JP2013229968A - 充電制御回路および充電回路 - Google Patents
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Abstract
【課題】 満充電電圧が入力電圧より高い二次電池を充電するための電圧を生成する。
【解決手段】 二次電池の電圧を入力電源の電圧に応じた比較電圧と比較するコンパレータ回路と、入力電源に接続され、昇圧型DC−DCコンバータのインダクタに入力電流を供給する第1トランジスタと、第1トランジスタを制御する第1制御回路と、昇圧型DC−DCコンバータの昇圧動作を制御する第2制御回路と、を有し、二次電池の電圧が比較電圧以上の場合には、第1制御回路は、第1トランジスタをオンし、第2制御回路は、インダクタ電流を増加/減少させる第2/第3トランジスタを相補的にスイッチングして、昇圧型DC−DCコンバータに昇圧動作をさせ、二次電池の電圧が比較電圧未満の場合には、第1制御回路は、入力電流が所定値となるように第1トランジスタを制御し、第2制御回路は、第2トランジスタをオフするとともに、第3トランジスタをオンする。
【選択図】 図1
【解決手段】 二次電池の電圧を入力電源の電圧に応じた比較電圧と比較するコンパレータ回路と、入力電源に接続され、昇圧型DC−DCコンバータのインダクタに入力電流を供給する第1トランジスタと、第1トランジスタを制御する第1制御回路と、昇圧型DC−DCコンバータの昇圧動作を制御する第2制御回路と、を有し、二次電池の電圧が比較電圧以上の場合には、第1制御回路は、第1トランジスタをオンし、第2制御回路は、インダクタ電流を増加/減少させる第2/第3トランジスタを相補的にスイッチングして、昇圧型DC−DCコンバータに昇圧動作をさせ、二次電池の電圧が比較電圧未満の場合には、第1制御回路は、入力電流が所定値となるように第1トランジスタを制御し、第2制御回路は、第2トランジスタをオフするとともに、第3トランジスタをオンする。
【選択図】 図1
Description
本発明は、充電制御回路および充電回路に関する。
近年、携帯音楽プレーヤなど、二次電池を備えた携帯電子機器の充電システムとして、USB(Universal Serial Bus)インターフェースを介して充電を行うものが広く採用されている。例えば、特許文献1では、USB電源などの電源から供給される電力を、DC−DCコンバータを用いてリチウムイオン二次電池などの二次電池を充電するための電力に変換して、定電流充電または定電圧充電を行う充電回路が開示されている。
ところで、より高い電源電圧を必要とするデジタルビデオカメラなどの電子機器には、2セルのリチウムイオン二次電池(例えば満充電電圧8.4V)を備えるものがある。しかしながら、特許文献1の充電回路では、降圧型DC−DCコンバータが用いられているため、約5VのUSB電源電圧から2セルのリチウムイオン二次電池を充電するための電圧(例えば8.4V)を生成することができない。
前述した課題を解決する主たる本発明は、入力電源から供給される電力を、二次電池を充電するための電力に変換して出力する充電回路の充電制御回路であって、前記二次電池の電圧を前記入力電源の電圧に応じた比較電圧と比較するコンパレータ回路と、前記入力電源に接続され、昇圧型DC−DCコンバータのインダクタに入力電流を供給する第1トランジスタと、前記第1トランジスタを制御する第1制御回路と、前記昇圧型DC−DCコンバータの昇圧動作を制御する第2制御回路と、を有し、前記二次電池の電圧が前記比較電圧以上の場合には、前記第1制御回路は、前記第1トランジスタをオンし、前記第2制御回路は、前記インダクタに流れるインダクタ電流を増加させる第2トランジスタと前記インダクタ電流を減少させる第3トランジスタとを相補的にスイッチングして、前記昇圧型DC−DCコンバータに昇圧動作をさせ、前記二次電池の電圧が前記比較電圧未満の場合には、前記第1制御回路は、前記入力電流が所定値となるように前記第1トランジスタを制御し、前記第2制御回路は、前記第2トランジスタをオフするとともに、前記第3トランジスタをオンすることを特徴とする充電制御回路である。
本発明の他の特徴については、添付図面及び本明細書の記載により明らかとなる。
本発明によれば、満充電電圧が入力電圧より高い二次電池を充電するための電圧を生成することができる。
本明細書および添付図面の記載により、少なくとも以下の事項が明らかとなる。
<第1実施形態>
===充電回路の構成===
以下、図1を参照して、本発明の第1の実施形態における充電回路の構成について説明する。
===充電回路の構成===
以下、図1を参照して、本発明の第1の実施形態における充電回路の構成について説明する。
図1に示されている充電回路は、入力電源から供給される電力(入力電圧Vin)を、二次電池BTを充電するための電力(出力電圧Vout)に変換して出力する回路であり、充電制御回路1a、コンデンサC1、C2、およびインダクタLを含んで構成されている。ここで、二次電池BTの満充電電圧は入力電圧Vinより高く、一例として、入力電源はUSB電源であり、入力電圧Vinは約5V(4.75Vないし5.25V)であり、二次電池BTは2セルのリチウムイオン二次電池であり、その満充電電圧は8.4Vであるものとする。
充電制御回路1aは、コンパレータ回路11、電流検出回路12、電流制御回路13、スイッチング制御回路14、およびトランジスタM1ないしM3を含み、端子21ないし25を備えた集積回路として構成されている。なお、以下においては、一例として、トランジスタM1ないしM3がいずれもNMOS(N-channel Metal-Oxide Semiconductor:Nチャネル金属酸化膜半導体)トランジスタである場合について説明する。
端子21は、入力電源が接続される入力端子であり、端子24は、二次電池BTが接続される出力端子である。また、コンパレータ回路11の非反転入力は、入力端子21に接続されて入力電圧Vinが印加され、反転入力は、出力端子24に接続されて出力電圧Voutが印加されている。そして、コンパレータ回路11から出力される比較結果信号CPは、電流制御回路13(第1制御回路)およびスイッチング制御回路14(第2制御回路)に入力されている。
トランジスタM1(第1トランジスタ)のドレインは、入力端子21に接続されて入力電圧Vinが印加され、ソースは、端子22に接続されている。また、電流制御回路13には、電流検出回路12から検出信号Isnが入力され、電流制御回路13から出力される制御信号S1は、トランジスタM1のゲートに入力されている。さらに、電流制御回路13からスイッチング制御回路14には、電流制限信号LIMが入力されている。
コンデンサC1、C2、インダクタL、およびトランジスタM2、M3は、昇圧型DC−DCコンバータを構成する。なお、トランジスタM2およびM3を外付け部品としてもよい。
入力側コンデンサC1の一端は、インダクタLの一端に接続され、当該接続点は、端子22を介してトランジスタM1のソースに接続されている。また、コンデンサC1の他端は、接地され、インダクタLの他端は、端子23に接続されている。
トランジスタM2(第2トランジスタ)のドレインは、トランジスタM3(第3トランジスタ)のソースに接続され、当該接続点は、端子23を介してインダクタLの他端に接続されている。また、トランジスタM2のソースは、端子25を介して接地され、トランジスタM3のドレインは、出力端子24に接続されている。さらに、出力側コンデンサC2の一端は、出力端子24を介してトランジスタM3のドレインに接続され、他端は、接地されている。そして、スイッチング制御回路14には、出力端子24の電圧(出力電圧Vout)が入力され、スイッチング制御回路14から出力される制御信号S2およびS3は、それぞれトランジスタM2およびM3のゲートに入力されている。
===充電回路の動作===
以下、図2および図3を適宜参照して、本実施形態における充電回路の動作について説明する。
以下、図2および図3を適宜参照して、本実施形態における充電回路の動作について説明する。
コンパレータ回路11は、二次電池BTの電圧(出力電圧Vout)を入力電源の電圧(入力電圧Vin)と比較し、比較結果信号CPは、Vout<Vinの場合にハイ・レベルとなる。そして、充電制御回路1aは、比較結果信号CPに応じて動作モードを切り替える。
まず、比較結果信号CPがハイ・レベル(Vout<Vin)の場合の動作について説明する。以下、この場合の動作モードを定電流モードと称する。
電圧が入力電源の電圧(例えば5V)未満の二次電池BTが出力端子24に接続された状態で、入力電源が入力端子21に接続されると、入力電源からの電力供給が開始され、充電制御回路1aが起動する。このとき、Vout<Vinとなるため、充電制御回路1aの動作モードは、ハイ・レベルの比較結果信号CPによって定電流モードとなる。
充電制御回路1aが定電流モードで起動すると、まず、電流制御回路13は、トランジスタM1をオフし、スイッチング制御回路14は、トランジスタM2をオフするとともに、トランジスタM3をオンする。これにより、コンデンサC1は、インダクタLおよびトランジスタM3を介して二次電池BTに接続され、二次電池BTの電圧まで充電される。すなわち、端子22の電圧Vinp=Voutとなる。なお、二次電池BTが完全に放電されている場合でも、コンデンサC1が充電されないものの、Vinp=Voutとなる。
電流制御回路13は、コンデンサC1が二次電池BTの電圧まで充電され、Vinp=Voutとなった後に、トランジスタM1に流れる入力電流Iinが所定値(例えば100mA程度)となるようにトランジスタM1を制御する。
より具体的には、電流検出回路12は、電流検出抵抗やカレントミラー回路などを用いて入力電流Iinに応じた検出信号Isnを出力し、電流制御回路13は、検出信号Isnに基づいて、入力電流Iinが所定値となるように制御信号S1を出力する。そして、当該所定値に制御された入力電流Iinを、インダクタLおよびトランジスタM3を介して出力端子24から出力し、二次電池BTを定電流充電する。
このように、定電流モードでは、起動時に、まず、Vinp=VoutとなるまでコンデンサC1を充電するため、その後、トランジスタM1の定電流制御を開始して、入力電流Iinが流れ始めても、トランジスタM1のソース電圧が大きく変動することはない。これにより、入力電流Iinが流れ始めた直後にコンデンサC1が充電されて、トランジスタM1のソース電圧が急激に変動するのを防止している。
なお、Vinp=Voutとなったことを検出する回路を設けてもよいが、これに代えて、コンデンサC1を0Vから出力電圧Vout(または、定電流モードにおける出力電圧Voutの最大値である入力電圧Vin)まで充電するのに十分な所定時間が経過した後にトランジスタM1の定電流制御を開始するようにしてもよい。
次に、比較結果信号CPがロー・レベル(Vout≧Vin)の場合の動作について説明する。以下、この場合の動作モードを昇圧モードと称する。
電圧が入力電源の電圧(例えば5V)以上の二次電池BTが出力端子24に接続された状態で、入力電源が入力端子21に接続されると、入力電源からの電力供給が開始され、充電制御回路1aが起動する。このとき、Vout≧Vinとなるため、充電制御回路1aの動作モードは、ロー・レベルの比較結果信号CPによって昇圧モードとなる。
充電制御回路1aが昇圧モードで起動すると、まず、スイッチング制御回路14は、トランジスタM2およびM3をオフし、電流制御回路13は、トランジスタM1をオンする。これにより、コンデンサC1は、トランジスタM1を介して入力電源に接続され、トランジスタM1に流れる入力電流Iinによって入力電圧Vinまで充電される。すなわち、端子22の電圧Vinp=Vinとなる。
スイッチング制御回路14は、コンデンサC1が入力電圧Vinまで充電され、Vinp=Vinとなった後に、トランジスタM2とトランジスタM3とを相補的にスイッチングして、昇圧型DC−DCコンバータに昇圧動作を開始させる。
より具体的には、スイッチング制御回路14は、第1期間にトランジスタM2をオンするとともに、トランジスタM3をオフする。これにより、インダクタLは、トランジスタM2を介してグランドに接続され、インダクタ電流ILが増加し、エネルギーを蓄積する。また、スイッチング制御回路14は、第2期間にトランジスタM2をオフするとともに、トランジスタM3をオンする。これにより、インダクタLは、トランジスタM3を介して出力端子24に接続され、インダクタ電流ILが減少し、第1期間に蓄積されたエネルギーを放出する。そして、トランジスタM1を介してインダクタLに入力電流Iinを供給しつつ、第1期間と第2期間とを交互に繰り返して昇圧動作を制御する。
このように、昇圧モードでは、起動時に、まず、Vinp=VinとなるまでコンデンサC1を充電し、その後、昇圧型DC−DCコンバータの昇圧動作によって入力電圧Vinより高い出力電圧Voutを生成して出力端子24から出力する。
なお、電流制御回路13からスイッチング制御回路14には、検出信号Isn(入力電流Iin)に応じた電流制限信号LIMが入力されている。そして、スイッチング制御回路14は、出力電圧Voutを分圧した帰還電圧を、二次電池BTの満充電電圧(例えば8.4V)に応じた基準電圧、および電流制限信号LIMの電圧のうち低い方の電圧と比較して誤差信号を生成し、PWM(Pulse Width Modulation:パルス幅変調)制御を行う。したがって、昇圧モードにおける二次電池BTの充電は、出力電圧Voutが満充電電圧に達するまでは、定電流充電となり、出力電圧Voutが満充電電圧に達すると、定電圧充電となる。
また、Vinp=Vinとなったことを検出する回路を設けてもよいが、これに代えて、コンデンサC1を0Vから入力電圧Vinまで充電するのに十分な所定時間が経過した後に昇圧型DC−DCコンバータの昇圧動作を開始するようにしてもよい。
また、トランジスタM1ないしM3は、通常オン抵抗の低い(例えば100mΩ程度の)ものが用いられる。そのため、昇圧モードでの起動時にトランジスタM1をフルオンした場合、例えば図2に示すように、コンデンサC1が入力電圧Vinまで急速に充電され、トランジスタM1を介して供給される入力電流Iinは、大きな突入電流(ラッシュ電流)となってしまう。
そこで、Vinp=Vinとなるまでの間、トランジスタM1をフルオンする代わりに、定電流モードにおけるトランジスタM1の定電流制御と同様に、入力電流Iinが所定値となるようにトランジスタM1を制御することによって、突入電流を抑制することができる。例えば図3に示すように、起動時t0から、コンデンサC1を0Vから入力電圧Vinまで充電するのに十分な所定時間T1(例えば数msないし数十ms程度)だけトランジスタM1を定電流制御した後に、トランジスタM1をフルオンして、昇圧型DC−DCコンバータの昇圧動作を開始すればよい。
以上のように、本実施形態の充電回路は、二次電池BTの電圧(出力電圧Vout)を入力電源の電圧(入力電圧Vin)と比較し、Vout<Vinの場合には、入力電流Iinを所定値に制御しながら出力し、二次電池BTを定電流充電する。また、Vout≧Vinの場合には、入力電圧Vinを昇圧して出力電圧Voutを生成し、出力電圧Voutが満充電電圧に達するまでは、二次電池BTを定電流充電し、出力電圧Voutが満充電電圧に達すると、二次電池BTを定電圧充電する。
なお、入力電源がUSB電源である場合の入力電圧Vinは、4.75Vないし5.25Vの範囲で変動し得る。また、出力電圧Voutが二次電池BT以外の負荷にも供給されている場合には、当該負荷の状態によって出力電圧Voutが変動しやすくなる。そのため、これらの電圧変動や、さらに比較の精度などを考慮して、コンパレータ回路11は、出力電圧Voutを入力電圧Vinと直接比較するのではなく、入力電圧Vinに応じた1つ以上の比較電圧と比較するようにしてもよい。例えば、コンパレータ回路11として、数百mV程度のヒステリシス幅を有するヒステリシスコンパレータを用いることによって、Vout≒Vinの場合における動作モードの頻繁な切り替えを抑制することができる。
<第2実施形態>
===充電回路の構成===
以下、図4を参照して、本発明の第2の実施形態における充電回路の構成について説明する。
===充電回路の構成===
以下、図4を参照して、本発明の第2の実施形態における充電回路の構成について説明する。
図4に示されている充電回路は、第1実施形態の充電回路に対して、充電制御回路1aの代わりに充電制御回路1bを含んで構成されている。また、充電制御回路1bは、充電制御回路1aに対して、トランジスタM4をさらに含んで構成されている。そして、トランジスタM4(第4トランジスタ)は、トランジスタM3と並列に接続され、ゲートには、スイッチング制御回路14から出力される制御信号S4が入力されている。
===充電回路の動作===
以下、図5および図6を適宜参照して、本実施形態における充電回路の動作について説明する。なお、本実施形態における充電回路の動作は、定電流モードでの起動時の動作を除いて、第1実施形態における充電回路の動作と同様である。
以下、図5および図6を適宜参照して、本実施形態における充電回路の動作について説明する。なお、本実施形態における充電回路の動作は、定電流モードでの起動時の動作を除いて、第1実施形態における充電回路の動作と同様である。
前述したように、トランジスタM1ないしM3は、通常オン抵抗の低い(例えば100mΩ程度の)ものが用いられる。そのため、第1実施形態の充電回路において、定電流モードでの起動時にトランジスタM3をオンした場合、例えば図5に示すように、端子22の電圧Vinpおよびインダクタ電流ILが急激に変化し、LC直列回路(インダクタおよびLコンデンサC1)で共振が発生してしまう。
そこで、本実施形態では、Vinp=Voutとなるまでの間、トランジスタM3の代わりに、オン抵抗がトランジスタM3より高い(例えば数百Ω程度の)トランジスタM4をオンすることによって、LC直列回路での共振を抑制することができる。例えば図6に示すように、起動時t0から、コンデンサC1を0Vから出力電圧Vout(または、定電流モードにおける出力電圧Voutの最大値である入力電圧Vin)まで充電するのに十分な所定時間T2(例えば数msないし数十ms程度)だけトランジスタM4をオンした後に、トランジスタM4をオフするとともに、トランジスタM3をオンして、トランジスタM1の定電流制御を開始すればよい。
前述したように、充電制御回路1aにおいて、二次電池BTの電圧(出力電圧Vout)を入力電源の電圧(入力電圧Vin)と比較し、Vout<Vin(定電流モード)の場合には、トランジスタM1に流れる入力電流Iinを所定値に制御しながら出力し、Vout≧Vin(昇圧モード)の場合には、トランジスタM1を介して昇圧型DC−DCコンバータのインダクタLに入力電流Iinを供給しつつ、トランジスタM2とトランジスタM3とを相補的にスイッチングし、入力電圧Vinを昇圧して出力電圧Voutを生成して出力することによって、満充電電圧が入力電圧Vinより高い二次電池BTを充電するための出力電圧Voutを生成することができる。
また、昇圧モードでの起動時には、トランジスタM2およびM3をオフするとともに、トランジスタM1をオンすることによって、入力側コンデンサC1を入力電流Iinによって入力電圧Vinまで充電した後に昇圧型DC−DCコンバータに昇圧動作を開始させ、入力電圧Vinより高い出力電圧Voutを生成して出力することができる。
また、コンデンサC1が入力電圧Vinまで充電され、Vinp=Vinとなるまでの間、トランジスタM1をフルオンする代わりに、入力電流Iinが所定値となるようにトランジスタM1を制御することによって、昇圧モードでの起動時における突入電流を抑制することができる。
また、定電流モードでの起動時には、トランジスタM1およびM2をオフするとともに、トランジスタM3をオンすることによって、コンデンサC1を二次電池BTの電圧まで充電した後にトランジスタM1の定電流制御を開始して、入力電流Iinが流れ始めた直後にトランジスタM1のソース電圧が急激に変動するのを防止することができる。
また、充電制御回路1bにおいて、コンデンサC1が二次電池BTの電圧まで充電され、Vinp=Voutとなるまでの間、トランジスタM3の代わりに、オン抵抗がトランジスタM3より高いトランジスタM4をオンすることによって、定電流モードでの起動時におけるLC直列回路での共振を抑制することができる。
また、前述したように、図1に示した充電回路において、定電流モード(Vout<Vin)では、トランジスタM1に流れる入力電流Iinを所定値に制御しながら出力して二次電池BTを定電流充電し、昇圧モード(Vout≧Vin)では、トランジスタM1を介して昇圧型DC−DCコンバータのインダクタLに入力電流Iinを供給しつつ、トランジスタM2とトランジスタM3とを相補的にスイッチングし、入力電圧Vinを昇圧して出力電圧Voutを生成して二次電池BTを充電することによって、満充電電圧が入力電圧Vinより高い二次電池BTを充電することができる。
なお、上記実施形態は、本発明の理解を容易にするためのものであり、本発明を限定して解釈するためのものではない。本発明は、その趣旨を逸脱することなく、変更、改良され得るとともに、本発明にはその等価物も含まれる。
1a、1b 充電制御回路
11 コンパレータ回路
12 電流検出回路
13 電流制御回路
14 スイッチング制御回路
21〜25 端子
BT 二次電池
C1、C2 コンデンサ
L インダクタ
M1〜M4 トランジスタ
11 コンパレータ回路
12 電流検出回路
13 電流制御回路
14 スイッチング制御回路
21〜25 端子
BT 二次電池
C1、C2 コンデンサ
L インダクタ
M1〜M4 トランジスタ
Claims (6)
- 入力電源から供給される電力を、二次電池を充電するための電力に変換して出力する充電回路の充電制御回路であって、
前記二次電池の電圧を前記入力電源の電圧に応じた比較電圧と比較するコンパレータ回路と、
前記入力電源に接続され、昇圧型DC−DCコンバータのインダクタに入力電流を供給する第1トランジスタと、
前記第1トランジスタを制御する第1制御回路と、
前記昇圧型DC−DCコンバータの昇圧動作を制御する第2制御回路と、
を有し、
前記二次電池の電圧が前記比較電圧以上の場合には、
前記第1制御回路は、前記第1トランジスタをオンし、
前記第2制御回路は、前記インダクタに流れるインダクタ電流を増加させる第2トランジスタと前記インダクタ電流を減少させる第3トランジスタとを相補的にスイッチングして、前記昇圧型DC−DCコンバータに昇圧動作をさせ、
前記二次電池の電圧が前記比較電圧未満の場合には、
前記第1制御回路は、前記入力電流が所定値となるように前記第1トランジスタを制御し、
前記第2制御回路は、前記第2トランジスタをオフするとともに、前記第3トランジスタをオンすることを特徴とする充電制御回路。 - 前記二次電池の電圧が前記比較電圧以上の状態で前記第1トランジスタが前記入力電源に接続され、前記入力電源からの電力供給が開始される場合には、
前記第1制御回路は、前記第1トランジスタをオンし、
前記第2制御回路は、前記第2および第3トランジスタをオフして、前記インダクタに接続された前記昇圧型DC−DCコンバータの入力側コンデンサが前記入力電流によって前記入力電源の電圧まで充電された後に、前記第2トランジスタと前記第3トランジスタとを相補的にスイッチングして、前記昇圧型DC−DCコンバータに昇圧動作を開始させることを特徴とする請求項1に記載の充電制御回路。 - 前記二次電池の電圧が前記比較電圧以上の状態で前記第1トランジスタが前記入力電源に接続され、前記入力電源からの電力供給が開始される場合には、
前記第1制御回路は、前記入力電流が前記所定値となるように前記第1トランジスタを制御して、前記入力側コンデンサが前記所定値の入力電流によって前記入力電源の電圧まで充電された後に、前記第1トランジスタをオンし、
前記第2制御回路は、前記第2および第3トランジスタをオフして、前記入力側コンデンサが前記所定値の入力電流によって前記入力電源の電圧まで充電された後に、前記第2トランジスタと前記第3トランジスタとを相補的にスイッチングして、前記昇圧型DC−DCコンバータに昇圧動作を開始させることを特徴とする請求項2に記載の充電制御回路。 - 前記二次電池の電圧が前記比較電圧未満の状態で前記第1トランジスタが前記入力電源に接続され、前記入力電源からの電力供給が開始される場合には、
前記第2制御回路は、前記第2トランジスタをオフするとともに、前記第3トランジスタをオンし、
前記第1制御回路は、前記第1トランジスタをオフして、前記インダクタに接続された前記昇圧型DC−DCコンバータの入力側コンデンサが前記二次電池の電圧まで充電された後に、前記入力電流が前記所定値となるように前記第1トランジスタを制御することを特徴とする請求項1に記載の充電制御回路。 - 前記第3トランジスタと並列に接続され、オン抵抗が前記第3トランジスタより高い第4トランジスタをさらに有し、
前記二次電池の電圧が前記比較電圧未満の状態で前記第1トランジスタが前記入力電源に接続され、前記入力電源からの電力供給が開始される場合には、
前記第2制御回路は、前記第2および第3トランジスタをオフするとともに、前記第4トランジスタをオンして、前記入力側コンデンサが前記二次電池の電圧まで充電された後に、前記第4トランジスタをオフするとともに、前記第3トランジスタをオンし、
前記第1制御回路は、前記第1トランジスタをオフして、前記入力側コンデンサが前記二次電池の電圧まで充電された後に、前記入力電流が前記所定値となるように前記第1トランジスタを制御することを特徴とする請求項4に記載の充電制御回路。 - 入力電源から供給される電力を、二次電池を充電するための電力に変換して出力する充電回路であって、
昇圧型DC−DCコンバータと、
前記二次電池の電圧を前記入力電源の電圧に応じた比較電圧と比較するコンパレータ回路と、
前記入力電源に接続され、前記昇圧型DC−DCコンバータのインダクタに入力電流を供給する第1トランジスタと、
前記第1トランジスタを制御する第1制御回路と、
前記昇圧型DC−DCコンバータの昇圧動作を制御する第2制御回路と、
を有し、
前記昇圧型DC−DCコンバータは、
前記インダクタと、
前記インダクタに流れるインダクタ電流を増加させる第2トランジスタと、
前記インダクタ電流を減少させる第3トランジスタと、
前記インダクタに接続された入力側コンデンサと、
前記第3トランジスタに接続された出力側コンデンサと、
を含み、
前記二次電池の電圧が前記比較電圧以上の場合には、
前記第1制御回路は、前記第1トランジスタをオンし、
前記第2制御回路は、前記第2トランジスタと前記第3トランジスタとを相補的にスイッチングして、前記昇圧型DC−DCコンバータに昇圧動作をさせ、
前記二次電池の電圧が前記比較電圧未満の場合には、
前記第1制御回路は、前記入力電流が所定値となるように前記第1トランジスタを制御し、
前記第2制御回路は、前記第2トランジスタをオフするとともに、前記第3トランジスタをオンすることを特徴とする充電回路。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2012098983A JP2013229968A (ja) | 2012-04-24 | 2012-04-24 | 充電制御回路および充電回路 |
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Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2016012353A (ja) * | 2014-06-27 | 2016-01-21 | ブル サス | サーバ用マイクロ停電補償モジュール |
CN110138050A (zh) * | 2019-06-14 | 2019-08-16 | 广西电网有限责任公司电力科学研究院 | 一种峰值电流控制方式的配电终端超级电容充电电路 |
-
2012
- 2012-04-24 JP JP2012098983A patent/JP2013229968A/ja active Pending
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