CN103222175B - 电力变换装置 - Google Patents

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Abstract

本发明提供能有效地抑制开关噪声的电力变换装置。本发明具备电容器（111）、与其并联连接的开关元件（Q11a、Q11b）和个别地控制开关元件（Q11a、Q11b）中的开关动作的控制器（105），形成有包含开关元件（Q11a）和电容器（111）的闭合电路以及包含开关元件（Q11b）和电容器（111）的闭合电路，控制器（105）以使振铃电压在各闭合电路间相互抵消的方式使开关动作的定时相互错开，所述振铃电压因在开关元件（Q11a、Q11b）中进行的导通或者截止的开关动作而在上述各闭合电路中产生，并分别具有由包含在各闭合电路中的电感和包含在该闭合电路中的开关元件的输出电容规定的频率。

Description

电力变换装置
技术领域
本发明在以逆变器（inverter）、转换器（converter）等为代表的电力变换装置中特别是涉及抑制噪声的技术。
背景技术
作为电力变换装置，已知有将直流电变换为交流电向电动机等负载供电的逆变器和将交流电源的交流电变换为直流电的转换器。
在三相逆变器中，作为得到作为逆变器的输出的正弦波输出电压的方法，一般使用例如PWM（Pulse　Width　Modulation：脉冲宽度调制）控制。在PWM控制中，因为利用与U相、V相、W相的各臂（arm）串联连接的高侧开关（high side switch）以及低侧开关（low side switch）的开关动作高速地进行，所以三相逆变器成为高频的开关噪声（switch noise）的产生源。此外，因为电动机等负载在与机架接地（frame ground）之间有寄生电容，所以通过经由该寄生电容流过高频的开关噪声，从而有电动机的轴承损伤或引起外围设备的误动作的危险。为了应对这样的问题，公开了抑制噪声的各种技术（例如，专利文献1）。
另一方面，近年来，对以逆变器、转换器为代表的电力变换装置有大容量化的要求。不过，用于此的开关元件的电流容量却有限制。于是，如图23所示有将多个多个开关元件并联连接使用的技术。
图23是示出具备以往例涉及的电力变换装置的负载驱动系统900的整体结构的图。
负载驱动系统900是，用三相逆变器902将从直流电源DC提供的直流电流变换为三相交流电流，将该三相交流电流提供给电动机904的结构。三相逆变器902的动作由从控制器905输出的PWM信号Pu、Pv、Pw控制。
三相逆变器902构成三相桥（bridge），由U相臂912u、V相臂912v、W相臂912w构成。U相臂912u由串联连接的高侧开关元件组Q91和低侧开关元件组Q92构成，高侧开关元件组Q91由开关元件Q91a、Q91b并联连接而成。同样地，低侧开关元件组Q92由开关元件Q92a、Q92b并联连接而成。
开关元件Q91a、Q91b、Q92a、Q92b的栅极（gate）端子分别与栅极驱动电路GD连接。对处于并联连接关系的开关元件，例如，对开关元件Q91a和Q91b从控制器905经由栅极驱动电路GD提供相同的PWM信号Pu，开关元件Q91a和Q91b同步进行动作。另外，特别是，虽然在图中未标注附图标记，但是V相臂912v和W相臂912w也是与U相臂912u同样的结构。
根据上述那样的结构，与一个开关元件组只由一个开关元件构成的情况相比较，能增加作为开关元件组整体流过的电流量。可设想如下情况：即使有欲作为一个开关元件组整体流过规定量的电流的迫切期望，也不存在流过该规定量的电流的单一的开关元件。在这样的情况下，采用上述的技术，即，通过并联连接两个流过上述规定量的一半左右的电流的开关元件构成一个开关元件组，从而能实现上述迫切期望。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开2006-333647号公报
专利文献2：日本特开平7-274517号公报。
发明内容
发明要解决的课题
然而，本申请发明人发现根据图23所示的结构，存在从三相逆变器902产生的开关噪声会增大的问题。使用图24对该细节进行说明。
图24是示出以往例涉及的开关动作时的时间图（timing chart）的图，是只提取图23中的高侧开关元件组Q91的动作进行示出的图。图24（a）示出开关元件Q91a的端子间电压变动，图24（b）示出开关元件Q91b的端子间电压变动。图24（c）是部分（D）的放大图。
如图24（a）、（b）所示，利用开关元件Q91a、Q91b中的导通（ON）截止（OFF）的开关动作，各开关元件的端子间电压在高电平（high level）和低电平（low level）之间进行状态转变。但是，不是在高电平和低电平间单纯地进行状态转变，而是与状态转变同时，在开关元件Q91a、Q91b的端子间产生分别由Vra和Vrb示出那样的振铃（ringing）电压。该振铃电压是起因于构成三相逆变器的电路具有的寄生电感成分L和寄生电容成分C的谐振。本申请发明人的潜心研究的结果是，已明确了该振铃电压成为开关噪声的原因之一。
根据图23所示的结构，因为开关元件Q91a和Q91b同步动作，所以如图24（c）所示，在开关元件Q91a、Q91b的端子间产生的振铃电压Vra、Vrb的相位也当然是相互成为同相位。这即是说，通过使振铃电压叠加，从而开关噪声增大。
本发明是鉴于上述的问题点而做成的，其目的在于，提供一种能有效地抑制开关噪声的电力变换装置。
用于解决课题的方案
为了达成上述目的，本发明涉及的电力变换装置具备：电容器；与所述电容器并联连接的多个开关元件；以及个别地控制所述各开关元件中的开关动作的控制器，所述电力变换装置按每个所述开关元件形成有包含所述多个开关元件中的任一个和所述电容器的闭合电路，其中，所述控制器以使振铃电压在所述多个闭合电路中的至少两个闭合电路间相互抵消的方式，使所述至少两个闭合电路的开关元件中的开关动作的定时相互错开，所述振铃电压因在所述各开关元件中进行的导通或者截止的开关动作而在所述各闭合电路中产生，并分别具有由包含在所述各闭合电路的电感和包含在该闭合电路的开关元件的输出电容规定的频率。
发明效果
根据本发明涉及的电力变换装置的结构，因在各开关元件中进行的开关动作而在包含电容器和开关元件的闭合电路中产生的振铃电压，在至少两个闭合电路间相互抵消。在此，所谓的使振铃电压“抵消”，不只是包含振铃电压完全抵消的情况，也包含振铃电压一部分抵消的情况。即使在振铃电压的一部分抵消的情况下，也能比以往更抑制开关噪声。
另一方面，如在专利文献1中公开的那样，也可以考虑通过在电力变换装置中附加噪声消除电路，从而得到抑制开关噪声的手法。但是，根据该手法，虽然能抑制开关动作成为触发而产生的开关噪声，使得不会从上述闭合电路传导到电源侧，但是却不能在上述闭合电路内抑制开关噪声本身。因此，存在虽然对经由包含在构成系统的电路中的寄生电容和布线等向电源侧传递的传导噪声是有效的，但是对向空间辐射的辐射噪声来说抑制效果低的问题。
但是，根据本发明涉及的电力变换装置的结构，与专利文献1不同，能对开关噪声在作为其产生源的上述闭合电路内进行抑制。其结果是，经由电力变换装置内的寄生电容和布线等向电源传递的传导噪声自不必说，还能得到对向电力变换装置外的空间辐射的辐射噪声的抑制效果。
因此，能提供一种能有效地抑制开关噪声的电力变换装置。
附图说明
图1是示出具备第一实施方式涉及的电力变换装置的负载驱动系统100的整体结构的图。
图2是示出第一实施方式涉及的移相部108的结构的一个例子的电路图。
图3是示出第一实施方式涉及的时间图的图。
图4是示出用于算出频率fr的等效电路模型的图。
图5是用于说明第一实施方式涉及的效果的图。
图6是示出具备第一实施方式的变形例涉及的电力变换装置的负载驱动系统100A的整体结构的图。
图7是示出第一实施方式的变形例涉及的载波信号生成部106A的结构的一个例子的电路图。
图8示出第二实施方式涉及的电力变换装置的一部分结构的图。
图9是示出第二实施方式的时间图的图。
图10是示出第二实施方式的变形例涉及的时间图的图。
图11是示出具备第三实施方式涉及的电力变换装置的负载驱动系统300的整体结构的图。
图12是示出第三实施方式涉及的时间图的图。
图13是示出用于进行第三实施方式涉及的开关噪声抑制原理的验证的电路的结构的图。
图14中，（a）是示出第三实施方式涉及的振铃电压的波形及其相位的图，（b）是示出比较例涉及的振铃电压的波形及其相位的图。
图15是示出第三实施方式和比较例涉及的直流电源DC中的噪声等级的图。
图16是示出第三实施方式的变形例涉及的时间图的图。
图17是示出具备第四实施方式涉及的电力变换装置的负载驱动系统400的整体结构的图。
图18是示出具备第五实施方式涉及的电力变换装置的负载驱动系统500的整体结构的图。
图19是示出具备第六实施方式涉及的电力变换装置的负载驱动系统600的整体结构的图。
图20是示出具备第七实施方式涉及的电力变换装置的负载驱动系统700的整体结构的图。
图21是示出具备第八实施方式涉及的电力变换装置的负载驱动系统800的整体结构的图。
图22是示出在假设为振铃电压的波形为正确的正弦波的情况下的噪声等级模拟结果的图。
图23是示出具备以往例涉及的电力变换装置的负载驱动系统900的整体结构的图。
图24是示出以往例涉及的时间图的图。
具体实施方式
以下，一边参照附图一边对本发明的实施方式进行说明。
[第一实施方式]
《结构》
图1是示出具备第一实施方式涉及的电力变换装置的负载驱动系统100的整体结构的图。在本实施方式中，对将三相交流电动机（以下，称为电动机。）作为负载的结构进行说明。
负载驱动系统100具备直流电源DC、电力变换装置113、以及电动机104。
直流电源DC是对电源系统进行整流而得到的直流电源，或者是电池类型（代表性的有镍氢或者锂离子等二次电池）的直流电源。
电力变换装置113包括电压检测部101、电流检测部103、三相逆变器102、以及控制器105。电力变换装置113将从直流电源DC提供的直流电变换为相位分别错开120o、用电角度表示为错开2π/3弧度的U相、V相、W相的三相交流电，并将该三相交流电提供给电动机104。
电动机104是由接受三相交流电的供给的三相绕组构成的三相交流电动机。
<电力变换装置113>
（电压检测部101、电流检测部103、电容器111）
电压检测部101检测输入到直流电源DC的电压，即，检测输入到三相逆变器102的电压。
电流检测部103检测对电动机104的输入电流，即，检测从三相逆变器102输出的电流。
电容器（平滑电容）111为了抑制电力变换装置113内的电压变动而设置。
（三相逆变器102）
三相逆变器102构成三相桥，具备U相臂112u、V相臂112v、以及W相臂112w。因为各相的臂的结构与图23中的三相逆变器902相同，所以省略说明。此外，像开关元件Q11a和Q11b那样处于并联连接的关系的开关元件，由耐压和电流电容等规格相同的开关元件构成。
在开关元件Q11a～Q16a、Q11b～Q16b中应用以绝缘栅型双极晶体管（Insulated Gate Bipolar Transistor：以下记载为IGBT。）、金属-氧化物-半导体场效应晶体管（Metal-Oxide-Semiconductor Field Effect Transistor：以下记载为MOSFET。）为代表的功率（power）半导体元件。在开关元件Q11a、Q11b、Q12a、Q12b的集电极－发射极间（或者漏极－源极间），连接有用于从发射极侧（源极侧）向集电极侧（漏极侧）流过电流的二极管。其中，在将MOSFET作为开关元件使用的情况下，也可以有将寄生二极管作为二极管使用的情况。
在此，在电力变换装置113中，按每个开关元件形成有包含开关元件Q11a～Q16a、Q11b～Q16b中的任一个和电容器111的闭合电路。例如，在某一个闭合电路中包含开关元件Q11a和电容器111，像这样的闭合电路在电力变换装置113中形成有开关元件的个数的量（12个）。
（控制器105）
控制器105个别地控制包含在三相逆变器102中的开关元件Q11a～Q16a、Q11b～Q16b的开关动作。
具体地说，控制器105生成作为对栅极驱动电路GD的指令信号的脉冲宽度调制信号（以下，称为PWM信号。）。通过经由栅极驱动电路GD向开关元件Q11a～Q16a、Q11b～Q16b的栅极端子输出该PWM信号，从而上述的各开关元件被个别地控制。
具体地说，控制器105由载波信号生成部106、PWM信号生成部107、移相部108、电流指令部109、以及电流控制部110构成。
载波信号生成部106生成作为几十kHz的频率的锯齿波电压的载波信号Cr（例如，通过反复进行电压经规定时间从第一电平向第二电平逐渐减小后从第二电平向第一电平的复位而做成的波形），向下一级的PWM信号生成部107输出此信号。
电流指令部109输出用于驱动控制电动机104的电流指令。电流指令的值是与作为目标的电动机104的动作对应设定的，在该指令中包含应在下一级的电流控制部110中生成的控制指令信号的振幅及频率的信息。
电流控制部110基于来自电流指令部109的电流指令，生成正弦波形的控制指令信号。与此同时，在实际驱动的电动机104的动作偏离作为目标的电动机104的动作的情况下，接受来自电流检测部103的反馈信号，将上述控制指令信号修正为适当的正弦波形，向下一级的PWM信号生成部107输出。在图1中，U相控制指令信号用Du、V相控制指令信号用Dv、W相控制指令信号用Dw示出。像上述的说明那样，由电流指令部109和电流控制部110构成控制指令信号生成部。
PWM信号生成部107比较输入的载波信号Cr和U相控制指令信号Du，生成作为其比较结果的PWM信号Pu，向下一级的移相部108输出。同样地，比较载波信号Cr和V相控制指令信号Dv、载波信号Cr和W相控制指令信号Dw，生成作为其比较结果的PWM信号Pv、Pw，向移相部108输出。
移相部108基于输入的PWM信号Pu、Pv、Pw，生成各开关元件用的PWM信号，输出到下一级的栅极驱动电路GD。当以高侧开关元件组Q11为例具体地进行说明时，移相部108使PWM信号Pu偏移第一相位角生成PWM信号Pua，并且使PWM信号Pu偏移第二相位角生成PWM信号Pub。第二相位角相对于第一相位角延迟规定的相位差。PWM信号Pua被作为开关元件Q11a用的PWM信号输出，PWM信号Pub被作为开关元件Q11b用的PWM信号输出。移相部108只使PWM信号Pua和Pub间的相位差变化。移相部108在其它的开关元件组中，也是对输出到处于并联连接关系的开关元件（例如Q14a和Q14b）的PWM信号进行同样的移相。
图2是示出移相部108的结构的一个例子的电路图，取出PWM信号生成部107和移相部108进行图示。
U相移相部108u由电阻R1、R2、电容器C1、C2、以及施密特触发器（schmitt trigger）Sc1、Sc2构成。上述的第一相位角由R1和C1之积决定，第二相位角由R2和C2之积决定。通过相对于R1和C1之积使R2和C2之积更大，从而可生成相对于从施密特触发器Sc1输出的PWM信号Pua延迟规定的相位差的PWM信号Pub。因为V相移相部108v及W相移相部108w与U相移相部108u是同样的结构，所以省略说明。
像这样，通过在开关元件Q11a用的PWM信号Pua和开关元件Q11b用的PWM信号Pub之间设置规定的相位差，从而能在开关元件Q11a和Q11b之间使开关动作的定时相互错开。此时的开关动作定时的错开量设定为，使得在开关元件Q11a的端子间产生的振铃电压和在开关元件Q11b的端子间产生的振铃电压相互抵消这样的错开量。对于该错开量的具体设定方法及其效果，在下一项进行说明。
《开关噪声抑制原理》
使用图3对本实施方式中的开关噪声抑制原理进行说明。图3是示出第一实施方式涉及的时间图的图，在此只拿出U相臂112u的高侧开关元件组Q11进行说明。
图3（a）是示出输入到PWM信号生成部107的锯齿波的载波信号Cr和U相控制指令信号Du的电压波形的图。虽然U相控制指令信号Du是正弦波形，但是在图3（a）是将微小的时间放大进行图示的图，在此，电压作为几乎不变动的电压进行图示。
图3（b）示出从移相部108输出的PWM信号Pua的电压波形，图3（c）示出从移相部108输出的PWM信号Pub的电压波形。如图3（b）、（c）所示，PWM信号Pub相对于PWM信号Pua延迟α[sec]，此α与前述的规定的相位差相当。在图2中，通过以使第一相位角（R1和C1之积）为可忽略的程度、使第二相位角（R2和C2之积）与α相当的方式设定R1、R2、C1、C2的值，从而能实现这样的结构。
图3（d）示出开关元件Q11a的端子间的电压变动，图3（e）示出开关元件Q11b的端子间的电压变动，图3（f）示出图3（d）、（e）所示的（A）附近的放大图。
通过在PWM信号生成部107反转载波信号Cr和U相控制指令信号Du的大小关系（图3（a）），从而在图3（b）所示的PWM信号Pua的电压波形中发生从导通到截止或者从截止到导通的状态转变。以下，作为在载波信号Cr变得比U相控制指令信号Du大的情况下发生从导通到截止的状态转变进行说明。
首先，对图3的时刻（1）进行说明。在图3（a）中，载波信号Cr和U相控制指令信号Du交叉，图3（b）所示的PWM信号Pua从导通到截止进行状态转变。伴随着该状态转变，开关元件Q11a从导通切换为截止，开关元件Q11a的端子间电压从高电平转变为低电平（图3（d））。此时，因为在开关元件Q11a中在短时间有大的电流变化，所以如图3（d）所示，在开关元件Q11a的端子间产生作为高频的振动的振铃电压Vra。如在发明要解决的课题一项中所述，在开关元件产生的振铃电压成为开关噪声的原因之一。因此，通过抑制该振铃电压的产生，从而能抑制开关噪声。
振铃电压是起因于构成三相逆变器的电路所具有的寄生电感成分L和寄生电容成分C的谐振。一般来说，振铃电压的频率f由数学式1确定。
[数学式1]
接下来，对图3的时刻（2）进行说明。图3（c）所示的PWM信号Pub从时刻（1）延迟α[sec]，从导通到截止进行状态转变。伴随着该状态转变，开关元件Q11b从导通切换为截止，开关元件Q11b的端子间电压从高电平转变为低电平（图3（e））。此时，与开关元件Q11a同样地，在开关元件Q11b中也在短时间有大的电流变化，如图3（e）所示，在开关元件Q11b的端子间产生作为高频的振动的振铃电压Vrb。
在此，如在三相逆变器102的结构中说明的那样，开关元件Q11a和Q11b由耐压和电流电容等规格相同的开关元件构成，包含在开关元件Q11b中的寄生电感L和寄生电容成分C与包含在开关元件Q11a中的是相同的。也就是说，在开关元件Q11a的端子间产生的振铃电压Vra的频率fr和在开关元件Q11b的端子间产生的振铃电压Vrb的频率fr是相同的值。
在将振铃电压Vra的频率fr的倒数作为振铃电压Vra的一个周期的情况下，该相位差α相当于振铃电压Vra的半个周期的量。α使用振铃电压Vra的频率fr由数学式2定义。另外，振铃电压Vra的频率fr粗略地由包含开关元件Q11a和电容器111的闭合电路（成为振铃电压Vra的产生源的闭合电路）的电感和包含在该闭合电路中的开关元件Q11a的输出电容规定。振铃电压Vra的频率fr的算出方法将在后面详细地进行说明。
[数学式2]
因此，振铃电压Vra和振铃电压Vrb如图3（f）所示，成为相位相互反转的关系。通过这样，从而伴随着开关元件Q11a、Q11b进行的从导通到截止的开关动作而产生的振铃电压Vra、Vrb被相互抵消，其结果是，可抑制从这些开关元件产生的开关噪声。
接着，对时刻（3）进行说明。在图3（a）中，载波信号Cr和U相控制指令信号Du交叉，图3（b）所示的PWM信号Pua从截止到导通进行状态转变。伴随着该状态转变，开关元件Q11a从截止切换为导通，开关元件Q11a的端子间电压从低电平转变为高电平（图3（d））。此时也与时刻（1）同样地，在开关元件Q11a的端子间产生振铃电压Vra。
接下来，在时刻（4），图3（c）所示的PWM信号Pub从时刻（3）延迟α[sec]，从截止到导通进行状态转变。伴随着该状态转变，开关元件Q11b从截止切换为导通，开关元件Q11b的端子间电压从低电平转变为高电平（图3（e））。此时也与时刻（4）同样地，在开关元件Q11b的端子间产生振铃电压Vrb。
因此，伴随着开关元件Q11a、Q11b进行的从截止到导通的开关动作而产生的振铃电压Vra、Vrb被相互抵消，其结果是，可抑制从这些开关元件产生的开关噪声。
如以上说明的那样，根据上述的结构，能使伴随着开关元件从导通到截止的状态转变而产生的振铃电压、及伴随着从截止到导通的状态转变而产生的振铃电压双方抵消。
《频率fr的算出方法》
在此，使用图4说明频率fr的算出方法。
图4是示出用于算出频率fr的等效电路模型（model）的图。在图4中只图示了图1中的U相臂112u、电容器111。在此，如图1所示，因为U相臂112u分别并联连接有开关元件Q11a、Q11b和开关元件Q12a、Q12b，所以在开关元件Q11a和Q11b间流过的电流量大致相同，在开关元件Q12a和Q12b间流过的电流量也大致相同。因此，为了简化，在图4中U相臂112u的开关元件视为只由开关元件Q11a和开关元件Q12a构成。因此，在图4中，示出包含开关元件Q11a（或者开关元件Q11b）和电容器111的闭合电路以及包含开关元件Q12a（或者开关元件Q12b）和电容器111的闭合电路。
在图4中，因为在供给开关的能量的情况下电容器111被设定为充分大的电容，所以电容器111能视为理想的电压源。但是，在电容器111中存在由连接电容器111和其它的构成要素的布线等造成的寄生电感成分，将该电感设为Lcap＿1、Lcap＿2。
在U相臂112u中，将开关元件Q11（开关元件Q11a）的输出电容设为Coss＿1，将包含在开关元件Q11中的布线的电感设为Lm＿1、Lm＿2。另一方面，将开关元件Q12（开关元件Q12a）的输出电容设为Coss＿2，将连接开关元件Q12和其它的构成要素的布线的电感设为Lm＿3、Lm＿4。
将连接电容器111和U相臂112u的布线的电感设为Lw＿1、Lw＿2。
在此，在包含开关元件Q11a（开关元件Q11）和电容器111的闭合电路中，包含在开关元件Q11a中的布线的电感相当于Lm＿1、Lm＿2，包含在电容器111的电感相当于Lcap＿1、Lcap＿2，连接开关元件Q11a和电容器111的布线的电感相当于Lm＿3、Lm＿4、Lw＿1、Lw＿2。因此，包含开关元件Q11a和电容器111的闭合电路的电感由Lcap＿1、Lcap＿2、Lw＿1、Lw＿2、Lm＿1、Lm＿2、Lm＿3、Lm＿4构成。
另一方面，在包含开关元件Q12a（开关元件Q12）和电容器111的闭合电路中，包含在开关元件Q12a中的布线的电感相当于Lm＿3、Lm＿4，包含在电容器111中的电感相当于Lcap＿1、Lcap＿2，连接开关元件Q12a和电容器111的布线的电感相当于Lm＿1、Lm＿2、Lw＿1、Lw＿2。因此，包含开关元件Q12a和电容器111的闭合电路的电感由Lcap＿1、Lcap＿2、Lw＿1、Lw＿2、Lm＿1、Lm＿2、Lm＿3、Lm＿4构成。
像这样，图4所示的等效电路模型形成由寄生电感成分L和寄生电容成分C构成的谐振电路。
图4的等效电路模型中的频率fr能通过在该等效电路中应用数学式1从而算出。在实际算出频率fr时，考虑如下两种情况：（1）开关元件Q11a截止、开关元件Q12a导通的情况；和（2）开关元件Q11a导通、开关元件Q12a截止的情况。
首先，在（1）的情况下，开关元件Q11a的到截止的开关动作成为触发，在开关元件Q11a的端子间产生振铃电压。此时，开关元件Q12a能视为单纯的布线，更准确地说，能视为由开关元件的导通电阻造成的电阻体。因此，在（1）的情况下的振铃电压的频率fr1可用数学式3表示。
[数学式3]
接下来，在（2）的情况下，开关元件Q12a的到截止的开关动作成为触发，在开关元件Q12a的端子间产生振铃电压。此时，开关元件Q11a能视为单纯的布线，更准确地说，能视为由开关元件的导通电阻造成的电阻体。因此，在（2）的情况下的振铃电压的频率fr2可用数学式4表示。
[数学式4]
因此，在载波信号Cr变得比U相控制指令信号Du大的时刻，即，在开关元件Q11a从导通成为截止、开关元件Q12a从截止成为导通的时刻产生的振铃电压的频率fr如数学式5所示。
[数学式5]
由数学式5，频率fr不受电动机104的影响，由电容器111和U相臂112u决定。如果使用电磁场模拟等算出Lm＿1和Lm＿2等各寄生电感成分，就能在设计阶段由数学式5求出频率fr。此外，通过求出频率fr，从而也会求出数学式2的移相量α[sec]。因此，能在设计阶段设定规定的相位差α的值。
另外，虽然在图4中算出了只针对U相臂112u的频率fr，但是因为V相臂112v、W相臂112w由规格与U相臂112u相同的部件构成，所以在V相臂112v、W相臂112w中由开关动作产生的振铃电压的频率fr成为数学式5所示的频率。
《总结》
根据本实施方式涉及的电力变换装置的结构，在各开关元件的端子间产生的振铃电压在各开关元件间被相互抵消。此外，在本实施方式中与专利文献1不同，能将从各开关元件产生的开关噪声在作为其产生源的连结开关元件Q11a、Q11b和电容器111的闭合电路内进行抑制。图5是用于说明本实施方式的效果的图。在图5中，与图4同样地，只示出U相臂112u、电容器111。虽然开关元件Q11将开关元件Q11a、开关元件Q11b进行区别来图示，但是开关元件Q12与图4同样地，图示简化了的电路。
因为像上述的那样，在开关元件Q11a和Q11b中使用规格相同的开关元件，所以这些开关元件的输出电容（Coss＿1）和连结它们和其它的构成要素等的布线的电感（Lm＿1、Lm＿2）是相同的。此外，如果连结电容器111和开关元件Q11a的布线距离与连结电容器111和开关元件Q11b的布线距离相同，则这些布线的电感可一同设为Lw＿1。因此，在开关元件Q11a、Q11b的端子间产生的振铃电压Vra、Vrb的频率fr变得相同。
如图5所示，在本实施方式中，能在连结开关元件Q11a、Q11b和电容器111的闭合电路内将振铃电压Vra、Vrb相抵消，如用图5的Vr示出的那样，可抑制闭合电路内的电压变动。因此，经由电力变换装置内的寄生电容和布线等像电源传递的传导噪声自不必说，还能期待对向电力变换装置外的空间辐射的辐射噪声的抑制效果。此外，因为将开关噪声在作为产生源的上述闭合电路内进行抑制，所以能对所谓的常模噪声（normal mode noise）和共模噪声（common mode noise）的双方发挥抑制效果。
此外，根据本实施方式的手法，与相比三相逆变器102更在负载侧（电动机104侧）将振铃电压相抵消的手法不同，无需使用EMI滤波器（filter）和屏蔽罩（shield）等各种噪声抑制部件，即可得到开关噪声的抑制效果。即使在使用噪声抑制部件的情况下，因为使用噪声抑制效果小的部件即可，不会有负载驱动系统100大型化的情况。
[第一实施方式的变形例]
在第一实施方式（图1）中是，通过用移相部108使在PWM信号生成部107生成的PWM信号移相，从而生成各开关元件用的PWM信号的结构。另一方面，在本变形例中是，生成各开关元件用的载波信号，并以这些信号为基础生成各开关元件用的PWM信号的结构。以下，一边参照图6一边具体地进行说明。
图6是示出具备第一实施方式的变形例涉及的电力变换装置的负载驱动系统100A的整体结构的图。图6所示的结构和第一实施方式（图1）的不同点是，电力变换装置113A中的控制器105A的结构，主要是载波信号生成部106A和PWM信号生成部107A。以下，以U相臂112u的高侧开关元件组Q11为中心继续说明。
载波信号生成部106A生成用于生成开关元件Q11a、Q11b用的PWM信号Pua、Pub的锯齿波的载波信号Cra、Crb，输出到下一级的PWM信号生成部107A。
图7是示出本变形例涉及的载波信号生成部106A的结构的一个例子的电路图。
脉冲信号产生部生成以恒定周期产生的作为宽度窄的脉冲波形的脉冲信号Pl，输出到下一级的移相电路。
移相电路基于输入的脉冲信号Pl，生成各开关元件用的脉冲信号。移相电路使脉冲信号Pl偏移第三相位角生成脉冲信号Pl1，并且使脉冲信号Pl偏移第四相位角生成脉冲信号Pl2。第四相位角相对于第三相位角延迟α[sec]。脉冲信号Pl1输出到晶体管Tr1，脉冲信号Pl2输出到晶体管Tr2。
晶体管Tr1、Tr2通过输入脉冲信号Pl1、Pl2，从而以恒定的周期瞬间导通。此外，因为脉冲信号Pl2相对于脉冲信号Pl1延迟α[sec]，所以，据此晶体管Tr2导通的定时也相对于晶体管Tr1延迟α[sec]。
在晶体管Tr1（Tr2）截止的期间，电容器C3向恒流源I放电，电容器C3的电压以恒定速度下降。另一方面，在晶体管Tr1（Tr2）导通的期间，电容器C3进行充电，电容器C3的电压以恒定周期瞬时上升。其结果是，生成反复进行经规定时间从第一电平转变为第二电平之后从第二电平向第一电平的复位，而且，相位相互错开α[sec]的锯齿波的载波信号Cra、Crb。
此外，除图7所示的电路结构以外，也能由例如在专利文献2的图3中公开的那样的电路结构实施。
PWM信号生成部107A（图6）基于载波信号Cra和Crb，生成开关元件Q11a用的PWM信号Pua和开关元件Q11b用的PWM信号Pub。最终输出到开关元件Q11a、Q11b的PWM信号Pua、Pub成为与第一实施方式中的PWM信号Pua、Pub（图3（b）、（c））相同的信号。
因此，在本变形例中也能得到与第一实施方式同样的噪声抑制效果。
[第二实施方式]
在第一实施方式中，示出了在两个开关元件间相互抵消振铃电压的构成。在本实施方式中，对在三个开关元件间相互抵消振铃电压的结构进行说明。
<构成>
图8是示出第二实施方式涉及的电力变换装置的一部分构成，特别是示出三相逆变器202和移相部208的图。
本实施方式涉及的三相逆变器202与第一实施方式同样地，在构成U相臂212u、V相臂212v、W相臂212w的每个高侧开关元件组Q21、Q23、Q25和低侧开关元件组Q22、Q24、Q26中，由多个开关元件并联连接而成。但是，并联连接的开关元件的个数与第一实施方式不同。
如图8所示，在U相臂212u中，高侧开关元件组Q21由开关元件Q21a、Q21b、Q21c这三个开关元件并联连接而成，低侧开关元件组Q22由开关元件Q22a、Q22b、Q22c这三个开关元件并联连接而成。此外，与U相臂212u同样地，V相臂212v的高侧开关元件组Q23由开关元件Q23a、Q23b、Q23c这三个开关元件并联连接而成，低侧开关元件组Q24由开关元件Q24a、Q24b、Q24c这三个开关元件并联连接而成。进而，在W相臂212w中也同样地，高侧开关元件组Q25由开关元件Q25a、Q25b、Q25c这三个开关元件并联连结而成，低侧开关元件组Q26由开关元件Q26a、Q26b、Q26c这三个开关元件并联连接而成。
另外，移相部208是与第一实施方式的移相部108大致相同的结构，在图8中没有特别图示的结构也与第一实施方式大致相同。以下，以U相臂212u的高侧开关元件组Q21为中心进行说明。
移相部208基于从PWM信号生成部（未图示）输入的PWM信号Pu，生成开关元件Q21a用的PWM信号Pua、开关元件Q21b用的PWM信号Pub、以及开关元件Q21c用的PWM信号Puc，并输出到下一级的栅极驱动电路GD。移相部208使PWM信号Pu偏移第一相位角生成PWM信号Pua，使PWM信号Pu偏移第二相位角生成PWM信号Pub，使PWM信号Pu偏移第三相位角生成PWM信号Puc。第二相位角相对于第一相位角延迟α[sec]（与在第一实施方式中说明的相同。），第三相位角相对于第二相位角延迟α[sec]。
通过这样，能在开关元件Q21a、Q21b、Q21c之间相互错开开关动作的定时。
<开关噪声抑制原理>
使用图9对本实施方式中的开关噪声抑制原理进行说明。图9是示出第二实施方式的时间图的图。在此，只拿出U相臂212u的高侧开关元件组Q21进行说明。
图9（a）是示出输入到本实施方式涉及的PWM信号生成部的锯齿波的载波信号Cr和U相控制指令信号Du的电压波形的图，这些电压波形与第一实施方式的波形（图3（a））相同。
图9（b）示出从移相部208输出的PWM信号Pua的电压波形，图9（c）示出PWM信号Pub的电压波形，图9（d）示出PWM信号Puc的电压波形。如图9（b）、（c）、（d）所示，PWM信号Puc相对于PWM信号Pua延迟2α[sec]（α与在第一实施方式中说明的相同。），相对于PWM信号Pub延迟α[sec]。
图9（e）示出开关元件Q21a的端子间的电压变动，图9（f）示出开关元件Q21b的端子间的电压变动，图9（g）示出开关元件Q21c的端子间的电压变动，图9（h）示出图9（e）、（f）、（g）所示的（B）附近的放大图。
以下，与第一实施方式同样地，作为在载波信号Cr变得比U相控制指令信号Du大的情况下发生从导通到截止的状态转变进行说明。
首先，对图9的时刻（1）进行说明。在图9（a）中，载波信号Cr和U相控制指令信号Du交叉，图9（b）所示的PWM信号Pua从导通到截止进行状态转变。伴随着该状态转变，开关元件Q21a从导通切换为截止，开关元件Q21a的端子间电压从高电平转变为低电平（图9（e））。此时，在开关元件Q21a的端子间产生振铃电压Vra。
接下来，对图9的时刻（2）进行说明。图9（c）所示的PWM信号Pub从时刻（1）延迟α[sec]，从导通到截止进行状态转变。伴随着该状态转变，开关元件Q21b从导通切换为截止，开关元件Q21b的端子间电压从高电平转变为低电平（图9（f））。此时，在开关元件Q21b的端子间产生振铃电压Vrb。
这样，如图9（h）所示，振铃电压Vra和振铃电压Vrb成为相位相互反转的关系。通过这样，从而伴随着开关元件Q21a、Q21b进行的从导通到截止的开关动作产生的振铃电压Vra、Vrb被相互抵消，其结果是，可抑制从这些开关元件产生的开关噪声。
接下来，对图9的时刻（3）进行说明。图9（d）所示的PWM信号Puc从时刻（2）延迟α[sec]，从时刻（1）延迟2α[sec]，从导通到截止进行状态转变。伴随着该状态转变，开关元件Q21c从导通切换为截止，开关元件Q21c的端子间电压从高电平转变为低电平（图9（g））。此时，在开关元件Q21c的端子间产生振铃电压Vrc。该振铃电压Vrc不会与其它的振铃电压相互抵消，而是保持原样地保留。
接着，对时刻（4）进行说明。在图9（a）中，载波信号Cr和U相控制指令信号Du交叉，图9（b）所示的PWM信号Pua从截止到导通进行状态转变。伴随着该状态转变，开关元件Q21a从截止切换为导通，开关元件Q21a的端子间电压从低电平转变为高电平（图9（e））。此时也与时刻（1）同样地，在开关元件Q21a的端子间产生振铃电压Vra。
接下来，在时刻（5），图9（c）所示的PWM信号Pub从时刻（4）延迟α[sec]，从截止到导通进行状态转变。伴随着该状态转变，开关元件Q21b从截止切换为导通，开关元件Q21b的端子间电压从低电平转变为高电平（图9（f））。此时也与时刻（2）同样地，在开关元件Q21b的端子间产生振铃电压Vrb。
接下来，对图9的时刻（6）进行说明。图9（d）所示的PWM信号Puc从时刻（5）延迟α[sec]，从时刻（4）延迟2α[sec]从截止到导通进行状态转变。伴随着该状态转变，开关元件Q21c从截止切换为导通，开关元件Q21c的端子间电压从低电平转变为高电平（图9（g））。此时也与时刻（3）同样地，在开关元件Q21c的端子间产生振铃电压Vrc。该振铃电压Vrc不会与其它的振铃电压相互抵消，而是保持原样地保留。
如以上说明的那样，根据上述的结构，对于振铃电压Vra、Vrb，能将伴随着开关元件从导通到截止的状态转变产生的情况下及伴随着从截止到导通的状态转变产生的情况下的双方抵消。另一方面，因为振铃电压Vrc不会抵消而保留，所以当与第一实施方式比较时，开关噪声抑制效果变差。然而，当与以往那样使三个开关元件同步动作的情况比较时，开关噪声能抑制为三分之一左右。
[第二实施方式的变形例]
在本变形例中，对虽然与第二实施方式同样地是在三个开关元件间振铃电压相互抵消的结构，但是在各开关元件中产生的振铃电压是理想的正弦波的情况下，起到特别良好的噪声抑制效果的结构进行说明。
本变形例的结构与第二实施方式（图8）相同。虽然本变形例的移相部与第二实施方式的移相部208同样地生成PWM信号Pua、Pub、Puc，但是相对于在第二实施方式中规定的相位差为α[sec]，在本变形例中该规定的相位差是β[sec]。β使用在开关元件产生的振铃电压的频率fr用数学式6定义。
[数学式6]
从数学式6可知，相位差β与振铃电压的三分之一周期的量相当。使用图10对本变形例中的具体的开关噪声抑制原理进行说明。
图10是示出本变形例涉及的时间图的图，图10（a）、（b）、（c）分别是在开关元件Q21a、Q21b、Q21c产生的振铃电压Vra、Vrb、Vrc的波形的放大图。通过将相位差β设定为与振铃电压的三分之一周期的量相当的值，从而在振铃电压Vra、Vrb、Vrc为准确的正弦波的情况下，这些振铃电压之和为零，振铃电压相互相抵。
实际上，虽然因为振铃电压Vra、Vrb、Vrc不是准确的正弦波，所以振铃电压之和不为零，但是能期待效率良好的开关噪声抑制效果。
[第三实施方式]
在第一实施方式中，说明了如下结构：在通过并联连接两个开关元件从而使额定电流倍增的三相逆变器中，通过错开处于并联关系的开关元件的开关的定时，从而使从这些开关元件产生的振铃电压抵消。在第三实施方式中，说明通过错开构成U相臂的开关元件、构成V相臂的开关元件、以及构成W相臂的开关元件的开关的定时，从而在U相臂、V相臂、W相臂间抵消振铃电压的结构。
<构成>
图11是示出具备第三实施方式涉及的电力变换装置的负载驱动系统300的整体结构的图。
负载驱动系统300具备直流电源DC、电力变换装置313、以及电动机304。虽然直流电源DC、电动机304是分别与第一实施方式中的直流电源DC、电动机104相同的结构，但是电力变换装置313与第一实施方式中的电力变换装置113结构不同。
电力变换装置313包括电压检测部301、电流检测部303、三相逆变器302、以及控制器305。电压检测部301、电流检测部303分别是与第一实施方式中的电压检测部101、电流检测部103相同的结构。另一方面，三相逆变器302、控制器305与第一实施方式中的三相逆变器102、控制器105结构不同。
三相逆变器302具备U相臂312u、V相臂312v、W相臂312w，U相臂312u进一步由串联连接的高侧开关元件Q31和低侧开关元件Q32构成。与第一实施方式不同，本实施方式的高侧开关元件Q31和低侧开关元件Q32分别由单一的开关元件构成。
V相臂312v和W相臂312w是与U相臂312u同样的结构。此外，开关元件Q31～Q36由共用的开关元件构成。
在本实施方式的电力变换装置313中，按每个臂形成有包含U相臂312u、V相臂312v、以及W相臂312w中的任一个和电容器311的闭合电路。即，在某一个闭合电路中包含U相臂312u和电容器311，这样的闭合电路在电力变换装置313中形成有臂的个数的量（三个）。以下，以高侧开关元件Q31、Q33、Q35为中心进行说明。
控制器305由载波信号生成部306、PWM信号生成部307、移相部308、电流指令部309、电流控制部310构成。载波信号生成部306、PWM信号生成部307、电流指令部309、电流控制部310分别是与第一实施方式中的载波信号生成部106、PWM信号生成部107、电流指令部109、电流控制部110相同的结构。另一方面，移相部308与第一实施方式中的移相部108结构不同。
移相部308基于输入的PWM信号Pu、Pv、Pw，生成输出到高侧开关元件Q31的PWM信号Pu’、输出到高侧开关元件Q33的PWM信号Pv’、以及输出到高侧开关元件Q35的PWM信号Pw’，并输出到下一级的栅极驱动电路GD。移相部308使PWM信号Pu偏移第一相位角生成PWM信号Pu’，使PWM信号Pv偏移第二相位角生成PWM信号Pv’，使PWM信号Pw偏移第三相位角生成PWM信号Pw’。第二相位角相对于第一相位角延迟α[sec]（与在第一实施方式中说明的相同。），第三相位角相对于第二相位角延迟α[sec]。
通过这样，能在高侧开关元件Q31、Q33、Q35之间相互错开开关动作的定时。
在此，因U相臂312u的开关元件Q31的开关动作而在包含U相臂312u和电容器311的闭合电路产生的振铃电压的频率，由包含在该闭合电路中的电感和构成包含在该闭合电路中的臂的开关元件Q31的输出电容规定。此外，在图4中，当将开关元件Q11、Q12分别与本实施方式中的开关元件Q31、Q32置换时，图4将示出包含U相臂312u和电容器311的闭合电路。因此，也能将在图4中说明的频率fr的算出方法在本实施方式中应用。
在包含U相臂312u和电容器311的闭合电路中，包含在开关元件Q31中的布线的电感相当于Lm＿1、Lm＿2，包含在电容器311中的电感相当于Lcap＿1、Lcap＿2，连接开关元件Q31和电容器311的布线的电感相当于Lm＿3、Lm＿4、Lw＿1、Lw＿2。因此，包含在该闭合电路中的电感包括Lcap＿1、Lcap＿2、Lw＿1、Lw＿2、Lm＿1、Lm＿2、Lm＿3、Lm＿4。
<开关噪声抑制原理>
使用图12所示的时间图，对本实施方式中的开关噪声抑制原理进行说明。
图12（a）是示出输入到PWM信号生成部307的锯齿波的载波信号Cr、U相控制指令信号Du、V相控制指令信号Dv、以及W相控制指令信号Dw的电压波形的图。载波信号Cr是与第一实施方式的情况相同的锯齿波波形。U相控制指令信号Du、V相控制指令信号Dv、以及W相控制指令信号Dw相位分别错开120o，用电角度表示为2π/3弧度。
图12（b）示出从移相部308输出PWM信号Pu’的电压波形。
图12（c）分别示出输入到移相部308的PWM信号Pv的电压波形（虚线）和从移相部308输出的PWM信号Pv’（实线）。PWM信号Pv’相对于PWM信号Pv延迟α[sec]。
图12（d）分别示出输入到移相部308的PWM信号Pw的电压波形（虚线）和从移相部308输出的PWM信号Pw’（实线）。PWM信号Pw’相对于PWM信号Pw延迟2α[sec]。
图12（e）示出高侧开关元件Q31的端子间的电压变动，图12（f）示出高侧开关元件Q33的端子间的电压变动，图12（g）示出高侧开关元件Q35的端子间的电压变动，图12（h）示出图12（e）、（f）、（g）所示的（C）附近的放大图。
以下，作为在载波信号Cr变得比控制指令信号Du、Dv、Dw大的情况下发生从导通到截止的状态转变进行说明。
首先，对图12的时刻（1）进行说明。在图12（a）中，载波信号Cr和U相控制指令信号Du交叉，图12（b）所示的PWM信号Pu’从导通到截止进行状态转变。伴随着该状态转变，高侧开关元件Q31从导通切换为截止，高侧开关元件Q31的端子间电压从高电平转变为低电平（图12（e））。此时，在高侧开关元件Q31的端子间产生振铃电压Vru。
在此，因为在像本实施方式这样使用锯齿波作为载波信号的情况下，在时刻（1），控制指令信号Dv、Dw也与载波信号Cr交叉，所以在从PWM信号生成部307输出的PWM信号Pv、Pw中也发生从导通到截止的状态转变。在假设移相部308不使该PWM信号Pv、Pw移相地输出到高侧开关元件Q33、Q35的栅极端子的情况下，将会在高侧开关元件Q31、Q33、Q35同时进行开关动作。因为这样会从高侧开关元件Q31、Q33、Q35产生相互同相位的振铃电压，所以开关噪声会三重叠加。于是，在本实施方式中，做成在移相部308错开PWM信号Pv、Pw的相位的结构，以便不会同时进行开关动作。
接下来，对图12的时刻（2）进行说明。根据上述的理由，从移相部308输出的PWM信号Pv’相对于PWM信号Pv设置有α[sec]的相位差（图12（c））。在此的α由第一实施方式中的数学式2定义。在本实施方式中，数学式2中的频率fr作为在高侧开关元件Q31产生的振铃电压Vru的频率。另外，如前述的那样，因为开关元件Q31～Q36由耐压和电流电容等规格相同的开关元件构成，所以在各开关元件产生的振铃电压的频率是相同的值。
在图12的时刻（2），图12（c）所示的PWM信号Pv’从时刻（1）α延迟[sec]，从导通到截止进行状态转变。伴随着该状态转变，高侧开关元件Q33从导通切换为截止，高侧开关元件Q33的端子间电压从高电平转变为低电平（图12（f））。此时，在高侧开关元件Q33的端子间会产生振铃电压Vrv。
这样，如图12（h）所示，振铃电压Vru和振铃电压Vrv成为相位相互反转的关系。通过这样，从而伴随着高侧开关元件Q31、Q33进行的从导通到截止的开关动作产生的振铃电压Vru、Vrv相互抵消，其结果是，可抑制从这些开关元件产生的开关噪声。
接下来，对图12的时刻（3）进行说明。根据与V相同样的理由，图12（d）所示的PWM信号Pw’从时刻（1）延迟2α[sec]，从导通到截止进行状态转变。伴随着该状态转变，高侧开关元件Q35从导通切换为截止，高侧开关元件Q35的端子间电压从高电平转变为低电平（图12（g））。此时，在高侧开关元件Q35的端子间会产生振铃电压Vrw。该振铃电压Vrw不会与其它的振铃电压相互抵消，而是保持原样地保留。
如以上说明的那样，根据上述的结构，在伴随着开关元件从导通到截止的状态转变产生的情况下，能使振铃电压Vru、Vrv相互抵消。另一方面，因为振铃电压Vrw不会抵消而保留，所以当与第一实施方式比较时，开关噪声抑制效果变差。然而，如图12（b）～（d）的虚线所示，当与使U相、V相、W相的开关元件全部同时进行开关动作的情况比较时，开关噪声能抑制为三分之一左右。
此外，为了像本实施方式这样，使振铃电压在U相、V相、W相的开关元件间相互抵消，作为载波信号，优选使用例如像锯齿波那样反复进行经规定时间从第一电平转变为第二电平之后从第二电平向第一电平的复位的载波信号。在使用这样的载波信号的情况下，在载波信号复位的时刻（图12的时刻（1）），在所有U相、V相、W相的PWM信号中发生从导通到截止（或从截止到导通）的状态转变。其结果是，在U相、V相、W相的开关元件中同时进行开关动作，导致开关噪声增大。
如上述的那样，开关动作同时进行的时刻与载波信号复位的定时相对应地呈周期性发生，而且，不会根据占空比而变动。在本实施方式中，着眼于该同时进行开关动作的定时不会根据占空比而变动的这一点，通过利用此时刻作为移相的基准，从而能控制各相的开关元件中的开关动作的定时。
另外，在第一实施方式中，能使伴随着开关元件从导通到截止的状态转变产生的振铃电压、及伴随着从截止到导通的状态转变产生的振铃电压双方抵消。然而，在本实施方式中，能抵消的振铃电压限于任何一方。原因是，如图12（b）～（d）所示，在载波信号经规定时间从第一电平转变为第二电平的期间，载波信号和控制指令信号交叉的定时会根据占空比而变动。因此，利用载波信号和控制指令信号交叉的定时作为移相的基准是困难的。然而，因为能抵消任何一方的振铃电压，所以与不使各相用的PWM信号移相的情况比较，噪声等级能抑制为大约一半。
另外，也可以像第一实施方式的变形例（图6）那样，采用预先生成在各相间设置了规定的相位差的各相用的载波信号，并以这些载波信号为基础生成各相用的PWM信号的结构。
《开关噪声抑制原理的验证》
使用图13至图15说明本实施方式的开关噪声抑制原理的验证结果。
本实施方式的开关噪声抑制原理的验证具体地说使用图13所示的电路进行。图13所示的原理验证用的电路以图11所示的电路结构为基础，对与图11中相同的结构标注相同的附图标记。
首先，从脉冲发生器321向高侧开关元件Q31、Q33的栅极端子发送脉冲信号。通过输入该脉冲信号，从而在高侧开关元件Q31、Q33中进行开关动作。在此，从脉冲发生器321输出的脉冲信号在高侧开关元件Q31和Q33间设置有时间差，由此开关动作的定时错开。
接下来，分别用U相电压检测部322u、V相电压检测部322v观测在使高侧开关元件Q31、Q33进行开关动作的状态下的低侧开关元件的Q32、Q34的端子间电压。此外，在U相臂和V相臂连接有负载320。
在图14示出用电压检测部322u、322v观测到的低侧开关元件的Q32、Q34的端子间电压变动。图14（a）是假定本实施方式的开关动作的情况下的结果，图14（b）是比较例中的结果。此外，在各图中，分别用实线示出低侧开关元件Q32的端子间电压变动，用虚线示出低侧开关元件Q34的端子间电压变动。
在假定了本实施方式的图14（a）中，使输入到高侧开关元件Q31、Q33的脉冲信号的时间差为上述的α[sec]，使振铃电压的相位相互反转。另一方面，在比较例的图14（b）中，输入的脉冲信号的时间差大致为零，振铃电压的相位大致相同。
接着，在直流电源DC和三相逆变器之间连接模拟电源电路网（LISN）318（图13），在低侧开关元件Q32、Q34的端子间发生如图14所示的电压变动的状态下，由频谱分析仪319计测噪声频谱，在图15示出其结果。图15的实线是本实施方式中的结果（与图14（a）对应。），虚线是比较例中的结果（与图14（b）对应。）。
如图15所示那样，在比较例中，在60[MHz]、65[MHz]的频带观测到大的噪声等级的峰值。另一方面，可知在本实施方式中，能在60[MHz]抑制约4dB左右的噪声，能在65[MHz]抑制约10dB左右的噪声。当关注图14（a）的细节时，50nsec的期间相当于振铃电压的约三个周期的量，由此可知振铃电压的一个周期约为16.7nsec。而且，当取该16.7nsec的倒数时约为60[MHz]，这即是说，与在图15中噪声抑制效果显著地表现的频带一致。
由以上的情况示出，通过使振铃电压抵消，从而可抑制从三相逆变器向直流电源DC传导的噪声。
在本实施方式中，振铃电压被抵消的开关元件是相互不同相的开关元件。因此，输入到这些开关元件的PWM信号是基于相位不同的控制指令信号生成的。另一方面，在第一、第二实施方式以及其变形例中，振铃电压被抵消的开关元件是同一相中的开关元件。因此，输入到这些开关元件的PWM信号是基于相同的控制指令信号生成的。因此，像第一、第二实施方式以及其变形例的情况那样，由同一相中的开关元件彼此进行振铃电压的抵消的实施方式能实现精度更好的噪声抑制。
[第三实施方式的变形例]
在本变形例中，对虽然与第三实施方式同样地是振铃电压在U相、V相、W相的开关元件间相互抵消的结构，但是在各开关元件中产生的振铃电压为理想的正弦波的情况下，起到特别良好的噪声抑制效果的结构进行说明。
本变形例的结构与第三实施方式（图11）相同。虽然本变形例的移相部与第三实施方式的移相部308同样地生成PWM信号Pu’、Pv’、Pw’，但是相对于在第三实施方式中规定的相位差为α[sec]，在本变形例中该规定的相位差为β[sec]。该β与第二实施方式的变形例同样地，使用在开关元件产生的振铃电压的频率fr用数学式6定义。在本变形例中，数学式6中的频率fr是在高侧开关元件Q31产生的振铃电压Vru的频率。
与第二实施方式的变形例同样地，该相位差β相当于振铃电压的三分之一周期的量。接下来，使用图16，对本变形例中的具体的开关噪声抑制原理进行说明。
图16是示出本变形例涉及的时间图的图，图16（a）、（b）、（c）分别是在高侧开关元件Q31、Q33、Q35产生的振铃电压Vru、Vrv、Vrw的波形的放大图。通过将相位差β设定为相当于振铃电压的三分之一周期的量的值，从而在振铃电压Vru、Vrv、Vrw为准确的正弦波的情况下，这些振铃电压之和为零，振铃电压相互相抵。
实际上，虽然因为振铃电压Vru、Vrv、Vrw不会是准确的正弦波，所以振铃电压之和不为零，但是能期待效率良好的开关噪声抑制效果。
[第四实施方式]
图17是示出具备第四实施方式涉及的电力变换装置的负载驱动系统400的整体结构的图。使用图17对第四实施方式进行说明。
负载驱动系统400具备直流电源DC、电力变换装置413、以及电动机404。虽然直流电源DC、电动机404分别是与第三实施方式（图11）中的直流电源DC、电动机304相同的结构，但是电力变换装置413与第三实施方式中的电力变换装置313结构不同。
电力变换装置413包括电压检测部401、电流检测部403、三相逆变器402、以及控制器405。电流检测部403、三相逆变器402分别是与第三实施方式中的电流检测部303、三相逆变器302相同的结构。另一方面，电压检测部401、控制器405与第三实施方式中的电压检测部301、控制器305结构不同。
控制器405由载波信号生成部406、PWM信号生成部407、移相部408、电流指令部409、电流控制部410构成。载波信号生成部406、PWM信号生成部407、电流指令部409、电流控制部410分别是与第三实施方式中的载波信号生成部306、PWM信号生成部307、电流指令部309、电流控制部310相同的结构。另一方面，移相部408与第三实施方式中的移相部308结构不同。
因此，本实施方式的负载驱动系统400和第三实施方式的不同点在于，增加了用电压检测部401检测的直流电源DC的电压值作为对移相部408的输入。
虽然振铃电压的频率由数学式1根据开关元件的输出电容C确定，但是已知，拥有当开关元件的端子间的电压变高时，开关元件的输出电容变小的特性。因此，随着通过基于振铃电压的噪声从三相逆变器402向直流电源DC侧传导从而电源电压值上升，振铃电压的频率会变大。因此，为了在电源电压较大地变动的系统中得到良好的噪声抑制效果，需要使移相部中的相位差的设定值可变。
于是，在本实施方式中，使在移相部408中设置的相位差的设定值按照用电压检测部401检测的电源电压值而可变。这能通过将与用电压检测部401检测的电源电压值对应的相位差的设定值预先作为数据库准备等方法来实施。
具体地说，如果知道各电源电压值中的开关元件的输出电容，就能根据数学式5算出振铃电压的频率。而且，通过基于该频率从数学式2或者数学式6算出相位差的设定值，从而能做成数据库。移相部408得到基于用电压检测部401检测的电源电压值的反馈信号，从数据库读取与该信号对应的相位差的设定值，进行移相动作。
像以上说明的那样，根据本实施方式，即使在电源电压值较大地变动的系统中，也能得到有效的噪声抑制效果。
[第五实施方式]
图18是示出具备第五实施方式涉及的电力变换装置的负载驱动系统500的整体结构的图。使用图18对第五实施方式进行说明。
负载驱动系统500具备直流电源DC、电力变换装置513、电动机504。虽然直流电源DC、电动机504分别是与第四实施方式（图17）中的直流电源DC、电动机404相同的结构，但是电力变换装置513与第四实施方式中的电力变换装置413结构不同。
电力变换装置513包括电流检测部501、503、三相逆变器502、以及控制器505。电流检测部503、三相逆变器502分别是与第四实施方式中的电流检测部403、三相逆变器402相同的结构。另一方面，控制器505与第四实施方式中的控制器405结构不同，电流检测部501是第四实施方式中没有的结构。
控制器505由载波信号生成部506、PWM信号生成部507、移相部508、电流指令部509、以及电流控制部510构成。载波信号生成部506、PWM信号生成部507、电流指令部509、以及电流控制部510分别是与第四实施方式中的载波信号生成部406、PWM信号生成部407、电流指令部409、以及电流控制部410相同的结构。另一方面，移相部508与第四实施方式中的移相部408结构不同。
因此，本实施方式的负载驱动系统500和第四实施方式的不同点在于，将用电流检测部501检测的直流电源DC的电流值作为对移相部508的输入。
电流检测部501具备高通滤波器，检测从三相逆变器502向直流电源DC侧传导的振铃电压成分。通过判定振铃电压成分的零交叉（zero cross），从而算出振铃电压的频率，基于该振铃电压的频率，从数学式2或者数学式6决定相位差的设定值。移相部508基于这样决定的相位差进行移相动作。
像以上说明的那样，根据本实施方式，即使在振铃电压的频带变动的系统中，也能得到有效的噪声抑制效果。
[第六实施方式]
图19是示出具备第六实施方式涉及的电力变换装置的负载驱动系统600的整体结构的图。使用图19对第六实施方式进行说明。
负载驱动系统600具备直流电源DC、电力变换装置613、以及电动机604。虽然直流电源DC、电动机604分别是与第五实施方式（图18）中的直流电源DC、电动机504相同的结构，但是电力变换装置613与第五实施方式中的电力变换装置513结构不同。
电力变换装置613包括电压检测部601、电流检测部603、三相逆变器602、以及控制器605。电压检测部601、三相逆变器602分别是与第三实施方式中的电流检测部301、第五实施方式中的三相逆变器502相同的结构。另一方面，电流检测部603、控制器605与第五实施方式中的电流检测部503、控制器505结构不同。
控制器605由载波信号生成部606、PWM信号生成部607、移相部608、电流指令部609、以及电流控制部610构成。载波信号生成部606、PWM信号生成部607、电流指令部609、以及电流控制部610分别是与第五实施方式中的载波信号生成部506、PWM信号生成部507、电流指令部509、以及电流控制部510相同的结构。另一方面，移相部608与第五实施方式中的移相部508结构不同。
因此，不同点在于，虽然在第五实施方式中说明了将直流电源DC的电流，即，将三相逆变器502的输入电流值作为对移相部508的输入的例子，但是在本实施方式中，将三相逆变器602的输出电流值作为对移相部608的输入。
电流检测部603具备高通滤波器，检测从三相逆变器602向电动机604侧传导的振铃电压成分。通过判定振铃电压成分的零交叉，从而算出振铃电压的频率，基于该振铃电压的频率，从数学式2或者数学式6决定相位差的设定值。移相部608基于这样决定的相位差，进行移相动作。
根据本实施方式，与第五实施方式同样地，即使在振铃电压的频带变动的系统中，也能得到有效的噪声抑制效果。进而，因为在本实施方式中，是检测三相逆变器602的输出侧的电流值的结构，所以与第五实施方式不同，能按U相、V相、W相来检测输出电流值。因此，可以说本实施方式在振铃电压的频率在U相、V相、W相不同这样的情况下是有效的。
[第七实施方式]
虽然在第一～第六实施方式中，进行了根据改变构成三相逆变器的各开关元件的电流流通率来控制输出电压的PWM方式的说明，但是本发明不限于此。在本实施方式中对根据所谓的PAM（Pulse Amplitude Modulation：脉冲振幅调制）方式的电力变换装置的实施例进行说明，所述PAM方式是通过在直流电源和三相逆变器之间连接斩波电路，使斩波电路的输出电压为可变，从而对电动机的输入电压进行可变控制的驱动方式。
图20是示出具备本实施方式涉及的电力变换装置的负载驱动系统700的整体结构的图。
负载驱动系统700包括直流电源DC、电力变换装置713、以及电动机704。
直流电源DC是整流电源系统得到的直流电源，或者是电池类型的直流电源。
电力变换装置713包括升压斩波电路716、三相逆变器702、以及控制器705，将从直流电源DC供给的电力变换为U相、V相、W相的三相交流电，对电动机704供电。
升压斩波电路716是对直流电源DC的电压进行升压，将升压后的直流电压输出到三相逆变器702的电路。升压斩波电路716是具备电感器714、二极管715、开关元件组Q7、以及电容器711的一般的结构。开关元件组Q7与第一以及第二实施方式的开关元件组同样地，以使流过开关元件组Q7的电流量增加为目的，由开关元件Q7a、Q7b并联连接而构成。在开关元件Q7a、Q7b的栅极端子连接有栅极驱动电路GD。
三相逆变器702将从升压斩波电路716输出的电力变换为三相交流电，将其供电给电动机704。虽然未图示三相逆变器702的详细的结构，但是与第三实施方式中的三相逆变器302同样地，由三相桥构成。
控制器705生成作为对栅极驱动电路GD的指令信号的PWM信号。通过经由栅极驱动电路GD向开关元件Q7a、Q7b的栅极端子输出该PWM信号，从而可个别地控制各开关元件。此外，控制器705还生成对三相逆变器702的指令信号。
电动机704是从三相逆变器702受到三相交流电供给的由三相绕组构成的三相交流电动机。
在此，在假设使处于并联连接的关系的开关元件Q7a、Q7b同步动作的情况下，伴随着开关动作的振铃电压会叠加，使开关噪声增大。
于是，本实施方式中的控制器705为了使从开关元件Q7a、Q7b产生的振铃电压相互抵消，生成开关元件Q7a、Q7的动作定时相互错开那样的PWM信号。因为用于生成该PWM信号的具体的控制器705的动作与第一实施方式中的控制器105相同，所以在此省略说明。
如以上说明的那样，在利用PAM方式的电力变换装置中，也能有效地抑制开关噪声。
此外，虽然在图20中是开关元件组Q7由两个开关元件构成的结构，但是个数不限定于此，也可以是由三个开关元件构成。在此情况下，能采用第二实施方式及其变形例的结构。
[第八实施方式]
在本实施方式中，说明将本发明应用于三相转换器的实施例。
图21是示出具备本实施方式涉及的电力变换装置的负载驱动系统800的整体结构的图。
如图21所示，负载驱动系统800是具备转换器、逆变器方式的电力变换装置的负载驱动系统，包括三相交流电源AC、电力变换装置813、以及电动机804。
三相交流电源AC输出相位分别错开120o，用电角度表示为2π/3弧度的U相、V相、W相的交流电。
电力变换装置813包括三相转换器817、三相逆变器802、控制器805、以及电容器811，将从三相交流电源AC供给的三相交流电整流为直流电之后，再次变换为U相、V相、W相的三相交流电，对电动机804供电。
三相转换器817将从三相交流电源AC供给的三相交流电整流为直流电，包括U相臂817u、V相臂817v、以及W相臂817w的三相桥。U相臂817u由串联连接的高侧开关元件Q81和低侧开关元件Q82构成，V相臂817v、W相臂817w也同样地，由串联连接的高侧开关元件Q83和低侧开关元件Q84、高侧开关元件Q85和低侧开关元件Q86构成。在开关元件Q81～Q86的各栅极端子连接有栅极驱动电路GD。
三相逆变器802将从三相转换器817输出的直流电变换为三相交流电，将其供电给电动机804。虽然未图示三相逆变器802的详细的结构，但是与第三实施方式中的三相逆变器302同样地，由三相桥构成。
控制器805生成作为对栅极驱动电路GD的指令信号的PWM信号。通过经由栅极驱动电路GD向开关元件Q81～Q86的栅极端子输出该PWM信号，从而可个别地控制各开关元件。此外，控制器805还生成对三相逆变器802的指令信号。
电容器811为了抑制电力变换装置813内的电压变动而设置。
在此，虽然与第一～第六实施方式同样地，控制器805根据载波信号和控制指令信号的比较，生成U相、V相、W相用的PWM信号，但是，如在第三实施方式中所述，在使用像锯齿波这样反复进行经规定时间从第一电平转变为第二电平之后从第二电平向第一电平的复位的载波信号的情况下，会产生噪声增大的问题。这是因为，在第三实施方式中所述的由于在U相、V相、W相的开关元件间同时进行开关动作而造成的振铃电压的叠加也会在三相转换器817中发生。
于是，本实施方式中的控制器805为了使从U相、V相、W相的开关元件产生的振铃电压相互抵消，生成开关元件Q81和Q82和Q83之间、以及开关元件Q84和Q85和Q86之间的动作定时相互错开这样的PWM信号。因为用于生成该PWM信号的具体的控制器805的动作与第三实施方式及其变形例中的控制器305相同，在此省略说明。
如以上说明的那样，在转换器、逆变器方式的电力变换装置中，也能有效地抑制开关噪声。
以上，虽然对第一～第八实施方式进行了说明，但是本发明不限于这些实施方式。例如，可考虑以下这样的变形例等。
[变形例]
（1）虽然在第一、第二实施方式及其变形例中，只取出U相臂的高侧开关元件组对噪声抑制原理进行了说明，但是，低侧开关元件组能通过反置导通和截止，从而同样地进行说明。即使对于V相臂、W相臂的各开关元件组的情况，也能用与U相臂同样的原理进行说明。
此外，虽然在第三实施方式及其变形例中，只取出高侧开关元件对噪声抑制原理进行了说明，但是，低侧开关元件能通过反置导通和截止，从而同样地进行说明。
（2）虽然在第一、第二、第三实施方式中示出了相位差α为振铃电压的半个周期的量，即为0.5周期的结构，但是，因为该相位差α只要是像1.5周期、2.5周期这样相当于0.5×N（N是正奇数）的延迟量，就能使振铃电压相互抵消，所以能得到噪声抑制效果。但是，因为在这种情况下，延迟的周期的量的振铃电压不抵消而残留，所以与相位差α为0.5周期的结构比较，噪声抑制效果变低。此外，虽然在上述的实施方式中，例如在第一实施方式中，示出了使开关元件Q11b的开关动作的定时相对于开关元件Q11a延迟的例子，但是，通过使开关元件Q11b的开关动作的定时相对于开关元件Q11a超前从而也能得到同样的噪声抑制效果。
（3）虽然在第一、第二、第三实施方式及其变形例中，作为相位差α为振铃电压的半个周期的量，或相位差β为振铃电压的三分之一周期的量进行了说明，但是该相位差α、β没有必要准确地是半个周期的量、三分之一周期的量，只要是大致半个周期的量、大致三分之一周期的量即可。在此，“大致半个周期”或“大致三分之一周期”的范围允许到，由于抵消振铃电压而发挥噪声抑制效果的情况下的噪声等级为以往的结构中的噪声等级的一半以下的范围。此外，在此的所谓“以往的结构”指的是，如图23所示，使并联连接的开关元件同步动作的情况下的结构。使用图22说明具体例。
图22对假设为振铃电压的波形为准确的正弦波的情况下的噪声等级进行了仿真。该仿真使用振幅以及频率相对于第一正弦波相同，并且相位错开180o（反转相位）的第二正弦波进行。一边以10％为单位（以18o为单位）错开第二正弦波的相位，一边将两正弦波相加。
在图22中，用“错开10％”（实线）图示第二正弦波的相位相对于第一正弦波错开10％（18o）的情况，用“错开20％”（虚线）图示错开20％（36o）的情况，用“错开30％”（点划线）图示错开30％（54o）的情况，用“错开40％”（双点划线）图示错开40％（72o）的情况。作为比较例，用断续线示出以往的结构中的噪声等级。不用说，在第二正弦波的相位没有错开的情况下，与第一正弦波之和为零等级。
如图22所示，在第二正弦波的相位错开30％的情况下，成为以往的结构中的噪声等级的一半以下。另一方面，在第二正弦波的相位错开40％的情况下，成为以往的结构中的噪声等级的一半以上。因此，可知成为以往的结构中的噪声等级的一半的错开大约为35％（63o）。
因此，在假设为并联连接有两个开关元件而且从各开关元件产生的振铃电压为准确的正弦波的情况下的“大致半个周期”的范围是，从117o到243o。
（4）在第一、第二实施方式及其变形例中，优选处于并联连接的关系的开关元件中的从导通到截止、从截止到导通的转变时间相同。具体地说，例如，优选使第一实施方式的开关元件Q11a中的从导通到截止的转变时间和开关元件Q11b中的从导通到截止的转变时间相同。这是因为，即使相对于开关元件Q11a设置规定的相位差使开关元件Q11b动作，以便使在各开关元件的端子间产生的振铃电压相互抵消，当开关元件间在转变时间上存在差异时，抵消的振铃电压成分也会减小，甚至噪声抑制效果会降低。
此外，在第三实施方式及其变形例中的开关元件Q31、Q33、Q35间，也优选使从导通到截止、从截止到导通的转变时间相同。
（5）通常，为了防止由于相同相的臂的高侧开关元件组和低侧开关元件组同时导通造成的短路，设置空载时间（dead time）。即，在第一实施方式的情况下，开关元件Q11a、Q11b从导通到截止进行状态转变之后，隔规定时间开关元件Q12a、Q12b从截止到导通进行状态转变，将该规定时间称为空载时间。在此，优选在开关元件Q12a设置的空载时间和在开关元件Q12b设置的空载时间相同。通过这样，能利用空载时间的设定期间的差异，防止噪声抑制效果的降低。
（6）作为上述的实施方式中的移相电路，能使用例如FPGA（Field-Programmable Gate Array：现场可编程门阵列）。以下，以第三实施方式（图11）为例进行说明。
FPGA能以约200[MHz]（约5[nsec]）左右的时钟进行动作。考虑假设将开关元件Q31视为电容、将开关元件Q32视为电阻体的情况。当将包含在连结开关元件Q31、Q32和电容器311的闭合电路中的寄生电感的总和设为50[nH]、将开关元件Q31的输出电容设为120[pF]时，根据数学式1，振铃电压的频率f约为65[MHz]。这样，因为根据数学式2可算出α约为7.7[nsec]，所以能利用FPGA进行像第三实施方式那样的控制。
此外，不用说，还能使用FPGA以外的栅极阵列（array）作为移相电路。
（7）本发明涉及的电力变换装置的噪声抑制手法，在将近年来被关注的SiC和GaN等宽带隙半导体用于开关元件的情况下更加有效。以下对其理由进行说明。
在将这些宽带隙半导体用于开关元件的情况下，认为能使开关频率增加、能使电源装置小型化。在这样的情况下，因为伴随着开关频率的增加需要加快开关元件的端子间的电压的时间变化，所以认为，会成为现行的Si器件以上的电流变化率。此外，因为当使电源装置小型化时，各种各样的电路要素的物理间隔会变窄，所以寄生电容成分会增加。因此，可以预想到，在将宽带隙半导体应用于开关元件的情况下，由于该电流变化率以及寄生电容成分的增加，会从开关元件产生大的振铃电压，这种情况会在今后成为大的问题。
然而，根据本实施方式涉及的电力变换装置，能将成为问题的大的振铃电压在作为其产生源的连结各开关元件和电容器的闭合电路内进行抑制。换言之，可以说，本实施方式涉及的电力变换装置，越是使用开关频率高的开关元件作为其开关元件的情况下，越能发挥更加显著的噪声抑制效果。
进而，在使用上述的FPGA作为移相电路的情况下，优选使用宽带隙半导体作为开关元件。对于其细节，以第三实施方式（图11）以及第三实施方式的变形例为例，一边比较在开关元件Q31～Q36中使用现行的Si器件的情况和在开关元件Q31～Q36中使用由宽带隙半导体构成的器件的情况，一边进行说明。
首先，对使用作为Si器件的Si-IGBT的情况进行说明。与变形例（6）同样地，考虑假设将开关元件Q31视为电容、将开关元件Q32视为电阻体的情况。当将包含在连结开关元件Q31、Q32和电容器311的闭合电路中的寄生电感的总和设为50[nH]、将开关元件Q31的输出电容设为25[pF]时，根据数学式1可算出振铃电压的频率f约为142[MHz]。因此，第三实施方式中的α可根据数学式2算出约为3.5[nsec]，第三实施方式的变形例中的β可根据数学式6算出约为2.3[nsec]。如上述的那样，因为FPGA只能以约5[nsec]左右的时钟进行动作，所以，可知在使用Si-IGBT的情况下，不能进行像第三实施方式及其变形例那样的控制。
另一方面，在使用SiC-MOSFET作为宽带隙半导体的器件的情况下，当将包含在上述闭合电路中的寄生电感的总和设为50[nH]、将开关元件Q31的输出电容设为250[pF]时，根据数学式1可算出振铃电压的频率f约为45[MHz]。使用宽带隙半导体的情况下的振铃电压与使用Si器件的情况比较，成为约三分之一。而且，第三实施方式中的α根据数学式2可算出约为11.1[nsec]，第三实施方式的变形例中的β根据数学式6可算出约为7.4[nsec]。其结果是，可知在使用SiC-MOSFET的情况下，能利用FPGA进行像第三实施方式及其变形例那样的控制。
（8）虽然在第一、第二实施方式及其变形例中，说明了使载波信号为锯齿波的例子，但是，载波信号的种类不限于锯齿波。即使在使用三角波等作为载波信号的情况下，也能得到同样的噪声抑制效果。
（9）虽然在第一～第六实施方式中图示了在三相逆变器内包含电容器的例子，但是也可以是电容器没有包含在三相逆变器内的结构。
（10）也能使由移相部设置的“规定的相位差”在各开关元件组间（或者在各相臂间）为相同的值，也能使其为不同值。当使其为不同值时，在各开关元件组（或者在各相臂间）产生的振铃电压的频率不同的情况下是有效的。
（11）在第一、第二实施方式中，在一个开关元件组中并联连接的开关元件的数量是2或者3。通过应用上述的实施方式的结构，能应对并联连接有这以上的数量的开关元件的情况。
例如，在并联连接有四个开关元件的情况下，通过使第一开关元件和第二开关元件同步动作、使第三开关元件和第四开关元件同步动作，从而能使从第一开关元件产生的振铃电压和从第三开关元件产生的振铃电压相互抵消。对于第二开关元件和第四开关元件也是同样的。
此外，在并联连接有五个开关元件的情况下，通过对第一和第二开关元件采用第一实施方式的结构、对第三、第四和第五开关元件采用第二实施方式的结构，从而能实现开关噪声抑制。
（12）在第四～第六实施方式中，通过使用检测基于振铃电压的噪声的噪声检测部，从而即使是振铃电压的频带变动的系统，也能得到有效的噪声抑制效果。具体地说，第四实施方式中的噪声检测部相当于电压检测部401，第五实施方式中的噪声检测部相当于电流检测部501，第六实施方式中的噪声检测部相当于电流检测部603。
噪声检测部不限于上述的结构，利用例如检测三相逆变器的输出侧的电压值的结构，也能得到上述的效果。此外，因为在使用被称为电压检测部401、电流检测部501、603的包含在一般的电力变换装置中这样的电路的情况下，没有另外设置噪声检测部，所以能使制造成本及安装体积减少。不用说，也能采用另外设置噪声检测部的结构。
（13）为了提高振铃电压相抵消的效果，优选使连结电容器和欲相抵消的各开关元件的布线的距离相同。例如，在第一实施方式（图1）的情况下，优选使连结电容器111和开关元件Q11a的布线和连结电容器111和开关元件Q11b的布线的距离相同。因为通过这样，从而能使这些布线中包含的寄生电感大致相同，所以能使产生的振铃电压的频率大致相同。因此，能提高振铃电压相抵消的效果。
（14）各图不过是以能理解本发明的程度概略性地示出配置关系，因此，本发明不限定于图示例子。此外，为了使图易懂，存在省略局部的部分。
（15）上述的实施方式以及变形例不过是单纯的优选例，丝毫不限定于此。此外，也能适宜地适当地组合在这些实施方式以及变形例中举出的结构。
（16）在各构成成分间的特性差异等相同的情况下，例如，在开关元件间从导通到截止、从截止到导通的转变时间相同等情况下，在制造误差等的范围内的误差当然是允许的。
产业上的可利用性
本发明能适合利用于例如要求低噪声特性的电力变换装置。
附图标记说明
100、100A、300、400、500、600、700、800、900：负载驱动系统，101、301、401、601：电压检测部，102、202、302、402、502、602、702、802、902：三相逆变器，103、303、403、501、503、603　电流检测部，104、304、404、504、604、704、804、904：电动机，105、105A、305、405、505、605、705、805、905：控制器，106、106A、306、406、506、606：载波信号生成部，107、107A、307、407、507、607：PWM信号生成部，108、208、308、408、508、608：移相部，108u：U相移相部，108v：V相移相部，108w：W相移相部，109、309、409、509、609：电流指令部，110、310、410、510、610：电流控制部，111、311、411、511、611、711、811：电容器（平滑电容），112u、212u、312u、412u、512u、612u、817u、912u：U相臂，112v、212v、312v、412v、512v、612v、817v、912v：V相臂，112w、212w、312w、412w、512w、612w、817w、912w：W相臂，113、113A、313、413、513、613、713、813：电力变换装置，714：电感器，715：二极管，716：升压斩波电路，817：三相转换器，318：模拟电源电路网（LISN），319：频谱分析仪，320：负载，321：脉冲发生器，322u：U相电压检测部，322v：V相电压检测部，DC：直流电源，AC：三相交流电源，GD：栅极驱动电路，Q11、Q13、Q15、Q21、Q23、Q25、Q91：高侧开关元件组，Q12、Q14、Q16、Q22、Q24、Q26、Q92：低侧开关元件组，Q7：开关元件组，Q31、Q33、Q35、Q41、Q43、Q45、Q51、Q53、Q55、Q61、Q63、Q65、Q81、Q83、Q85：高侧开关元件，Q32、Q34、Q36、Q42、Q44、Q46、Q52、Q54、Q56、Q62、Q64、Q66、Q82、Q84、Q86：低侧开关元件，Q11a～Q16a、Q11b～Q16b、Q21a～Q26a、Q21b～Q26b、Q21c～Q26c、Q7a、Q7b、Q91a、Q92a、Q91b、Q92b：开关元件，R1、R2：电阻，C1、C2：电容器，Lcap＿1、Lcap＿2、Lw＿1、Lw＿2、Lm＿1～Lm＿4：寄生电感，Coss＿1、Coss＿2：输出电容，Vra、Vrb、Vrc、Vru、Vrv、Vrw：振铃电压，Cr、Cra、Crb：载波信号，Du：U相控制指令信号，Dv：V相控制指令信号，Dw：W相控制指令信号，Pu、Pu’、Pua、Pub、Puc：U相PWM信号，Pv、Pv’、Pva、Pvb、Pvc：V相PWM信号，Pw、Pw’、Pwa、Pwb、Pwc：W相PWM信号。

Claims (25)

1.一种电力变换装置，具备：电容器；多个开关元件，与所述电容器并联连接；以及控制器，个别地控制所述各开关元件中的开关动作，所述多个开关元件相互并联连接，所述电力变换装置按每个所述开关元件形成有包含所述多个开关元件中的任一个和所述电容器的闭合电路，其中，
所述控制器以使振铃电压在所述多个闭合电路中的至少两个闭合电路间相互抵消的方式，使所述至少两个闭合电路的开关元件中的导通和截止的两种开关动作的定时相互错开，其中，所述振铃电压因在所述各开关元件中进行的导通和截止的开关动作而在所述各闭合电路中产生，并分别具有由包含在所述各闭合电路中的电感和包含在该闭合电路中的开关元件的输出电容规定的频率，
导通的开关动作的定时的偏离长度与截止的开关动作的定时的偏离长度相同。
2.根据权利要求1所述的电力变换装置，其中，
所述控制器使所述开关动作的定时在所述至少两个闭合电路的开关元件间相互错开所述振铃电压的周期的大致半个周期的量。
3.根据权利要求1所述的电力变换装置，其中，
所述多个闭合电路是分别包含第一、第二以及第三开关元件的闭合电路，
所述第一、第二以及第三开关元件相互并联连接，
所述控制器使所述第二开关元件中的开关动作的定时相对于所述第一开关元件中的开关动作延迟所述振铃电压的大致1/3周期，而且，
所述控制器使所述第三开关元件中的开关动作的定时相对于所述第一开关元件中的开关动作延迟所述振铃电压的大致2/3周期的量。
4.根据权利要求1所述的电力变换装置，其中，
所述控制器具备：
载波信号生成部，生成载波信号；
控制指令信号生成部，生成控制指令信号；
脉冲宽度调制信号生成部，基于所述载波信号和所述控制指令信号的比较，生成用于控制进行所述开关动作的定时的脉冲宽度调制信号；以及
移相部，所述移相部基于所述脉冲宽度调制信号生成所述各开关元件用的脉冲宽度调制信号，所述移相部在所述各开关元件用的脉冲宽度调制信号间设置规定的相位差，以便使所述至少两个闭合电路的开关元件中的开关动作的定时相互错开。
5.根据权利要求1所述的电力变换装置，其中，
所述控制器具备：
载波信号生成部，其是生成所述各开关元件用的载波信号的载波信号生成部，该载波信号生成部生成在所述各开关元件用的载波信号间设置规定的相位差的载波信号，以便使所述至少两个闭合电路的开关元件中的开关动作的定时相互错开；
控制指令信号生成部，生成控制指令信号；以及
脉冲宽度调制信号生成部，基于对应的各开关元件用的所述载波信号和所述控制指令信号的比较，生成用于控制进行所述开关动作的定时的所述各开关元件用的脉冲宽度调制信号。
6.根据权利要求1所述的电力变换装置，其中，
包含在所述各闭合电路中的电感包括：
与所述各闭合电路对应的开关元件中包含的布线的电感Lm；
所述电容器中包含的电感Lcap；以及
连接与所述各闭合电路对应的开关元件和所述电容器的布线的电感Lw，
在所述各闭合电路中产生的振铃电压的频率fr基于所述多个开关元件中的一个开关元件的输出电容Coss和所述Lm、所述Lcap、所述Lw，由
[数学式7]
定义。
7.根据权利要求6所述的电力变换装置，其中，
将所述频率fr的倒数作为所述振铃电压的周期，
所述控制器以使所述开关动作的定时在所述至少两个闭合电路的开关元件间相互错开所述周期的大致半个周期的量的方式进行控制。
8.根据权利要求6所述的电力变换装置，其中，
所述多个闭合电路是分别包含第一、第二以及第三开关元件的闭合电路，
将所述频率fr的倒数作为所述振铃电压的周期，
所述控制器使所述第二开关元件中的开关动作的定时相对于所述第一开关元件中的开关动作延迟所述周期的大致1/3周期的量，而且，
所述控制器使所述第三开关元件中的开关动作的定时相对于所述第一开关元件的开关动作延迟所述周期的大致2/3周期的量。
9.一种电力变换装置，具备：电容器；由N个臂构成的N相桥，包含与所述电容器并联连接的开关元件，其中，N是正整数；以及控制器，基于使用载波信号的脉冲宽度调制，控制所述各臂的开关元件中的开关动作，所述载波信号反复进行经规定时间从第一电平转变到第二电平之后从第二电平向第一电平的复位，所述N个臂相互并联连接，所述电力变换装置按每个所述臂形成有包含所述N个臂中的任一个和所述电容器的闭合电路，其中，
所述控制器以使振铃电压在所述多个闭合电路中的至少两个闭合电路间相互抵消的方式，使与所述至少两个闭合电路对应的臂的开关元件中的、伴随着所述载波信号的复位而进行的导通和截止的两种开关动作的定时相互错开，其中，所述振铃电压因伴随着所述载波信号的复位进行的导通和截止的开关动作而在所述各闭合电路中产生，并分别具有由所述各闭合电路中包含的电感和构成该闭合电路的臂的开关元件的输出电容规定的频率，
导通的开关动作的定时的偏离长度与截止的开关动作的定时的偏离长度相同。
10.根据权利要求9所述的电力变换装置，其中，
所述控制器使伴随着所述载波信号的复位而进行的开关动作的定时在与所述至少两个闭合电路对应的臂间相互错开所述振铃电压的周期的大致半个周期的量。
11.根据权利要求9所述的电力变换装置，其中，
所述多个闭合电路是分别包含U相臂、V相臂以及W相臂的闭合电路，
所述控制器使所述V相臂的开关元件中的伴随着所述载波信号的复位而进行的开关动作的定时相对于所述U相臂延迟所述振铃电压的大致1/3周期，而且，
所述控制器使所述W相臂的开关元件中的伴随着所述载波信号的复位而进行的开关动作的定时相对于所述U相臂延迟所述振铃电压的大致2/3周期的量。
12.根据权利要求9所述的电力变换装置，其中，
所述控制器具备：
载波信号生成部，生成所述载波信号；
控制指令信号生成部，生成控制指令信号；
脉冲宽度调制信号生成部，基于所述载波信号和所述控制指令信号的比较，生成用于控制进行所述开关动作的定时的脉冲宽度调制信号；以及
移相部，所述移相部基于所述脉冲宽度调制信号生成所述各臂用的脉冲宽度调制信号，所述移相部在各脉冲宽度调制信号间设置规定的相位差，以便使与所述至少两个闭合电路对应的臂的开关元件中的、伴随着所述载波信号的复位而进行的开关动作的定时相互错开。
13.根据权利要求9所述的电力变换装置，其中，
所述控制器具备：
载波信号生成部，其是生成所述各臂用的载波信号的载波信号生成部，该载波信号生成部生成在所述各臂用的载波信号间设置规定的相位差的载波信号，以便使与所述至少两个闭合电路对应的臂的开关元件中的、伴随着所述载波信号的复位而进行的开关动作的定时相互错开；
控制指令信号生成部，生成控制指令信号；以及
脉冲宽度调制信号生成部，基于对应的臂用的所述载波信号和所述控制指令信号的比较，生成用于控制进行所述开关动作的定时的所述各臂用的脉冲宽度调制信号。
14.根据权利要求9所述的电力变换装置，其中，
所述各闭合电路中包含的电感包括：
与所述各闭合电路对应的臂的开关元件中包含的布线的电感Lm；
所述电容器中包含的电感Lcap；以及
连接与所述各闭合电路对应的臂的开关元件和所述电容器的布线的电感Lw，
在所述各闭合电路中产生的振铃电压的频率fr，基于构成所述N个臂中的一个臂的开关元件的输出电容Coss和所述Lm、所述Lcap、以及所述Lw，由
[数学式8]
定义。
15.根据权利要求14所述的电力变换装置，其中，
将所述频率fr的倒数作为所述振铃电压的周期，
所述控制器以使伴随着所述载波信号的复位而进行的所述开关动作的定时在与所述至少两个闭合电路对应的臂间相互错开所述周期的大致半个周期的量的方式进行控制。
16.根据权利要求14所述的电力变换装置，其中，
所述多个闭合电路是分别包含U相臂、V相臂以及W相臂的闭合电路，
将所述频率fr的倒数作为所述振铃电压的周期，
所述控制器使所述V相臂的开关元件中的伴随着所述载波信号的复位而进行的开关动作的定时相对于所述U相臂延迟所述振铃电压的大致1/3周期，而且，
所述控制器使所述W相臂的开关元件中的伴随着所述载波信号的复位而进行的开关动作的定时相对于所述U相臂延迟所述振铃电压的大致2/3周期的量。
17.根据权利要求1或权利要求9所述的电力变换装置，其中，
所述电力变换装置还具备检测基于所述振铃电压的噪声的噪声检测部，
所述电力变换装置根据所述噪声检测部的检测结果，使所述开关动作的定时的错开量可变。
18.根据权利要求17所述的电力变换装置，其中，
所述噪声检测部检测所述电力变换装置的输入端子处的噪声。
19.根据权利要求17所述的电力变换装置，其中，
所述噪声检测部检测所述电力变换装置的输出端子处的噪声。
20.根据权利要求1或权利要求9所述的电力变换装置，其中，
所述开关元件中的从导通到截止的转变时间和从截止到导通的转变时间相同。
21.根据权利要求1或权利要求9所述的电力变换装置，其中，
所述开关元件由宽带隙半导体构成。
22.根据权利要求1或权利要求9所述的电力变换装置，其中，
所述电力变换装置还具备电压检测部，所述电压检测部检测与所述电力变换装置的输入端子连接的电源的电压值，
所述电力变换装置根据所述电压检测部的检测结果，使所述开关动作的定时的错开量可变。
23.根据权利要求4或12所述的电力变换装置，其中，
所述移相部由现场可编程门阵列构成，
所述开关元件由宽带隙半导体构成。
24.根据权利要求1所述的电力变换装置，其中，
所述至少两个闭合电路的开关元件的电感和输出电容相同。
25.根据权利要求9所述的电力变换装置，其中，
与所述至少两个闭合电路对应的臂的开关元件的电感和输出电容相同。
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