回路Ｂで生成されるクロック信号が制御回路Ｆに入力されるようにする。これにより、出力帰還制御を行うことなく、一定のデューティでトランジスタＮ１がスイッチング駆動され、出力電圧ＶＯＵＴの昇圧動作が開始される。その結果、出力電圧ＶＯＵＴは、これを自己電源とする回路群（第２基準電源回路Ｃ、第２発振回路Ｄ、ＰＦＭ回路Ｅ、制御回路Ｆ、ＰＷＭ回路Ｇ）が駆動し得る電圧レベルまで高められる。

なお、第１基準電源回路Ａと第１発振回路Ｂは、先述したように、いずれも低入力駆動が可能であるため、入力電圧ＶＢＡＴが低く、ＤＣ／ＤＣコンバータの起動時に出力電圧ＶＯＵＴが所定値Ｖｔｈに達していない場合であっても、何ら支障なく出力電圧ＶＯＵＴの昇圧動作を開始することが可能である。また、時刻ｔ１２〜ｔ１３における予備的な昇圧動作には、クロック信号の精度が要求されないため、第２発振回路Ｄに比べてクロック信号の精度が劣る第１発振回路Ｂを用いても、特段の問題が生じることはない。

その後も、切替回路Ｈは、出力電圧ＶＯＵＴのモニタを継続し、時刻ｔ１３において、出力電圧ＶＯＵＴが所定値Ｖｔｈに達しており、かつ、負荷が軽いと判断したときには、第１基準電源回路ＡとＰＦＭ回路Ｅとを駆動状態とする一方、第１発振回路Ｂ、第２基準電源回路Ｃ、第２発振回路Ｄ、及び、ＰＷＭ回路Ｇをいずれも非駆動状態とすることにより、ＰＦＭ回路Ｅで生成されるパルス周波数変調信号が制御回路Ｆに入力されるようにする。このように、時刻ｔ１３以降は、出力電圧ＶＯＵＴを自己電源としてＰＦＭ駆動が行われるが、その際に用いられる第１基準電源回路Ａは、先述したように低電流設計とされているため、軽負荷時の高効率化に寄与することが可能となる。また、ＰＦＭ駆動には、基準電圧の精度が通常、あまり要求されないため、第２基準電源回路Ｃに比べて基準電圧の精度が劣る第１基準電源回路Ａを用いても、特段の問題が生じることはない。

図３は、ＤＣ／ＤＣコンバータの一動作例（高入力、軽負荷時）を示すタイミングチャートであり、上から順に、入力電圧ＶＢＡＴ、出力電圧ＶＯＵＴ、各回路Ａ〜Ｈの出力がそれぞれ示されている。

時刻ｔ２１において、入力電圧ＶＢＡＴが立ち上げられると、出力電圧ＶＯＵＴとしては、入力電圧ＶＢＡＴからコイルＬ１を介してダイオードＤ１の順方向降下電圧Ｖｆ分だけ低い電圧が現れる。

時刻ｔ２１〜ｔ２２（コンデンサＣ１が充電され、出力電圧ＶＯＵＴが安定となるまでに必要な時間）には、トランジスタＮ１のスイッチング駆動が禁止される。これにより、コンデンサＣ１に対する突入電流を軽減することが可能となる。

時刻ｔ２２において、切替回路Ｈは、出力電圧ＶＯＵＴをモニタし、出力電圧ＶＯＵＴが所定値Ｖｔｈに達しており、かつ、負荷が軽いと判断したときには、第１基準電源回路ＡとＰＦＭ回路Ｅとを駆動状態とする一方、第１発振回路Ｂ、第２基準電源回路Ｃ、第２発振回路Ｄ、及び、ＰＷＭ回路Ｇをいずれも非駆動状態とすることにより、ＰＦＭ回路Ｅで生成されるパルス周波数変調信号が制御回路Ｆに入力されるようにする。

このように、入力電圧ＶＢＡＴが十分に高ければ、第１発振回路Ｂを用いた予備的な昇圧動作を行うことなく、ＰＦＭ回路Ｅを駆動することができるので、時刻ｔ２２以降、出力電圧ＶＯＵＴを自己電源としてＰＦＭ駆動が開始される。

その際に用いられる第１基準電源回路Ａは、先述したように低電流設計とされているため、軽負荷時の高効率化に寄与することが可能となる。また、ＰＦＭ駆動には、基準電圧の精度が通常、あまり要求されないため、第２基準電源回路Ｃに比べて基準電圧の精度が劣る第１基準電源回路Ａを用いても、特段の問題が生じることはない。

図４は、ＤＣ／ＤＣコンバータの一動作例（低入力、重負荷時）を示すタイミングチャートであり、上から順に、入力電圧ＶＢＡＴ、出力電圧ＶＯＵＴ、各回路Ａ〜Ｈの出力がそれぞれ示されている。

時刻ｔ３１において、入力電圧ＶＢＡＴが立ち上げられると、出力電圧ＶＯＵＴとしては、入力電圧ＶＢＡＴからコイルＬ１を介してダイオードＤ１の順方向降下電圧Ｖｆ分だけ低い電圧が現れる。

時刻ｔ３１〜ｔ３２（コンデンサＣ１が充電され、出力電圧ＶＯＵＴが安定となるまでに必要な時間）には、トランジスタＮ１のスイッチング駆動が禁止される。これにより、コンデンサＣ１に対する突入電流を軽減することが可能となる。

時刻ｔ３２において、切替回路Ｈは、出力電圧ＶＯＵＴをモニタし、出力電圧ＶＯＵＴが所定値Ｖｔｈ（例えば３．２［Ｖ］）に達していないと判断したときには、負荷の軽重に依らず、第１基準電源回路Ａと第１発振回路Ｂを駆動状態とする一方、第２基準電源回路Ｃ、第２発振回路Ｄ、ＰＦＭ回路Ｅ、及び、ＰＷＭ回路Ｇをいずれも非駆動状態とすることにより、第１発振回路Ｂで生成されるクロック信号が制御回路Ｆに入力されるようにする。これにより、出力帰還制御を行うことなく、一定のデューティでトランジスタＮ１がスイッチング駆動され、出力電圧ＶＯＵＴの昇圧動作が開始される。その結果、出力電圧ＶＯＵＴは、これを自己電源とする回路群（第２基準電源回路Ｃ、第２発振回路Ｄ、ＰＦＭ回路Ｅ、制御回路Ｆ、ＰＷＭ回路Ｇ）が駆動し得る電圧レベルまで高められる。

なお、第１基準電源回路Ａと第１発振回路Ｂは、先述したように、いずれも低入力駆動が可能であるため、入力電圧ＶＢＡＴが低く、ＤＣ／ＤＣコンバータの起動時に出力電圧ＶＯＵＴが所定値Ｖｔｈに達していない場合であっても、何ら支障なく出力電圧ＶＯＵＴの昇圧動作を開始することが可能である。また、時刻ｔ１２〜ｔ１３における予備的な昇圧動作には、クロック信号の精度が要求されないため、第２発振回路Ｄに比べてクロック信号の精度が劣る第１発振回路Ｂを用いても、特段の問題が生じることはない。

その後も、切替回路Ｈは、出力電圧ＶＯＵＴのモニタを継続し、時刻ｔ３３において、出力電圧ＶＯＵＴが所定値Ｖｔｈに達しており、かつ、負荷が重いと判断したときには、第２基準電源回路Ｃ、第２発振回路Ｄ、及び、ＰＷＭ回路Ｇを駆動状態とする一方、第１基準電源回路Ａ、第１発振回路Ｂ、及び、ＰＦＭ回路Ｅをいずれも非駆動状態とすることにより、ＰＷＭ回路Ｇで生成されるパルス幅変調信号が制御回路Ｆに入力されるようにする。このように、時刻ｔ３３以降は、出力電圧ＶＯＵＴを自己電源としてＰＷＭ駆動が行われるが、その際に用いられる第２基準電源回路Ｃと第２発振回路Ｄは、先述したように高精度設計とされているため、優れた低ノイズ特性を実現することが可能となる。また、重負荷時には、ＤＣ／ＤＣコンバータの効率を考える上で、ＰＷＭ回路Ｇの回路電流（数百［ｍＡ］）が支配的となるため、第１基準電源回路Ａや第１発振回路Ｂに比べて回路電流の大きい第２基準電源回路Ｃや第２発振回路Ｄを用いても、効率には殆ど影響がない。

図５は、ＤＣ／ＤＣコンバータの一動作例（高入力、重負荷時）を示すタイミングチャートであり、上から順に、入力電圧ＶＢＡＴ、出力電圧ＶＯＵＴ、各回路Ａ〜Ｈの出力がそれぞれ示されている。

時刻ｔ４１において、入力電圧ＶＢＡＴが立ち上げられると、出力電圧ＶＯＵＴとしては、入力電圧ＶＢＡＴからコイルＬ１を介してダイオードＤ１の順方向降下電圧Ｖｆ分だけ低い電圧が現れる。

時刻ｔ４１〜ｔ４２（コンデンサＣ１が充電され、出力電圧ＶＯＵＴが安定となるまでに必要な時間）には、トランジスタＮ１のスイッチング駆動が禁止される。これにより、コンデンサＣ１に対する突入電流を軽減することが可能となる。

時刻ｔ４２において、切替回路Ｈは、出力電圧ＶＯＵＴをモニタし、出力電圧ＶＯＵＴが所定値Ｖｔｈに達しており、かつ、負荷が重いと判断したときには、第２基準電源回路Ｃ、第２発振回路Ｄ、及び、ＰＷＭ回路Ｇを駆動状態とする一方、第１基準電源回路Ａ、第１発振回路Ｂ、及び、ＰＦＭ回路Ｅをいずれも非駆動状態とすることにより、ＰＷＭ回路Ｇで生成されるパルス幅変調信号が制御回路Ｆに入力されるようにする。

このように、入力電圧ＶＢＡＴが十分に高ければ、第１発振回路Ｂを用いた予備的な昇圧動作を行うことなく、ＰＷＭ回路Ｇを駆動することができるので、時刻ｔ４２以降、出力電圧ＶＯＵＴを自己電源としてＰＷＭ駆動が開始される。

その際に用いられる第２基準電源回路Ｃ及び第２発振回路Ｄは、先述したように高精度設計とされているため、優れた低ノイズ特性を実現することが可能となる。また、重負荷時には、ＤＣ／ＤＣコンバータの効率を考える上で、ＰＷＭ回路Ｇの回路電流（数百［ｍＡ］）が支配的となるため、第１基準電源回路Ａや第１発振回路Ｂに比べて回路電流の大きい第２基準電源回路Ｃや第２発振回路Ｄを用いても、効率には殆ど影響がない。

なお、上記の実施形態では、電池を電源とする携帯型の電子機器（携帯電話端末やデジタルスチルカメラなど）に搭載されるＤＣ／ＤＣコンバータに本発明を適用した場合を例に挙げて説明を行ったが、本発明の適用対象はこれに限定されるものではなく、その他の電子機器に搭載されるＤＣ／ＤＣコンバータにも広く適用することが可能である。

また、本発明の構成は、上記実施形態のほか、発明の主旨を逸脱しない範囲で種々の変更を加えることが可能である。

本発明は、携帯電話端末やデジタルスチルカメラなど、電池を電源とする携帯型の電子機器に搭載されるＤＣ／ＤＣコンバータに好適な技術である。

は、本発明に係る昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータの一実施形態を示すブロック図である。 は、ＤＣ／ＤＣコンバータの一動作例（低入力、軽負荷時）を示すタイミングチャートである。 は、ＤＣ／ＤＣコンバータの一動作例（高入力、軽負荷時）を示すタイミングチャートである。 は、ＤＣ／ＤＣコンバータの一動作例（低入力、重負荷時）を示すタイミングチャートである。 は、ＤＣ／ＤＣコンバータの一動作例（高入力、重負荷時）を示すタイミングチャートである。

符号の説明

Ａ 第１基準電源回路（低入力駆動、低電流設計）
Ｂ 第１発振回路（低入力駆動、低電流設計）
Ｃ 第２基準電源回路（高精度設計）
Ｄ 第２発振回路（高精度設計）
Ｅ ＰＦＭ回路
Ｆ 制御回路
Ｇ ＰＷＭ回路
Ｈ 切替回路
Ｎ１ Ｎチャネル型電界効果トランジスタ
Ｒ１、Ｒ２ 抵抗
Ｌ１ コイル
Ｄ１ ダイオード
Ｃ１ コンデンサ

Claims (3)

1. パワートランジスタをスイッチング駆動することにより、入力電圧を昇圧して所望の出力電圧を生成するＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
   低入力駆動が可能で、低電流設計の第１基準電源回路及び第１発振回路と；
   高精度設計の第２基準電源回路及び第２発振回路と；
   第１基準電源回路で生成される基準電圧と、前記出力電圧に応じた帰還電圧の入力を受けて、パルス周波数変調信号を生成するＰＦＭ回路と；
   第２基準電源回路で生成される基準電圧、第２発振回路で生成されるクロック信号、及び、前記出力電圧に応じた帰還電圧の入力を受けて、パルス幅変調信号を生成するＰＷＭ回路と；
   第１発振回路で生成されるクロック信号、前記ＰＦＭ回路で生成されるパルス周波数変調信号、及び、前記ＰＷＭ回路で生成されるパルス幅変調信号のいずれか一に基づいて、前記パワートランジスタのスイッチング駆動信号を生成する制御回路と；
   前記出力電圧の電圧レベルと負荷の重さに応じて、第１基準電源回路、第１発振回路、第２基準電源回路、第２発振回路、前記ＰＦＭ回路、及び、前記ＰＷＭ回路の駆動状態と非駆動状態を適宜切り替えることにより、前記制御回路における前記パワートランジスタのスイッチング駆動モードを切り替える切替回路と；
   を有して成ることを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
2. 前記切替回路は、
   前記出力電圧が所定値に達していないと判断したときには、負荷の軽重に依らず、第１基準電源回路と第１発振回路を駆動状態とする一方、第２基準電源回路、第２発振回路、前記ＰＦＭ回路、及び、前記ＰＷＭ回路をいずれも非駆動状態とすることにより、第１発振回路で生成されるクロック信号が前記制御回路に入力されるようにし、
   前記出力電圧が所定値に達しており、かつ、負荷が軽いと判断したときには、第１基準電源回路と前記ＰＦＭ回路を駆動状態とする一方、第１発振回路、第２基準電源回路、第２発振回路、及び、前記ＰＷＭ回路をいずれも非駆動状態とすることにより、前記ＰＦＭ回路で生成されるパルス周波数変調信号が前記制御回路に入力されるようにし、
   前記出力電圧が所定値に達しており、かつ、負荷が重いと判断したときには、第２基準電源回路、第２発振回路、及び、前記ＰＷＭ回路を駆動状態とする一方、第１基準電源回路、第１発振回路、及び、前記ＰＦＭ回路をいずれも非駆動状態とすることにより、前記ＰＷＭ回路で生成されるパルス幅変調信号が前記制御回路に入力されるようにすることを特徴とする請求項１に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
3. 請求項１または請求項２に記載のＤＣ／ＤＣコンバータと、前記ＤＣ／ＤＣコンバータに前記入力電圧を供給する電池と、前記ＤＣ／ＤＣコンバータで生成される前記出力電圧を駆動電圧とする負荷と、を有して成ることを特徴とする電子機器。

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