JP5951358B2 - 充電制御回路および充電回路 - Google Patents

Description

本発明は、充電制御回路および充電回路に関する。

近年、携帯音楽プレーヤなど、二次電池を備えた携帯電子機器の充電システムとして、ＵＳＢ（Universal Serial Bus）インターフェースを介して充電を行うものが広く採用されている。例えば、特許文献１では、ＵＳＢ電源などの電源から供給される電力を、ＤＣ−ＤＣコンバータを用いてリチウムイオン二次電池などの二次電池を充電するための電力に変換して、定電流充電または定電圧充電を行う充電回路が開示されている。

特開２０１１−６２０２２号公報

ところで、より高い電源電圧を必要とするデジタルビデオカメラなどの電子機器には、２セルのリチウムイオン二次電池（例えば満充電電圧８．４Ｖ）を備えるものがある。しかしながら、特許文献１の充電回路では、降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータが用いられているため、約５ＶのＵＳＢ電源電圧から２セルのリチウムイオン二次電池を充電するための電圧（例えば８．４Ｖ）を生成することができない。

前述した課題を解決する主たる本発明は、入力電源から供給される電力を、二次電池を充電するための電力に変換して出力する充電回路の充電制御回路であって、前記二次電池の電圧を前記入力電源の電圧に応じた第１比較電圧と比較する第１コンパレータ回路と、前記二次電池の電圧を、前記第１比較電圧より高く、かつ、前記入力電源の電圧より所定電圧だけ高い第２比較電圧と比較する第２コンパレータ回路と、前記入力電源に接続され、昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータのインダクタに入力電流を供給する第１トランジスタと、前記第１トランジスタを制御する第１制御回路と、前記昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの昇圧動作を制御する第２制御回路と、を有し、前記第２制御回路は、前記二次電池の電圧に応じた帰還電圧と、二次電池の満充電電圧に応じた基準電圧および前記入力電流に応じた電流制限電圧のうち低い方の電圧との誤差を増幅して誤差信号を生成する誤差増幅器と、傾斜波を出力する発振回路と、前記誤差信号と前記傾斜波とを比較してパルス幅変調信号を生成するパルス幅変調コンパレータと、前記パルス幅変調信号に基づいて、前記インダクタに流れるインダクタ電流を増加させる第２トランジスタと前記インダクタ電流を減少させる第３トランジスタとを制御する出力回路と、を含み、前記二次電池の電圧が前記第１比較電圧以上の場合には、前記第１制御回路は、前記第１トランジスタをオンし、前記出力回路は、前記第２トランジスタと前記第３トランジスタとを相補的にスイッチングして、前記昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータに昇圧動作をさせ、前記発振回路は、前記二次電池の電圧が前記第２比較電圧未満のときには、前記二次電池の電圧が前記第２比較電圧以上のときよりも前記傾斜波の傾きを急峻にし、前記二次電池の電圧が前記第１比較電圧未満の場合には、前記第１制御回路は、前記入力電流が所定値となるように前記第１トランジスタを制御し、前記出力回路は、前記第２トランジスタをオフするとともに、前記第３トランジスタをオンすることを特徴とする充電制御回路である。

また、前述した課題を解決するその他の主たる本発明は、入力電源から供給される電力を、二次電池を充電するための電力に変換して出力する充電回路の充電制御回路であって、前記二次電池の電圧を前記入力電源の電圧に応じた第１比較電圧と比較する第１コンパレータ回路と、前記二次電池の電圧を、前記第１比較電圧より高く、かつ、前記入力電源の電圧より所定電圧だけ高い第２比較電圧と比較する第２コンパレータ回路と、前記入力電源に接続され、昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータのインダクタに入力電流を供給する第１トランジスタと、前記第１トランジスタを制御する第１制御回路と、前記昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの昇圧動作を制御する第２制御回路と、を有し、前記二次電池の電圧が前記第１比較電圧以上の場合には、前記第１制御回路は、前記第１トランジスタをオンし、前記第２制御回路は、前記二次電池の電圧が前記第２比較電圧以上のときには、前記インダクタに流れるインダクタ電流を増加させる第２トランジスタと前記インダクタ電流を減少させる第３トランジスタとを相補的にスイッチングして、前記昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータに昇圧動作をさせ、前記二次電池の電圧が前記第２比較電圧未満のときには、前記第３トランジスタをオフし、前記第２トランジスタのみをスイッチングして、前記昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータに昇圧動作をさせ、前記二次電池の電圧が前記第１比較電圧未満の場合には、前記第１制御回路は、前記入力電流が所定値となるように前記第１トランジスタを制御し、前記第２制御回路は、前記第２トランジスタをオフするとともに、前記第３トランジスタをオンすることを特徴とする充電制御回路である。

本発明の他の特徴については、添付図面及び本明細書の記載により明らかとなる。

本発明によれば、満充電電圧が入力電圧より高い二次電池を充電するための電圧を生成することができる。

本発明の第１実施形態における充電回路の構成を示す回路ブロック図である。 本発明の第１実施形態におけるスイッチング制御回路の構成を示す回路ブロック図である。 本発明の第２実施形態における充電回路の構成を示す回路ブロック図である。 本発明の第２実施形態におけるスイッチング制御回路の構成を示す回路ブロック図である。 本発明の第１実施形態において、昇圧モードでＶｏｕｔ≒Ｖｉｎの場合の端子２３の電圧Ｖｓｗ、出力電圧Ｖｏｕｔ、および出力電流Ｉｏｕｔの一例を示す図である。 本発明の第２実施形態において、昇圧モードでＶｉｎ≦Ｖｏｕｔ＜Ｖｉｎ＋Ｖａの場合の端子２３の電圧Ｖｓｗ、出力電圧Ｖｏｕｔ、および出力電流Ｉｏｕｔの一例を示す図である。 スイッチング制御回路の他の構成例を示す回路ブロック図である。

本明細書および添付図面の記載により、少なくとも以下の事項が明らかとなる。

＜第１実施形態＞
＝＝＝充電回路の構成＝＝＝
以下、図１を参照して、本発明の第１の実施形態における充電回路の構成について説明する。

図１に示されている充電回路は、入力電源から供給される電力（入力電圧Ｖｉｎ）を、二次電池ＢＴを充電するための電力（出力電圧Ｖｏｕｔ）に変換して出力する回路であり、充電制御回路１ａ、コンデンサＣ１、Ｃ２、およびインダクタＬを含んで構成されている。ここで、二次電池ＢＴの満充電電圧は入力電圧Ｖｉｎより高く、一例として、入力電源はＵＳＢ電源であり、入力電圧Ｖｉｎは約５Ｖ（４．７５Ｖないし５．２５Ｖ）であり、二次電池ＢＴは２セルのリチウムイオン二次電池であり、その満充電電圧は８．４Ｖであるものとする。

充電制御回路１ａは、コンパレータ回路１１、電流検出回路１２、電流制御回路１３、スイッチング制御回路１４ａ、およびトランジスタＭ１ないしＭ３を含み、端子２１ないし２５を備えた集積回路として構成されている。なお、以下においては、一例として、トランジスタＭ１ないしＭ３がいずれもＮＭＯＳ（N-channel Metal-Oxide Semiconductor：Ｎチャネル金属酸化膜半導体）トランジスタである場合について説明する。

端子２１は、入力電源が接続される入力端子であり、端子２４は、二次電池ＢＴが接続される出力端子である。また、コンパレータ回路１１（第１コンパレータ回路）の非反転入力は、入力端子２１に接続されて入力電圧Ｖｉｎが印加され、反転入力は、出力端子２４に接続されて出力電圧Ｖｏｕｔが印加されている。そして、コンパレータ回路１１から出力される比較結果信号ＣＰ１は、電流制御回路１３（第１制御回路）およびスイッチング制御回路１４ａ（第２制御回路）に入力されている。

トランジスタＭ１（第１トランジスタ）のドレインは、入力端子２１に接続されて入力電圧Ｖｉｎが印加され、ソースは、端子２２に接続されている。また、電流制御回路１３には、電流検出回路１２から検出信号Ｉｓｎが入力され、電流制御回路１３から出力される制御信号Ｓ１は、トランジスタＭ１のゲートに入力されている。さらに、電流制御回路１３からスイッチング制御回路１４ａには、電流制限信号ＬＩＭが入力されている。

コンデンサＣ１、Ｃ２、インダクタＬ、およびトランジスタＭ２、Ｍ３は、昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータを構成する。なお、トランジスタＭ２およびＭ３を外付け部品としてもよい。

入力側コンデンサＣ１の一端は、インダクタＬの一端に接続され、当該接続点は、端子２２を介してトランジスタＭ１のソースに接続されている。また、コンデンサＣ１の他端は、接地され、インダクタＬの他端は、端子２３に接続されている。

トランジスタＭ２（第２トランジスタ）のドレインは、トランジスタＭ３（第３トランジスタ）のソースに接続され、当該接続点は、端子２３を介してインダクタＬの他端に接続されている。また、トランジスタＭ２のソースは、端子２５を介して接地され、トランジスタＭ３のドレインは、出力端子２４に接続されている。さらに、出力側コンデンサＣ２の一端は、出力端子２４を介してトランジスタＭ３のドレインに接続され、他端は、接地されている。そして、スイッチング制御回路１４ａには、出力端子２４の電圧（出力電圧Ｖｏｕｔ）が入力され、スイッチング制御回路１４ａから出力される制御信号Ｓ２およびＳ３は、それぞれトランジスタＭ２およびＭ３のゲートに入力されている。

＝＝＝スイッチング制御回路の構成＝＝＝
以下、図２を参照して、本実施形態におけるスイッチング制御回路の構成について説明する。

図２に示されているスイッチング制御回路１４ａは、エラーアンプ（誤差増幅器）１４１、発振回路１４２、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation：パルス幅変調）コンパレータ１４３、出力回路１４４、および抵抗Ｒ１、Ｒ２を含んで構成されている。

抵抗Ｒ１およびＲ２は、直列に接続されている。また、抵抗Ｒ１の一端には、出力電圧Ｖｏｕｔが印加され、抵抗Ｒ２の一端は、接地されている。

エラーアンプ１４１は、１つの反転入力と２つの非反転入力とを備えている。また、エラーアンプ１４１の反転入力には、出力電圧Ｖｏｕｔを抵抗Ｒ１およびＲ２で分圧した帰還電圧Ｖｆｂが印加され、第１の非反転入力には、基準電圧Ｖｒｅｆが印加され、第２の非反転入力には、電流制限信号ＬＩＭが入力されている。そして、エラーアンプ１４１からは、誤差信号ＥＲが出力されている。

発振回路１４２からは、三角波ＴＷが出力されている。また、ＰＷＭコンパレータ１４３の非反転入力には、誤差信号ＥＲが入力され、反転入力には、三角波ＴＷが入力され、ＰＷＭコンパレータ１４３からは、ＰＷＭ信号が出力されている。そして、出力回路１４４には、ＰＷＭ信号および比較結果信号ＣＰ１が入力され、出力回路１４４からは、制御信号Ｓ２およびＳ３が出力されている。なお、発振回路１４２からＰＷＭコンパレータ１４３の反転入力には、三角波ＴＷに代えて、のこぎり波（鋸歯状波）など、他の傾斜波（ランプ波）が入力されていてもよい。

＝＝＝充電回路の動作＝＝＝
以下、本実施形態における充電回路の動作について説明する。

コンパレータ回路１１は、二次電池ＢＴの電圧（出力電圧Ｖｏｕｔ）を入力電源の電圧（入力電圧Ｖｉｎ）と比較し、比較結果信号ＣＰ１は、Ｖｏｕｔ＜Ｖｉｎの場合にハイ・レベルとなる。そして、充電制御回路１ａは、比較結果信号ＣＰ１に応じて動作モードを切り替える。

まず、比較結果信号ＣＰ１がハイ・レベル（Ｖｏｕｔ＜Ｖｉｎ）の場合の動作について説明する。以下、この場合の動作モードを定電流モードと称する。

電圧が入力電源の電圧（例えば５Ｖ）未満の二次電池ＢＴが出力端子２４に接続された状態で、入力電源が入力端子２１に接続されると、入力電源からの電力供給が開始され、充電制御回路１ａが起動する。このとき、Ｖｏｕｔ＜Ｖｉｎとなるため、充電制御回路１ａの動作モードは、ハイ・レベルの比較結果信号ＣＰ１によって定電流モードとなる。

充電制御回路１ａが定電流モードで起動すると、まず、電流制御回路１３は、トランジスタＭ１をオフし、スイッチング制御回路１４ａの出力回路１４１は、トランジスタＭ２をオフするとともに、トランジスタＭ３をオンする。これにより、コンデンサＣ１は、インダクタＬおよびトランジスタＭ３を介して二次電池ＢＴに接続され、二次電池ＢＴの電圧まで充電される。すなわち、端子２２の電圧Ｖｉｎｐ＝Ｖｏｕｔとなる。なお、二次電池ＢＴが完全に放電されている場合でも、コンデンサＣ１が充電されないものの、Ｖｉｎｐ＝Ｖｏｕｔとなる。

電流制御回路１３は、コンデンサＣ１が二次電池ＢＴの電圧まで充電され、Ｖｉｎｐ＝Ｖｏｕｔとなった後に、トランジスタＭ１に流れる入力電流Ｉｉｎが所定値（例えば１００ｍＡ程度）となるようにトランジスタＭ１を制御する。

より具体的には、電流検出回路１２は、電流検出抵抗やカレントミラー回路などを用いて入力電流Ｉｉｎに応じた検出信号Ｉｓｎを出力し、電流制御回路１３は、検出信号Ｉｓｎに基づいて、入力電流Ｉｉｎが所定値となるように制御信号Ｓ１を出力する。そして、当該所定値に制御された入力電流Ｉｉｎを、インダクタＬおよびトランジスタＭ３を介して出力端子２４から出力し、二次電池ＢＴを定電流充電する。

このように、定電流モードでは、起動時に、まず、Ｖｉｎｐ＝ＶｏｕｔとなるまでコンデンサＣ１を充電するため、その後、トランジスタＭ１の定電流制御を開始して、入力電流Ｉｉｎが流れ始めても、トランジスタＭ１のソース電圧が大きく変動することはない。これにより、入力電流Ｉｉｎが流れ始めた直後にコンデンサＣ１が充電されて、トランジスタＭ１のソース電圧が急激に変動するのを防止している。

なお、Ｖｉｎｐ＝Ｖｏｕｔとなったことを検出する回路を設けてもよいが、これに代えて、コンデンサＣ１を０Ｖから出力電圧Ｖｏｕｔ（または、定電流モードにおける出力電圧Ｖｏｕｔの最大値である入力電圧Ｖｉｎ）まで充電するのに十分な所定時間が経過した後にトランジスタＭ１の定電流制御を開始するようにしてもよい。

次に、比較結果信号ＣＰ１がロー・レベル（Ｖｏｕｔ≧Ｖｉｎ）の場合の動作について説明する。以下、この場合の動作モードを昇圧モードと称する。

電圧が入力電源の電圧（例えば５Ｖ）以上の二次電池ＢＴが出力端子２４に接続された状態で、入力電源が入力端子２１に接続されると、入力電源からの電力供給が開始され、充電制御回路１ａが起動する。このとき、Ｖｏｕｔ≧Ｖｉｎとなるため、充電制御回路１ａの動作モードは、ロー・レベルの比較結果信号ＣＰ１によって昇圧モードとなる。

充電制御回路１ａが昇圧モードで起動すると、まず、スイッチング制御回路１４ａの出力回路１４４は、トランジスタＭ２およびＭ３をオフし、電流制御回路１３は、トランジスタＭ１をオンする。これにより、コンデンサＣ１は、トランジスタＭ１を介して入力電源に接続され、トランジスタＭ１に流れる入力電流Ｉｉｎによって入力電圧Ｖｉｎまで充電される。すなわち、端子２２の電圧Ｖｉｎｐ＝Ｖｉｎとなる。

スイッチング制御回路１４ａは、コンデンサＣ１が入力電圧Ｖｉｎまで充電され、Ｖｉｎｐ＝Ｖｉｎとなった後に、トランジスタＭ２とトランジスタＭ３とを相補的にスイッチングして、昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータに昇圧動作を開始させる。

より具体的には、エラーアンプ１４１は、帰還電圧Ｖｆｂと、基準電圧Ｖｒｅｆおよび電流制限信号ＬＩＭの電圧（電流制限電圧）のうち低い方の電圧との誤差を増幅して誤差信号ＥＲを生成し、ＰＷＭコンパレータ１４３は、誤差信号ＥＲと三角波ＴＷとを比較してＰＷＭ信号を生成する。そして、出力回路１４４は、ＰＷＭ信号に基づいて制御信号Ｓ２およびＳ３を出力し、第１期間にトランジスタＭ２をオンするとともに、トランジスタＭ３をオフし、第２期間にトランジスタＭ２をオフするとともに、トランジスタＭ３をオンする。

これにより、インダクタＬは、第１期間には、トランジスタＭ２を介してグランドに接続され、インダクタ電流ＩＬが増加し、エネルギーを蓄積する。また、インダクタＬは、第２期間には、トランジスタＭ３を介して出力端子２４に接続され、インダクタ電流ＩＬが減少し、第１期間に蓄積されたエネルギーを放出する。そして、トランジスタＭ１を介してインダクタＬに入力電流Ｉｉｎを供給しつつ、第１期間と第２期間とを交互に繰り返して昇圧動作を制御する。

このように、昇圧モードでは、起動時に、まず、Ｖｉｎｐ＝ＶｉｎとなるまでコンデンサＣ１を充電し、その後、昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの昇圧動作によって入力電圧Ｖｉｎより高い出力電圧Ｖｏｕｔを生成して出力端子２４から出力する。

なお、エラーアンプ１４１の第１の非反転入力には、二次電池ＢＴの満充電電圧（例えば８．４Ｖ）に応じた基準電圧Ｖｒｅｆが印加され、第２の非反転入力には、検出信号Ｉｓｎ（入力電流Ｉｉｎ）に応じた電流制限信号ＬＩＭが入力されている。したがって、昇圧モードにおける二次電池ＢＴの充電は、出力電圧Ｖｏｕｔが満充電電圧に達する（帰還電圧Ｖｆｂが基準電圧Ｖｒｅｆに達する）までは、電流制限信号ＬＩＭに基づいて定電流充電となり、出力電圧Ｖｏｕｔが満充電電圧に達すると、基準電圧Ｖｒｅｆに基づいて定電圧充電となる。

また、Ｖｉｎｐ＝Ｖｉｎとなったことを検出する回路を設けてもよいが、これに代えて、コンデンサＣ１を０Ｖから入力電圧Ｖｉｎまで充電するのに十分な所定時間が経過した後に昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの昇圧動作を開始するようにしてもよい。

以上のように、本実施形態の充電回路は、二次電池ＢＴの電圧（出力電圧Ｖｏｕｔ）を入力電源の電圧（入力電圧Ｖｉｎ）と比較し、Ｖｏｕｔ＜Ｖｉｎの場合には、入力電流Ｉｉｎを所定値に制御しながら出力し、二次電池ＢＴを定電流充電する。また、Ｖｏｕｔ≧Ｖｉｎの場合には、入力電圧Ｖｉｎを昇圧して出力電圧Ｖｏｕｔを生成し、出力電圧Ｖｏｕｔが満充電電圧に達するまでは、二次電池ＢＴを定電流充電し、出力電圧Ｖｏｕｔが満充電電圧に達すると、二次電池ＢＴを定電圧充電する。

なお、入力電源がＵＳＢ電源である場合の入力電圧Ｖｉｎは、４．７５Ｖないし５．２５Ｖの範囲で変動し得る。また、出力電圧Ｖｏｕｔが二次電池ＢＴ以外の負荷にも供給されている場合には、当該負荷の状態によって出力電圧Ｖｏｕｔが変動しやすくなる。そのため、これらの電圧変動や、さらに比較の精度などを考慮して、コンパレータ回路１１は、出力電圧Ｖｏｕｔを入力電圧Ｖｉｎと直接比較するのではなく、入力電圧Ｖｉｎに応じた１つ以上の比較電圧（第１比較電圧）と比較するようにしてもよい。例えば、出力電圧Ｖｏｕｔが入力電圧Ｖｉｎより若干低い比較電圧以上の場合に、昇圧モードとなるようにしてもよい。

＜第２実施形態＞
＝＝＝充電回路およびスイッチング制御回路の構成＝＝＝
以下、図３および図４を参照して、本発明の第２の実施形態における充電回路およびスイッチング制御回路の構成について説明する。

図３に示されている充電回路は、第１実施形態の充電回路に対して、充電制御回路１ａの代わりに充電制御回路１ｂを含んで構成されている。また、充電制御回路１ｂは、充電制御回路１ａに対して、スイッチング制御回路１４ａの代わりにスイッチング制御回路１４ｂを含み、コンパレータ回路１５をさらに含んで構成されている。

コンパレータ回路１５（第２コンパレータ回路）の非反転入力には、入力電圧Ｖｉｎより所定電圧Ｖａだけ高い電圧Ｖｉｎ＋Ｖａ（第２比較電圧）が印加され、反転入力は、出力端子２４に接続されて出力電圧Ｖｏｕｔが印加されている。そして、図４に示すように、コンパレータ回路１５から出力される比較結果信号ＣＰ２は、スイッチング制御回路１４ｂの発振回路１４２に入力されている。なお、コンパレータ回路１１が出力電圧Ｖｏｕｔを入力電圧Ｖｉｎに応じた第１比較電圧と比較する場合、第２比較電圧は、第１比較電圧より高く、かつ、入力電圧Ｖｉｎより所定電圧Ｖａだけ高い電圧となる。

＝＝＝充電回路の動作＝＝＝
以下、図５および図６を適宜参照して、本実施形態における充電回路の動作について説明する。なお、本実施形態において、定電流モードにおける充電回路の動作は、第１実施形態の充電回路と同様である。

前述したように、第１実施形態の充電回路では、二次電池ＢＴの電圧（出力電圧Ｖｏｕｔ）と入力電源の電圧（入力電圧Ｖｉｎ）との比較結果に応じて、充電制御回路１ａの動作モードを切り替えている。したがって、定電流モードにおいて二次電池ＢＴを定電流充電して、出力電圧Ｖｏｕｔが入力電圧Ｖｉｎに達すると、昇圧モードに切り替わる。

しかしながら、定電流モードから昇圧モードに移行した直後は、Ｖｏｕｔ≒Ｖｉｎとなっているため、ＰＷＭ信号のデューティ幅が狭くなる。そのため、例えば図５に示すように、ＰＷＭ信号に基づくトランジスタＭ２およびＭ３のスイッチングが間欠的に停止してしまい、ブロッキング発振を起こしやすくなる。そして、当該ブロッキング発振が収まるには、二次電池ＢＴがさらに充電されて、Ｖｏｕｔ≒Ｖｉｎでなくなる必要があるため、この状態が暫く継続することとなる。

そこで、本実施形態では、定電流モードから昇圧モードに移行して、昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの昇圧動作を開始する際に、Ｖｏｕｔ≒Ｖｉｎの場合には、発振回路１４２から出力される三角波ＴＷの傾きを急峻にする。より具体的には、比較結果信号ＣＰ１がロー・レベルであり、かつ、比較結果信号ＣＰ２がハイ・レベルである場合、すなわち、Ｖｉｎ≦Ｖｏｕｔ＜Ｖｉｎ＋Ｖａの場合には、発振回路１４２におけるコンデンサの充電電流を増加させて、三角波ＴＷの傾きを急峻にする。これにより、例えば図６に示すように、ＰＷＭコンパレータ１４３は、より狭いデューティ幅のＰＷＭ信号を生成することができるため、ブロッキング発振を抑制することができる。

なお、昇圧モードで起動してＶｉｎｐ＝Ｖｉｎとなった後に、昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの昇圧動作を開始する際に、Ｖｏｕｔ≒Ｖｉｎの場合にも、同様に三角波ＴＷの傾きを急峻にする。

＝＝＝スイッチング制御回路の他の構成例＝＝＝
上記第２実施形態では、昇圧モードにおいてＶｉｎ≦Ｖｏｕｔ＜Ｖｉｎ＋Ｖａの間、発振回路１４２から出力される三角波ＴＷの傾きを急峻にすることによってブロッキング発振を抑制しているが、これに限定されるものではない。例えば図７に示すスイッチング制御回路１４ｃように、比較結果信号ＣＰ２を出力回路１４４に入力し、トランジスタＭ３をオフに固定することによっても、ブロッキング発振を抑制することができる。より具体的には、昇圧モードにおいてＶｉｎ≦Ｖｏｕｔ＜Ｖｉｎ＋Ｖａの間、制御信号Ｓ３をロー・レベルに固定して、トランジスタＭ３をオフし続ける。

したがって、昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータは、スイッチング制御されるトランジスタＭ２とオフに固定されるトランジスタＭ３のボディダイオードとを用いて、ダイオード整流方式の昇圧動作を行うこととなる。これにより、トランジスタＭ２がオフの間の端子２３の電圧Ｖｓｗは、出力電圧Ｖｏｕｔよりボディダイオードの順方向降下電圧（例えば０．７Ｖ程度）だけ高くなり、見かけ上Ｖｏｕｔ≒Ｖｉｎでなくなるため、ブロッキング発振を抑制することができる。

なお、昇圧モードで起動してＶｉｎｐ＝Ｖｉｎとなった後に、昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの昇圧動作を開始する際に、Ｖｏｕｔ≒Ｖｉｎの場合にも、同様にトランジスタＭ３をオフに固定する。

また、三角波ＴＷの傾きを急峻にするブロッキング発振の抑制方法（以下、方法１と称する）と、トランジスタＭ３をオフに固定するブロッキング発振の抑制方法（以下、方法２と称する）とを組み合わせて用いてもよい。ここで、ＵＳＢ２．０規格における給電能力は最大５００ｍＡであり、ＵＳＢ３．０規格における給電能力は最大９００ｍＡである。そこで、例えば、入力電流Ｉｉｎが５００ｍＡより大きい場合には、トランジスタＭ３のボディダイオードに大きな電流が流れないよう、方法１を用いることとする。そして、入力電流Ｉｉｎが５００ｍＡ以下の場合には、方法１に代えて、または方法１に追加して、方法２を用いるようにしてもよい。

前述したように、充電制御回路１ｂにおいて、二次電池ＢＴの電圧（出力電圧Ｖｏｕｔ）を入力電源の電圧（入力電圧Ｖｉｎ）と比較し、Ｖｏｕｔ＜Ｖｉｎ（定電流モード）の場合には、トランジスタＭ１に流れる入力電流Ｉｉｎを所定値に制御しながら出力し、Ｖｏｕｔ≧Ｖｉｎ（昇圧モード）の場合には、トランジスタＭ１を介して昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータのインダクタＬに入力電流Ｉｉｎを供給しつつ、トランジスタＭ２とトランジスタＭ３とを相補的にスイッチングし、入力電圧Ｖｉｎを昇圧して出力電圧Ｖｏｕｔを生成して出力することによって、満充電電圧が入力電圧Ｖｉｎより高い二次電池ＢＴを充電するための出力電圧Ｖｏｕｔを生成することができる。さらに、出力電圧Ｖｏｕｔを入力電圧Ｖｉｎより所定電圧Ｖａだけ高い電圧Ｖｉｎ＋Ｖａと比較し、Ｖｉｎ≦Ｖｏｕｔ＜Ｖｉｎ＋Ｖａの場合に、ＰＷＭコンパレータ１４３において誤差信号ＥＲと比較される三角波ＴＷの傾きを急峻にすることによって、定電流モードから昇圧モードに移行した直後など、Ｖｏｕｔ≒Ｖｉｎとなっている場合に、より狭いデューティ幅のＰＷＭ信号を生成することができ、ブロッキング発振を抑制することができる。

また、Ｖｉｎ≦Ｖｏｕｔ＜Ｖｉｎ＋Ｖａの場合に、トランジスタＭ３をオフに固定することによって、ダイオード整流方式の昇圧動作を併用して、より確実にブロッキング発振を抑制することができる。さらに、トランジスタＭ３のボディダイオードに大きな電流が流れないよう、入力電流Ｉｉｎの大きさに応じてダイオード整流方式の昇圧動作を併用してもよい。

また、前述したように、図３に示した充電回路において、定電流モード（Ｖｏｕｔ＜Ｖｉｎ）では、トランジスタＭ１に流れる入力電流Ｉｉｎを所定値に制御しながら出力して二次電池ＢＴを定電流充電し、昇圧モード（Ｖｏｕｔ≧Ｖｉｎ）では、トランジスタＭ１を介して昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータのインダクタＬに入力電流Ｉｉｎを供給しつつ、トランジスタＭ２とトランジスタＭ３とを相補的にスイッチングし、入力電圧Ｖｉｎを昇圧して出力電圧Ｖｏｕｔを生成して二次電池ＢＴを充電することによって、満充電電圧が入力電圧Ｖｉｎより高い二次電池ＢＴを充電することができる。さらに、Ｖｉｎ≦Ｖｏｕｔ＜Ｖｉｎ＋Ｖａの場合に、誤差信号ＥＲと比較される三角波ＴＷの傾きを急峻にしてより狭いデューティ幅のＰＷＭ信号を生成することによって、定電流モードから昇圧モードに移行した直後など、Ｖｏｕｔ≒Ｖｉｎとなっている場合に、ブロッキング発振を抑制することができる。

また、前述したように、充電制御回路１ｂにおいて、スイッチング制御回路１４ｂの代わりにスイッチング制御回路１４ｃを用いて、Ｖｉｎ≦Ｖｏｕｔ＜Ｖｉｎ＋Ｖａの場合に、トランジスタＭ３をオフに固定し、トランジスタＭ２のみをスイッチングすることによって、定電流モードから昇圧モードに移行した直後など、Ｖｏｕｔ≒Ｖｉｎとなっている場合に、昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータにダイオード整流方式の昇圧動作をさせ、ブロッキング発振を抑制することができる。

また、前述したように、図３に示した充電回路において、スイッチング制御回路１４ｂの代わりにスイッチング制御回路１４ｃを用いて、Ｖｉｎ≦Ｖｏｕｔ＜Ｖｉｎ＋Ｖａの場合に、トランジスタＭ３をオフに固定し、トランジスタＭ２のみをスイッチングして、昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータにダイオード整流方式の昇圧動作をさせることによって、定電流モードから昇圧モードに移行した直後など、Ｖｏｕｔ≒Ｖｉｎとなっている場合に、ブロッキング発振を抑制することができる。

なお、上記実施形態は、本発明の理解を容易にするためのものであり、本発明を限定して解釈するためのものではない。本発明は、その趣旨を逸脱することなく、変更、改良され得るとともに、本発明にはその等価物も含まれる。

１ａ、１ｂ 充電制御回路
１１、１５ コンパレータ回路
１２ 電流検出回路
１３ 電流制御回路
１４ａ〜１４ｃ スイッチング制御回路
２１〜２５ 端子
１４１ エラーアンプ（誤差増幅器）
１４２ 発振回路
１４３ ＰＷＭ（パルス幅変調）コンパレータ
１４４ 出力回路
ＢＴ 二次電池
Ｃ１、Ｃ２ コンデンサ
Ｌ インダクタ
Ｍ１〜Ｍ３ トランジスタ
Ｒ１、Ｒ２ 抵抗

Claims (5)

1. 入力電源から供給される電力を、二次電池を充電するための電力に変換して出力する充電回路の充電制御回路であって、
   前記二次電池の電圧を前記入力電源の電圧に応じた第１比較電圧と比較する第１コンパレータ回路と、
   前記二次電池の電圧を、前記第１比較電圧より高く、かつ、前記入力電源の電圧より所定電圧だけ高い第２比較電圧と比較する第２コンパレータ回路と、
   前記入力電源に接続され、昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータのインダクタに入力電流を供給する第１トランジスタと、
   前記第１トランジスタを制御する第１制御回路と、
   前記昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの昇圧動作を制御する第２制御回路と、
   を有し、
   前記第２制御回路は、
   前記二次電池の電圧に応じた帰還電圧と、二次電池の満充電電圧に応じた基準電圧および前記入力電流に応じた電流制限電圧のうち低い方の電圧との誤差を増幅して誤差信号を生成する誤差増幅器と、
   傾斜波を出力する発振回路と、
   前記誤差信号と前記傾斜波とを比較してパルス幅変調信号を生成するパルス幅変調コンパレータと、
   前記パルス幅変調信号に基づいて、前記インダクタに流れるインダクタ電流を増加させる第２トランジスタと前記インダクタ電流を減少させる第３トランジスタとを制御する出力回路と、
   を含み、
   前記二次電池の電圧が前記第１比較電圧以上の場合には、
   前記第１制御回路は、前記第１トランジスタをオンし、
   前記出力回路は、前記第２トランジスタと前記第３トランジスタとを相補的にスイッチングして、前記昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータに昇圧動作をさせ、
   前記発振回路は、前記二次電池の電圧が前記第２比較電圧未満のときには、前記二次電池の電圧が前記第２比較電圧以上のときよりも前記傾斜波の傾きを急峻にし、
   前記二次電池の電圧が前記第１比較電圧未満の場合には、
   前記第１制御回路は、前記入力電流が所定値となるように前記第１トランジスタを制御し、
   前記出力回路は、前記第２トランジスタをオフするとともに、前記第３トランジスタをオンすることを特徴とする充電制御回路。
2. 前記出力回路は、前記二次電池の電圧が前記第１比較電圧以上かつ前記第２比較電圧未満の場合には、前記第３トランジスタをオフし、前記第２トランジスタのみをスイッチングして、前記昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータに昇圧動作をさせることを特徴とする請求項１に記載の充電制御回路。
3. 入力電源から供給される電力を、二次電池を充電するための電力に変換して出力する充電回路であって、
   昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータと、
   前記二次電池の電圧を前記入力電源の電圧に応じた第１比較電圧と比較する第１コンパレータ回路と、
   前記二次電池の電圧を、前記第１比較電圧より高く、かつ、前記入力電源の電圧より所定電圧だけ高い第２比較電圧と比較する第２コンパレータ回路と、
   前記入力電源に接続され、前記昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータのインダクタに入力電流を供給する第１トランジスタと、
   前記第１トランジスタを制御する第１制御回路と、
   前記昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの昇圧動作を制御する第２制御回路と、
   を有し、
   前記昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータは、
   前記インダクタと、
   前記インダクタに流れるインダクタ電流を増加させる第２トランジスタと、
   前記インダクタ電流を減少させる第３トランジスタと、
   前記インダクタに接続された入力側コンデンサと、
   前記第３トランジスタに接続された出力側コンデンサと、
   を含み、
   前記第２制御回路は、
   前記二次電池の電圧に応じた帰還電圧と、二次電池の満充電電圧に応じた基準電圧および前記入力電流に応じた電流制限電圧のうち低い方の電圧との誤差を増幅して誤差信号を生成する誤差増幅器と、
   傾斜波を出力する発振回路と、
   前記誤差信号と前記傾斜波とを比較してパルス幅変調信号を生成するパルス幅変調コンパレータと、
   前記パルス幅変調信号に基づいて、前記第２トランジスタと前記第３トランジスタとを制御する出力回路と、
   を含み、
   前記二次電池の電圧が前記第１比較電圧以上の場合には、
   前記第１制御回路は、前記第１トランジスタをオンし、
   前記出力回路は、前記第２トランジスタと前記第３トランジスタとを相補的にスイッチングして、前記昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータに昇圧動作をさせ、
   前記発振回路は、前記二次電池の電圧が前記第２比較電圧未満のときには、前記二次電池の電圧が前記第２比較電圧以上のときよりも前記傾斜波の傾きを急峻にし、
   前記二次電池の電圧が前記第１比較電圧未満の場合には、
   前記第１制御回路は、前記入力電流が所定値となるように前記第１トランジスタを制御し、
   前記出力回路は、前記第２トランジスタをオフするとともに、前記第３トランジスタをオンすることを特徴とする充電回路。
4. 入力電源から供給される電力を、二次電池を充電するための電力に変換して出力する充電回路の充電制御回路であって、
   前記二次電池の電圧を前記入力電源の電圧に応じた第１比較電圧と比較する第１コンパレータ回路と、
   前記二次電池の電圧を、前記第１比較電圧より高く、かつ、前記入力電源の電圧より所定電圧だけ高い第２比較電圧と比較する第２コンパレータ回路と、
   前記入力電源に接続され、昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータのインダクタに入力電流を供給する第１トランジスタと、
   前記第１トランジスタを制御する第１制御回路と、
   前記昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの昇圧動作を制御する第２制御回路と、
   を有し、
   前記二次電池の電圧が前記第１比較電圧以上の場合には、
   前記第１制御回路は、前記第１トランジスタをオンし、
   前記第２制御回路は、
   前記二次電池の電圧が前記第２比較電圧以上のときには、前記インダクタに流れるインダクタ電流を増加させる第２トランジスタと前記インダクタ電流を減少させる第３トランジスタとを相補的にスイッチングして、前記昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータに昇圧動作をさせ、
   前記二次電池の電圧が前記第２比較電圧未満のときには、前記第３トランジスタをオフし、前記第２トランジスタのみをスイッチングして、前記昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータに昇圧動作をさせ、
   前記二次電池の電圧が前記第１比較電圧未満の場合には、
   前記第１制御回路は、前記入力電流が所定値となるように前記第１トランジスタを制御し、
   前記第２制御回路は、前記第２トランジスタをオフするとともに、前記第３トランジスタをオンすることを特徴とする充電制御回路。
5. 入力電源から供給される電力を、二次電池を充電するための電力に変換して出力する充電回路であって、
   昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータと、
   前記二次電池の電圧を前記入力電源の電圧に応じた第１比較電圧と比較する第１コンパレータ回路と、
   前記二次電池の電圧を、前記第１比較電圧より高く、かつ、前記入力電源の電圧より所定電圧だけ高い第２比較電圧と比較する第２コンパレータ回路と、
   前記入力電源に接続され、前記昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータのインダクタに入力電流を供給する第１トランジスタと、
   前記第１トランジスタを制御する第１制御回路と、
   前記昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの昇圧動作を制御する第２制御回路と、
   を有し、
   前記昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータは、
   前記インダクタと、
   前記インダクタに流れるインダクタ電流を増加させる第２トランジスタと、
   前記インダクタ電流を減少させる第３トランジスタと、
   前記インダクタに接続された入力側コンデンサと、
   前記第３トランジスタに接続された出力側コンデンサと、
   を含み、
   前記二次電池の電圧が前記第１比較電圧以上の場合には、
   前記第１制御回路は、前記第１トランジスタをオンし、
   前記第２制御回路は、
   前記二次電池の電圧が前記第２比較電圧以上のときには、前記第２トランジスタと前記第３トランジスタとを相補的にスイッチングして、前記昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータに昇圧動作をさせ、
   前記二次電池の電圧が前記第２比較電圧未満のときには、前記第３トランジスタをオフし、前記第２トランジスタのみをスイッチングして、前記昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータに昇圧動作をさせ、
   前記二次電池の電圧が前記第１比較電圧未満の場合には、
   前記第１制御回路は、前記入力電流が所定値となるように前記第１トランジスタを制御し、
   前記第２制御回路は、前記第２トランジスタをオフするとともに、前記第３トランジスタをオンすることを特徴とする充電回路。

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