JP3164838B2 - スイッチング回路及びそれを用いた変換装置、力率改善電源装置 - Google Patents

スイッチング回路及びそれを用いた変換装置、力率改善電源装置

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Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、スイッチング素子によ
るスイッチング回路、及びそのスイッチング回路を用い
た、直流電源を昇圧，降圧する直流−直流変換装置，交
流電源の力率を改善する電源装置，直流電源を任意の周
波数の交流に変換する直流−交流変換装置，交流電源を
直流に変換する交流−直流変換装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来、スイッチング回路のスイッチング
素子のスイッチング損失を低減する方式として、スイッ
チング素子と、リアクトルとコンデンサによる共振回路
を組合わせた共振方式が、雑誌「電子技術」日刊工業新
聞社、１９９０年３月特別増刊号Vo１３２，No.３，９
〜１９ｐ に記載されている。この中で、直流電源を昇
圧する直流−直流変換装置の共振形電源装置としては、
図２が例示されている。
【０００３】図２において、１は直流電源、２は直流リ
アクトル、３は共振用リアクトル、４はスイッチング素
子、５は共振用コンデンサ、６と７はダイオード、８は
コンデンサ、９は負荷である。
【０００４】以上の回路構成によれば、スイッチング素
子４をターンオンさせると、共振用リアクトル３に流れ
る共振電流ＩＬが図３に示すように正弦波状になり、逆
方向電流がダイオード７に流れている期間ＴB にスイッ
チング素子４のベースに印加していた電圧Ｖbeをオフす
ることによりスイッチング素子を零電流でオフすること
ができ、スイッチング損失が低減できる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記従
来方式の図２に示すような電流共振形においては、スイ
ッチング素子に共振電流が流れる時間（図３のＴA ）が
共振回路の時定数で決定される。したがって、スイッチ
ング周波数が固定されていれば、スイッチング素子を零
電流期間でオフして通流比を制御するためにはスイッチ
ング周波数を可変にしなければならない。しかし、スイ
ッチング周波数を変えることはスイッチの開閉に伴うノ
イズのスペクトラムも変動させることになり、ノイズ対
策上好ましくない。また、上記スイッチング回路を用い
た変換装置の大きさを決定する磁気部品やコンデンサは
最低周波数について設計する必要があり必ずしも小型化
が望めない。また、零スイッチングを実現してスイッチ
ング周波数を可変にしようとしても共振回路の周波数に
依存され、連続的に周波数を可変にできず、制御構成が
複雑になるという問題がある。
【０００６】本発明の目的は、スイッチング回路として
は、スイッチング損失を低減して、且つスイッチング回
路のスイッチング周波数とスイッチングの通流比の少な
くとも一つを共振回路の周波数の依存を少なくして可変
にすること、及びそのスイッチング回路を用いて出力電
圧の制御範囲が拡く、高効率な変換装置を提供すること
にある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】上記目的は、一方向に流
れる主たる電流をオン，オフする主スイッチング素子
と、該素子とは逆方向極性のダイオードを前記素子に並
列に接続してなるスイッチング回路にリアクトルを直列
に接続し、前記リアクトルと共振回路を構成するコンデ
ンサを前記スイッチング回路とリアクトルの直列回路に
並列に接続し、前記共振回路によって発生する共振電流
が、前記主スイッチング素子をオフするときに前記主ス
イッチング素子に並列に接続したダイオードに流れるよ
うに制御する補助スイッチング回路を前記コンデンサと
直列に接続し、前記補助スイッチング回路は補助スイッ
チング素子と該素子に逆方向極性のダイオードを並列に
接続することによって達成できる。
【０００８】また、上記目的は、例えば、直流電源の電
圧を昇圧する直流−直流変換装置において、上記スイッ
チング回路を、直流電源に直流リアクトルを直列に接続
した直列回路に並列に接続し、さらに、ダイオードとコ
ンデンサの直列回路を前記スイッチング回路に並列接続
し、コンデンサにかかる直流電圧が所定値に達するよう
に上記スイッチング回路の主スイッチング素子の動作に
加えて補助スイッチング素子を操作することにより達成
できる。
【０００９】
【作用】上記スイッチング回路の構成において、主スイ
ッチング素子がターンオンすると、コンデンサに蓄えら
れていた電荷は、リアクトル、主スイッチング素子及
び、補助スイッチング素子に並列接続されているダイオ
ードを通って、共振電流として流れ、前記主スイッチン
グ素子がオン状態中に、前記コンデンサを逆充電する。
このとき、スイッチ回路中の補助スイッチング素子はオ
フ状態であり、逆充電されたコンデンサは、その電荷を
維持した状態で共振動作が中断する。
【００１０】次に、主スイッチング素子をターンオフす
るときには、その前に補助スイッチング素子をターンオ
ンさせる。これにより逆充電されていたコンデンサは、
主スイッチング素子とリアクタンスの直列回路の両端に
電気的に接続され、上記直列回路を逆バイアスし、共振
動作が再開され、共振電流が主スイッチング素子に並列
接続されているダイオード、リアクトルを通して流れ
る。上記共振電流がダイオードに流れている間は主スイ
ッチング素子には電流が流れていないためこの期間に主
スイッチング素子をターンオフすることで零電流スイッ
チングができ低損失化が図れることになる。
【００１１】したがって、主スイッチング素子の零電流
スイッチングで、スイッチング周波数及び通流比を変化
させたい場合でも、可変主スイッチング素子がオンした
後共振電流が半周期流れた後なら補助スイッチング素子
の操作により、共振回路の周波数に依存されず連続的に
可変できる。
【００１２】また、上記直流電源の電圧を昇圧する直流
−直流変換装置において、その昇圧動作は、主スイッチ
ング素子がオン時において直流電源から直流リアクトル
を介して流れる電流ループを形成し直流リアクトルにエ
ネルギーを蓄え、主スイッチング素子がオフしたときそ
のエネルギーを出力側のコンデンサに変換するものであ
る。ここで、スイッチング回路の主スイッチング素子が
オンすると主スイッチング素子の電流のうち共振電流は
半周期分が流れたところで補助スイッチング回路により
中断するが、その後は主スイッチング素子がオフされる
まで直流電源から直流リアクトルを介して流れる。この
オフするタイミングすなわち通流比を変化させることに
より直流出力電圧を制御する。本装置によればスイッチ
ング周波数を固定としても、補助スイッチング素子の動
作により共振周波数に依存されることなく零電流スイッ
チングで通流比を可変できるので、出力電圧制御が拡
く、且つ装置の高効率化が図れる。
【００１３】
【実施例】以下、本発明の一実施例を図１，図４及び図
５により説明する。図１は、本発明のスイッチング回路
を用いた昇圧形の直流−直流変換装置の構成図を示す。
【００１４】直流電源１は、スイッチング回路ＳＷによ
るスイッチング動作と直流リアクトル２によるエネルギ
ー蓄積効果を利用した昇圧チョッパ回路により、逆電流
阻止ダイオード６，コンデンサ８を介して昇圧された直
流電圧ＥD に変換され、負荷９に供給される。
【００１５】ここで、電流をオン，オフするスイッチン
グ回路ＳＷは、主スイッチング素子のトランジスタ４に
直列に共振用リアクトル３が、並列にダイオード７が接
続され、前記トランジスタ４と共振用リアクトル３の直
列回路に、共振用コンデンサ５と補助スイッチング素子
のトランジスタ１０の直列回路が並列接続され、補助ト
ランジスタ１０にも並列にダイオード１１が接続されて
いる。なお、共振回路を構成する共振用リアクトル３と
共振用コンデンサ５は後述する回路定数設定法によって
決定される。
【００１６】直流電圧ＥDを所定の電圧に制御する制御
手段は、直流電圧ＥDを検出する電圧検出回路１２，出
力電圧指令値ＥD*と前記電圧検出回路１２の出力値との
偏差が零となるように通流比を作成する通流比作成手段
１３，前記通流比作成手段１３により作成された通流比
により、各トランジスタを動作させる動作信号を出力す
るスイッチタイミング回路１４、及びトランジスタ４，
補助トランジスタ１０を駆動するドライバ１５０，１５
１より構成されている。
【００１７】通流比作成手段１３は、出力電圧指令値Ｅ
Ｄ＊と前記電圧検出回路１２の出力値との偏差が零とな
るように通流比信号を作成する電圧制御回路１３１，三
角波発振回路１３２，前記通流比信号と三角波を比較し
て通流比を出力するコンパレータ１３３より構成されて
いる。
【００１８】図４は、スイッチング回路ＳＷのトランジ
スタ４と補助トランジスタ１０を動作させるスイッチタ
イミング回路１４の構成図、及びスイッチタイミング回
路の動作波形を示す。スイッチタイミング回路１４は、
ＮＡＮＤ回路１４１，バッファー回路１４２及び、抵抗
とコンデンサによる遅延回路１４３より構成されてい
る。
【００１９】スイッチタイミング回路に入力された信号
ＩＮ、つまり、トランジスタ４の通流比は、二つに分岐
され、一つは直接ＮＡＮＤ回路１４１に入力され、もう
一つは遅延回路１４３に入力されΔｔだけ遅延された信
号ＩＮ１となり、ＮＡＮＤ回路１４１及びバッファー回
路１４２に入力される。バッファー回路１４２及びＮＡ
ＮＤ回路１４１のそれぞれの出力がＯＵＴ１，ＯＵＴ
２、つまり、トランジスタ４及び補助トランジスタ１０
の動作信号となる。ここで、Δｔは後述する理由から共
振周期の４分の１周期分に設定する。
【００２０】なお、同図には、遅延回路１４３をアナロ
グ回路で構成したが、ラッチ回路等のディジタル回路で
構成すれば、正確にΔｔが設定できる。
【００２１】上記スイッチタイミング回路により、トラ
ンジスタ４及び補助トランジスタ１０のスイッチタイミ
ング信号は次のように発生する。トランジスタ４のター
ンオン時には、そのターンオン信号ＯＵＴ１と同時に補
助トランジスタ１０のターンオフ信号ＯＵＴ２を発生す
る。トランジスタ４のターンオフ時には、その信号より
共振回路の共振周期の４分の１周期分の時間だけ前に、
補助トランジスタ１０のターンオン信号を発生する。
【００２２】なお、スイッチタイミング回路１４におい
て、トランジスタ４に流れる電流を検出し、電流が零に
なったときに、トランジスタ４をターンオフするように
してもよく、この場合には上記Δｔを必ずしも共振周期
の４分の１周期分に設定する必要が無くなり、スイッチ
タイミング回路が簡素化できる。
【００２３】次に本構成におけるスイッチング回路及び
装置の動作を説明する。
【００２４】図５はスイッチング回路の動作波形を示
す。同図において、ＳＷ１，ＳＷ２はトランジスタ４及
び補助トランジスタ１０の動作信号、ＩL は共振用リア
クトル３に流れる電流、ＩSW1，ＶSW1はトランジスタ４
の電流と電圧の波形を示す。
【００２５】まず、ｔ１で、トランジスタ４がターンオ
ン、トランジスタ１０がターンオフすると、直流電源１
は直流リアクトル２とリアクトル３にかかり、コンデン
サ５に充電されていた電圧はリアクトル３にかかる。こ
れにより共振電流がリアクトル３，トランジスタ４，ダ
イオード１１を通るループで流れ、コンデンサ５は逆充
電される。なお、コンデンサ５に充電されていた電圧値
は直流電圧ＥD と同じであり、コンデンサ５の電圧値が
直流電源１の電圧値Ｅd より低下するまで、直流リアク
トル２には直流電源１からは電流が流れない。
【００２６】共振回路の共振周期の半周期のｔ２で、コ
ンデンサ５の逆充電が完了すると、再度逆電流を流して
放電を開始しようとするが、ダイオード１１により阻止
されるため、コンデンサ５は逆充電されたまま回路から
電気的に切り離され、共振動作が中断する。
【００２７】ここで、コンデンサ５の電圧が直流電源１
の電圧より小さくなった時点から、トランジスタ１０が
ターンオン（ｔ３時点）されるまでの期間において、直
流電源１から直流リアクトル２，リアクトル３，トラン
ジスタ４を通して入力電流が流れ（図中斜線部）、直流
リアクトル２に電磁エネルギーが蓄えられる。
【００２８】ｔ３で、トランジスタ１０がターンオンす
ると、電気的に切り離されていたコンデンサ５が接続さ
れ、コンデンサ５に逆充電されていた逆電圧がトランジ
スタ４，リアクトル３にかかり、先程と逆方向に共振電
流が、ダイオード７，リアクトル３を通って流れ始め、
共振動作が再開される。この時コンデンサ５は再充電さ
れる。
【００２９】トランジスタ４をターンオフするタイミン
グｔ４は、共振電流がダイオード７を流れている期間ｔ
３からｔ５で行う。
【００３０】ｔ５で、コンデンサ５の充電が完了する
と、再度放電を開始しようとするが、ダイオード７によ
り阻止され、共振動作が停止して、トランジスタ４に直
流電源１及び直流リアクトル２の発生する電圧がかか
る。
【００３１】この時、直流リアクトル２に蓄えられてい
たエネルギーは、ダイオード６を通してコンデンサ８に
放出するので、直流出力電圧が昇圧できる。
【００３２】以上の動作により、スイッチング回路のト
ランジスタ４は、ｔ３からｔ５の電圧ＶSW1と電流ＩSW1
が重ならない期間でターンオフするので、スイッチング
損失の無いスイッチングが可能になる。また、補助トラ
ンジスタ１０のターンオフ時においても、ｔ１で共振動
作が停止しており、コンデンサ５の充電も完了している
ため電流が流れていず、ダイオード１１が導通している
ためスイッチング損失の無いスイッチングが可能にな
る。よって、トランジスタ１０を設けたことによってス
イッチング損失が増加することはない。
【００３３】また、共振回路に補助トランジスタを設け
た効果は、トランジスタ４がオンして共振動作を開始
し、共振周期の半周期でその動作が終了しても、補助ト
ランジスタ１０がオンするまでの期間は直流電源から直
流リアクトル２，リアクトル３，トランジスタ４を通し
て電流が流れるため（図中の斜線部）、その期間直流リ
アクトル２にエネルギーが蓄えられ、その分だけ直流電
圧の出力制御範囲を拡げることができる。
【００３４】なお、今までトランジスタ１０のターンオ
フのタイミングをトランジスタ４のターンオンと同時で
説明したが、トランジスタ１０のターンオフのタイミン
グは、コンデンサ５の再充電完了後（ｔ５）、さらにト
ランジスタ４のオンによって逆充電が終了するまでの間
ならいつでも良い。すなわち、ｔ１の前後の共振周期の
半周期の期間内でターンオフさせても良い。
【００３５】また、ｔ１以前では、直流リアクトル２，
ダイオード６を介して電力を負荷側に供給しており、リ
アクトル３，トランジスタ４には電流が流れていないた
めトランジスタ４は零電流でスイッチングをオンするこ
とができる。
【００３６】以上説明した動作を通流比に従い繰り返す
ことにより、共振周波数に依存せずに零電流スイッチン
グ動作が可能となり、共振周波数，スイッチング周波数
を固定とし、簡単な回路構成で通流比を変化させて出力
電圧を幅拡く制御できる。
【００３７】ここで、スイッチング回路の共振用リアク
タンス３と共振用コンデンサ５で構成する共振回路の特
性インピーダンスＺn は、零電流スイッチング動作が可
能になる条件が満足するように、共振用コンデンサ電圧
Ｖc と主スイッチング素子のトランジスタ４にオン時に
流れる最大ピーク電流Ｉpにより下式で決定する。
【００３８】Ｚn ≦ Ｖc／Ｉp ……（数１）すなわ
ち、主スイッチング素子にオン時に流れる最大ピーク電
流Ｉp 、言い換えれば、共振用リアクタンスに蓄えられ
ている電磁エネルギーを打ち消せるだけのエネルギーを
共振用コンデンサが逆充電時に蓄えられなければならな
い。そのために、上式を満足するように、共振回路の定
数を選ばなければならない。
【００３９】なお、本実施例ではスイッチング素子とし
てトランジスタを使用したが、FETを用いれば、トラン
ジスタに並列に接続されているダイオードは、ＦＥＴの
寄生ダイオードを使用してもよい。また、スイッチング
素子としてＩＧＢＴを用いても前記同様に動作し、より
高速スイッチングが可能になることはもちろんである。
【００４０】図６は本発明の他の実施例に係るもので、
第一の実施例で示したスイッチング回路のトランジスタ
をサイリスタに置き換えたものである。
【００４１】回路構成は、主サイリスタ４０には、共振
用リアクトル３０が直列に、ダイオード７０が並列に接
続され、補助サイリスタ１００には、共振用コンデンサ
５０が直列に、ダイオード１１０が並列に接続され、前
記主サイリスタ４０と共振用リアクトル３０の直列回路
と、補助サイリスタ１００と共振用コンデンサ５０の直
列回路が並列に接続されている。
【００４２】図７には本回路のスイッチングタイミング
と動作波形を示す。ここでも図５と同様に主サイリスタ
４０をオンさせた後、オフさせたい時間の共振周期の４
分の１の時間前に補助サイリスタ１００をオンすること
で零電流スイッチングが可能である。サイリスタには自
己消弧機能を有しないが共振回路と補助スイッチ回路で
サイリスタに逆バイアスを欠けることによって消弧でき
る。言い換えれば共振回路と補助スイッチ回路がサイリ
スタの消弧回路をも同時に構成していることになる。
【００４３】なお、本実施例では補助スイッチング素子
にサイリスタを用いているが、トランジスタ等のスイッ
チング素子を用いても良く、同様な効果は得られる。
【００４４】図８は本発明の他の実施例に係るもので、
第一の実施例で説明したスイッチング回路を力率改善電
源装置に適用したときの実施例である。図１と同じ番号
のものは同様の動作をするものである。本実施例で、第
一の実施例と異なるところは、トランジスタに与える通
流比を作成するまでの手段であり、この部分の構成につ
いて説明する。
【００４５】電源電流検出増幅手段１４０は、電源電流
を検出する電流検出回路１４１と前記電流検出回路１４
１の出力値を増幅度係数倍増幅する乗算器１４２より構
成されており、前記乗算器１４２は、スイッチング回路
ＳＷのトランジスタ４のオフの通流比指令値信号を出力
している。
【００４６】直流電圧制御手段１２０は、電圧検出回路
１２と前記電圧検出回路１２の出力と直流電圧指令値Ｅ
D*との偏差が零となるように前記電源電流検出増幅手段
140の増幅度係数を出力する電圧制御回路１２１より構
成されている。
【００４７】通流比作成回路１３３は、三角波発振回路
１３２の三角波と前記電源電流検出増幅手段１４０のオ
フの通流比指令値信号を比較して通流比を出力するコン
パレータである。
【００４８】通流比作成回路１３３の出力に従い、第一
の実施例同様にスイッチング回路ＳＷを制御すれば、三
角波発信回路１３２の周波数を固定としても零電流スイ
ッチング動作で且つ直流電圧の制御範囲が拡がる力率改
善電源装置が可能となる。一方、力率改善動作を説明す
ると、電源電流から半サイクル中の波形を検出し、電源
電流が流れないところでは、スイッチング素子の通流比
を大きくし、逆に電源電流が流れすぎるところでは、ス
イッチング素子の通流比を小さくするように制御するこ
とにより、電源電流は電源電圧に同期した正弦波状の波
形となり力率が向上する。
【００４９】なお、本実施例では電流検出回路１４１で
電源電流を検出する部分を交流電源１０００を整流する
整流回路２００の出力側で検出しているが、整流回路２
００の入力側で検出するようにしてもよいことは勿論で
ある。
【００５０】図９は本発明の他の実施例に係るもので、
本発明のスイッチング回路を降圧形直流−直流電源装置
に適用した実施例を示す。図１と同じ番号のものは同様
の動作をするものである。
【００５１】本実施例の主たる構成は、本発明であると
ころのスイッチング回路と直流電源の直列回路にダイオ
ードを並列接続し、さらに、リアクトルとコンデンサの
直列回路を前記ダイオードに接続し、前記コンデンサに
かかる直流電圧が所定値に達するように前記スイッチン
グ回路をスイッチングして、前記直流電源の電圧を降圧
制御する。
【００５２】なお、零電流スイッチング動作は、第一の
実施例で説明したものと同様なので説明は省略するが、
本実施例によっても、図１の一実施例と同様な効果が得
られる。
【００５３】図１０は、本発明の他の実施例に係り、第
一の実施例の昇圧形直流−直流変換装置におけるスイッ
チング回路を改良したものである。図１と同一番号，同
一符号の物は同様の動作，意味を持つものである。
【００５４】第一の実施例と異なるところのスイッチン
グ回路ＳＷは、共振用リアクトルを複数に分散させたと
ころにある。本実施例では、共振リアクトル３を主トラ
ンジスタ４に直列に接続し、さらに、共振用リアクトル
３１をダイオード１１に直列に接続している。
【００５５】これにより、トランジスタ４がターンオン
したときに共振電流が流れるループは、リアクトル３と
リアクトル３１の両方に流れるように形成され、トラン
ジスタ４をターンオフする寸前にトランジスタ１０をタ
ーンオンしたときに共振電流が流れるループはリアクト
ル３にのみ流れるように形成される。これは、共振回路
の特性インピーダンス及び共振周波数が前者の共振動作
と後者の共振動作で異ならせ、前者で形成される共振回
路のインピーダンスを後者よりも大きくなるようにす
る。
【００５６】図１１は、図１０の実施例におけるスイッ
チタイミングと動作波形を示す。図示のように、トラン
ジスタ４がターンオンしたときの共振動作（ｔ１からｔ
２）に伴う共振電流のピーク値Ｉp1は、トランジスタ４
をターンオフする寸前にトランジスタ１０をターンオン
したときの共振動作（ｔ３からｔ５）に伴う共振電流の
ピーク値Ｉp2に対して低減できる。ただし、トランジス
タ４のターンオン時とターンオフ時とでは図示のように
共振周期がＴ１，Ｔ２のように異なるので、共振周波数
を直流電圧制御に影響が出ないように選ぶ必要がある。
【００５７】以上のように本実施例によれば、電流共振
形の欠点である共振電流のピーク値が低減できるので、
共振回路で発生する損失を低減でき、第一の実施例より
もさらに低損失化ができるという効果がある。また、ス
イッチング素子は電流容量の小さいものが使用でき、こ
れは装置を小型化，低コストかできる。
【００５８】図１２は本発明の他の実施例に係るもの
で、第一の実施例で説明したスイッチング回路ＳＷを、
モータ制御装置の直流を交流に変換するインバータ装置
のスイッチング素子部に適用したものである。同図のモ
ータ制御装置は、交流電源1000を直流に変換するコンバ
ータ２００と、この直流を可変周波数，可変電圧の交流
に変換するインバータ２０１と、このインバータ２０１
の出力側にモータ2000を接続して、インバータ２０１の
スイッチング回路ＳＷのスイッチング素子をオンオフ制
御するインバータ制御回路２２２から構成される。この
ようにインバータ２０１では複数個のスイッチング素子
を要するので、各スイッチング動作に伴なって発生する
損失も大きくなる。しかし、各部に本発明のスイッチン
グ回路を用いたことによってスイッチング損失が小さく
でき、その効果は装置として顕著に現われる。したがっ
て、インバータ装置の高効率化が図れるという効果があ
る。なお、本実施例では本発明のスイッチング回路をイ
ンバータ装置に適用したが、交流電源１０００を直流に
変換するコンバータ２００のスイッチング素子に適用し
ても同様な効果が得られることは勿論である。
【００５９】
【発明の効果】本発明によれば、スイッチング回路を構
成する主スイッチング素子に、共振回路と補助スイッチ
ング素子を設け、補助スイッチング素子により共振動作
を操作することにより、零電流スイッチングを共振回路
の周波数に依存されずに行えることができる。さらにこ
のスイッチング回路を各種の変換装置のスイッチング部
に適用することにより、スイッチング周波数を固定とし
ても補助スイッチング素子の動作により、共振回路の周
波数に依存されず通流比を可変でき零電流スイッチング
における出力電圧の制御範囲が拡がり、装置として小型
化，高効率化が図れるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施例の昇圧形直流−直流変換装置
の構成図。
【図２】従来の昇圧形の共振形電源装置の構成図。
【図３】従来技術におけるスイッチング回路の動作波
形。
【図４】本発明のスイッチング回路の動作波形。
【図５】本発明の一実施例のスイッチタイミング回路構
成図と動作波形。
【図６】本発明の他の実施例に係るサイリスタ消弧回路
の構成図。
【図７】本発明のサイリスタ消弧回路の動作波形。
【図８】本発明の他の実施例に係る力率改善電源装置の
構成図。
【図９】本発明の他の実施例に係る降圧形直流−直流変
換装置の構成図。
【図１０】本発明の他の実施例に係る昇圧形直流−直流
変換装置の構成図。
【図１１】図１０のスイッチング回路の動作波形。
【図１２】本発明を適用したモータ制御装置の構成図。
【符号の説明】
１…直流電源、２…直流リアクトル、３，３０，３１…
共振用リアクトル、４…主トランジスタ、５，５０…共
振用コンデンサ、６…逆電流阻止ダイオード、７，１
１，７０，１１０…ダイオード、８…コンデンサ、９…
負荷、１０…補助トランジスタ、１２…電圧検出回路、
１３…通流比作成手段、１４…スイッチタイミング回
路、１５０，１５１…ドライバ。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 田原 和雄 茨城県日立市久慈町4026番地 株式会社 日立製作所 日立研究所内 (72)発明者 遠藤 常博 茨城県日立市久慈町4026番地 株式会社 日立製作所 日立研究所内 (56)参考文献 特開 平１−248957（ＪＰ，Ａ) 特開 昭58−222321（ＪＰ，Ａ) 特開 昭47−7178（ＪＰ，Ａ) 特開 昭64−74064（ＪＰ，Ａ)

Claims (9)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】電流をオン，オフする主スイッチング素子
    と前記主スイッチング素子とは逆方向極性のダイオード
    とを並列接続した主スイッチング回路と、リアクトル
    と、コンデンサとを有する電流共振回路を有するスイッ
    チング回路であって、 前記電流共振回路の共振動作を一時中断できるように、
    補助スイッチング素子と前記補助スイッチング素子とは
    逆方向極性のダイオードを並列接続した補助スイッチン
    グ回路を挿入したことを特徴とする スイッチング回路。
  2. 【請求項２】請求項１において、前記共振回路によって
    発生する共振電流が、前記主スイッチング素子をオフす
    るときに、前記主スイッチング素子に並列に接続したダ
    イオードに流れるように、前記補助スイッチング素子を
    制御することを特徴とするスイッチング回路。
  3. 【請求項３】請求項１において、前記共振回路におい
    て、前記補助スイッチング素子のオンするタイミング
    で、前記主スイッチング素子を有する主スイッチング回
    路の通流率を変更できることを特徴とするスイッチング
    回路。
  4. 【請求項４】請求項１において、前記主スイッチング素
    子がオン時に形成される前記共振回路のループのインピ
    ーダンスが、前記主スイッチング素子がオフ時に形成さ
    れる前記共振回路のループのインピーダンスより大きく
    なるようにすることを特徴とするスイッチング回路。
  5. 【請求項５】請求項１もしくは請求項２記載のスイッチ
    ング回路を、直流電源にリアクトルを直列に接続した直
    列回路に並列に接続し、さらに、ダイオードとコンデン
    サの直列回路を前記スイッチング回路に並列接続し、前
    記コンデンサにかかる直流電圧が所定値に達するように
    前記スイッチング回路をスイッチングして、前記直流電
    源の電圧を昇圧する直流−直流変換装置。
  6. 【請求項６】請求項１もしくは請求項２記載のスイッチ
    ング回路と直流電源の直列回路にダイオードを並列接続
    し、さらに、リアクトルとコンデンサの直列回路を前記
    ダイオードに接続し、前記コンデンサにかかる直流電圧
    が所定値に達するように前記スイッチング回路をスイッ
    チングして、前記直流電源の電圧を降圧する直流−直流
    変換装置。
  7. 【請求項７】交流電源を直流に変換する整流回路と、該
    整流回路の直流側出力端とリアクトルとの直列回路に、
    請求項１もしくは請求項２記載のスイッチング回路を並
    列接続し、さらに、ダイオードとコンデンサの直列回路
    を前記スイッチング回路と並列接続し、前記コンデンサ
    にかかる直流電圧の検出信号と、前記整流回路出力の直
    流電流、もしくは前記交流電源の交流電流の検出信号に
    基づいて前記スイッチング回路を動作させ前記交流電源
    の力率を改善する力率改善電源装置。
  8. 【請求項８】請求項１もしくは請求項２記載のスイッチ
    ング回路でブリッジ回路を構成し、該ブリッジ回路に直
    流電源を入力し、前記スイッチング回路の主スイッチン
    グ素子及び補助スイッチング素子を動作させて、前記直
    流電源を交流に変換する直流−交流変換装置。
  9. 【請求項９】請求項１もしくは請求項２記載のスイッチ
    ング回路でブリッジ回路を構成し、該ブリッジ回路に交
    流電源を入力し、前記スイッチング回路の主スイッチン
    グ素子及び補助スイッチング素子を動作させて、交流電
    源を直流に変換する交流−直流変換装置。
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