JP2016214038A - 駆動装置 - Google Patents

Abstract

【課題】回転電動機で発生する漏れ電流を小さくする駆動装置を提供する。【解決手段】制御部２０は、回転電動機３０の駆動を停止させる場合、デューティー比が５０％のＰＷＭ信号をＵ相のＰＷＭ信号として生成し、Ｕ相のＰＷＭ信号のトグルタイミングに対して、Ｖ相及びＷ相のＰＷＭ信号のトグルタイミングを回転電動機３０の漏れ電流の半周期分ずつずらす。【選択図】図１

Description

本発明は回転電動機を駆動する駆動装置に関するものである。

一般的に、回転電動機の各相の巻線に対して、デューティー比が５０％、且つ、同一位相の電圧を印加すると、回転電動機に供給される電流がゼロとなり、回転電動機は停止する。しかしながら、この場合、各相の巻線への電圧の印加タイミングが１つに重なるので、回転電動機においてスパイク状のコモンモード電流が発生し、ラジオノイズが発生して他の機器に悪影響を与えるという問題がある。ここで、スパイク状のコモンモード電流は回転電動機からグラウンドに漏れ出る電流なので漏れ電流とも称される。

そこで、特許文献１は、回転電動機の駆動を停止させる場合、１つの相のＰＷＭ信号のパルス変化のタイミングと、他の相のＰＷＭ信号のパルス変化のタイミングとをずらすことで、漏れ電流の発生を低減する技術を開示する。

特許５４３５３１０号公報

しかしながら、特許文献１では、具体的にどのくらいの時間、パルス変化のタイミングをずらせばよいかが全く記載されていない。そのため、各相の漏れ電流の重なりはある程度抑制できるが、全体の漏れ電流を１の相に対応する漏れ電流よりも小さくすることはできない。

そこでは、本発明は、回転電動機で発生する漏れ電流を従来の技術よりも小さくできる駆動装置を提供すること目的とする。

本発明の一態様による駆動装置は、回転電動機を駆動する駆動装置であって、
複数の相に対応する複数のスイッチング素子を備え、前記回転電動機の駆動信号を生成するインバータと、
複数の相に対応するＰＷＭ信号を生成し、対応するスイッチング素子に入力する制御部とを備え、
前記制御部は、前記回転電動機の駆動を停止させる場合、いずれか１の相に対応するＰＷＭ信号のトグルタイミングに対して、残りの相に対応するＰＷＭ信号のトグルタイミングを、前記回転電動機の漏れ電流の半周期分ずらす。

この構成によれば、回転電動機の駆動を停止させる場合、いずれか１の相に対応するＰＷＭ信号のトグルタイミングに対して、残りの１又は複数の相に対応するＰＷＭ信号のトグルタイミングが、回転電動機の漏れ電流の半周期分ずつずらされる。ここで、回転電動機の漏れ電流は減衰振動する特性を持っている。そのため、１の相に対応するＰＷＭ信号に対して残りの相に対応するＰＷＭ信号のトグルタイミングが漏れ電流の半周期分ずつずらされると、各相に対応する漏れ電流は相殺されるように重なり合う。これにより、漏れ電流の大きさが１の相に対応する漏れ電流よりも小さくなり、従来よりも漏れ電流を抑制できる。

また、上記駆動装置において、前記漏れ電流の半周期を予め記憶するメモリーを更に備え、
前記制御部は、前記メモリーに記憶された前記漏れ電流の半周期を用いて前記トグルタイミングをずらしてもよい。

回転電動機で発生する漏れ電流は、回転電動機の浮游容量、浮游インダクタンス、及び浮游抵抗から構成されるＲＬＣ直列共振回路で事前に計算できる。よって、回転電動機の浮游容量、浮游インダクタンス、及び浮游抵抗が事前に分かれば、漏れ電流の半周期を事前に求めておくことができる。そこで、本構成では、事前に得られた漏れ電流の半周期をメモリーに記憶させておき、その半周期を用いてＰＷＭ信号のトグルタイミングをずらしている。そのため、漏れ電流の半周期を検知せずにＰＷＭ信号のトグルタイミングをずらすことができる。

また、上記駆動装置において、前記漏れ電流を計測する計測部を更に備え、
前記制御部は、前記計測された漏れ電流から前記半周期を検知し、前記検知した半周期を用いて前記トグルタイミングをずらしてもよい。

この構成によれば、計測された漏れ電流から漏れ電流の半周期が検知されているので、漏れ電流の半周期を正確に求めることができる。また、漏れ電流が動的に変動する場合であっても漏れ電流の半周期を正確に検知できる。

また、上記駆動装置において、前記インバータは三相インバータであってもよい。

この構成によれば、三相インバータを用いて回転電動機を制御する態様を採用した場合において、漏れ電流を従来の技術よりも抑制できる。

本発明によれば、１の相に対応するＰＷＭ信号に対して残りの相に対応するＰＷＭ信号のトグルタイミングが漏れ電流の半周期分ずつずらされているので、各相に対応する漏れ電流は相殺されるように重なり合う。これにより、漏れ電流の大きさが１の相の漏れ電流よりも小さくなり、従来よりも漏れ電流を抑制できる。

本発明の実施の形態１における駆動装置の回路図である。 本発明の比較例の駆動装置が回転電動機を停止させる際に、巻線に印加されるパルス電圧の波形を示したグラフである。 図２に示すパルス電圧を巻線に印加したときに測定された漏れ電流の波形を示すグラフである。 巻線にデューティー比５０％、且つ、同一位相のパルス電圧を印加した場合に発生するコモンモード電流を説明する回路図である。 本発明の実施の形態１において、巻線に印加されるパルス電圧の波形の一例を示すグラフである。 本発明の実施の形態１における漏れ電流の波形を示すグラフである。 回転電動機の漏れ電流を計算するためのＲＬＣ直列共振回路の回路図である。 本発明の比較例において、巻線に印加されるパルス電圧の波形を示すグラフである。 本発明の比較例における漏れ電流の波形を示すグラフである。 本発明の実施の形態２における駆動装置の回路図である。

（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１における駆動装置１の回路図である。駆動装置１は、回転電動機３０を駆動する駆動装置であり、インバータ１０、制御部２０、及びメモリー４０を備える。

インバータ１０は、複数の相に対応する複数のスイッチング素子１０１〜１０６を備え、回転電動機３０の駆動信号を生成する。

図１の例では、インバータ１０は、三相インバータで構成されている。具体的には、インバータ１０は、６つのスイッチング素子１０１〜１０６を備える。以下、スイッチング素子１０１〜１０６は区別されない場合、スイッチング素子１００と記載される。スイッチング素子１００は、例えば、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）で構成されている。但し、これは一例であり、ＩＧＢＴ以外の例えば、ＭＯＳＦＥＴ（ｍｅｔａｌ−ｏｘｉｄｅ−ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ ｆｉｅｌｄ−ｅｆｆｅｃｔ ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）、バイポーラトランジスタがスイッチング素子１００として採用されてもよい。

スイッチング素子１０１、１０２、１０３はコレクタが第１ラインＬｎ１に接続されており、インバータ１０の上アームを構成する。スイッチング素子１０４、１０５、１０６はエミッタが第２ラインＬｎ２に接続されており、インバータ１０の下アームを構成する。

第１ラインＬｎ１は電源部１１の正極により第１電圧（例えば、Ｅ）が付与され、第２ラインＬｎ２は電源部１１の負極により第２電圧（例えば、０）が付与されている。

スイッチング素子１０１、１０４はＵ相のスイッチング素子１００を構成する。スイッチング素子１０１のエミッタ及びスイッチング素子１０４のコレクタは接続点ＰＵ及び駆動ラインＬＵを介して回転電動機３０に接続されている。駆動ラインＬＵはスイッチング素子１０１、１０４のスイッチング動作により生成されたＵ相のパルス電圧（駆動信号の一例）を回転電動機３０に出力する。

スイッチング素子１０２、１０５はＶ相のスイッチング素子１００を構成する。スイッチング素子１０２のエミッタ及びスイッチング素子１０５のコレクタは接続点ＰＶ及び駆動ラインＬＶを介して回転電動機３０に接続されている。駆動ラインＬＶはスイッチング素子１０２、１０５のスイッチング動作により生成されたＶ相のパルス電圧（駆動信号の一例）を回転電動機３０に出力する。

スイッチング素子１０３、１０６はＷ相のスイッチング素子１００を構成する。スイッチング素子１０３のエミッタ及びスイッチング素子１０６のコレクタは接続点ＰＷ及び駆動ラインＬＷを介して回転電動機３０に接続されている。駆動ラインＬＷはスイッチング素子１０３、１０６のスイッチング動作により生成されたＷ相のパルス電圧（駆動信号の一例）を回転電動機３０に出力する。

スイッチング素子１００は、エミッタ及びコレクタ間に還流ダイオードが接続され、双方向スイッチとして機能する。

制御部２０は、例えば、ＣＰＵ、ＡＳＩＣ、或いはＦＰＧＡ等で構成され、Ｕ相に対応するＰＷＭ信号を生成し、スイッチング素子１０１、１０４のゲートに入力し、Ｖ相に対応するＰＷＭ信号を生成し、スイッチング素子１０２、１０５のゲートに入力し、Ｗ相に対応するＰＷＭ信号を生成し、スイッチング素子１０３、１０６のゲートに入力する。

具体的には、制御部２０は、変調波信号とキャリア信号とを比較して、ＰＷＭ信号を生成する。変調波信号としては、回転電動機３０の駆動時には、例えば、正弦波信号が採用できる。また、変調波信号としては、回転電動機３０の停止時には、回転電動機３０の巻線Ｌ１、Ｌ２、Ｌ３に流れる電流を０にするレベルを持つ直流信号、具体的には、デューティー比が５０％のＰＷＭ信号を生成できるレベルを持つ直流信号が採用できる。キャリア信号としては、変調波信号よりも周波数が高い高周波の三角波信号が採用できる。

そして、制御部２０は、回転電動機３０の駆動を停止させる場合、デューティー比が５０％のＰＷＭ信号をＵ相のＰＷＭ信号として生成し、生成したＵ相のＰＷＭ信号のトグルタイミングに対して、Ｖ相及びＷ相のＰＷＭ信号のトグルタイミングを回転電動機３０の漏れ電流の半周期分ずつずらす。ここでは、Ｕ相を基準として、Ｖ相及びＷ相のトグルタイミングがずらされる例を示すが、本発明はこれに限定されず、Ｖ相又はＷ相を基準にして、残りの相のトグルタイミングがずらされてもよい。トグルタイミングとは、ＰＷＭ信号の立ち上がりタイミングと立ち下がりタイミングとのことを指す。

本実施の形態では、制御部２０は、メモリー４０に予め記憶された漏れ電流の半周期を用いて、Ｕ相のＰＷＭ信号に対してＶ、Ｗ相のＰＷＭ信号のトグルタイミングをずらす。

メモリー４０は、例えば、不揮発性の書き換え可能な記憶素子で構成され、漏れ電流の半周期を予め記憶する。

電源部１１は、例えば、ダイオードブリッジ及び平滑コンデンサで構成され、交流電源から供給された交流電圧を整流及び平滑化し、直流電圧を生成する。ここで、電源部１１が生成する直流電圧のレベルはＥとされる。

回転電動機３０は、例えば、三相モーターで構成され、Ｕ、Ｖ、Ｗ相のそれぞれに対応する抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３及び巻線Ｌ１、Ｌ２、Ｌ３を備える。巻線Ｌ１、Ｌ２、Ｌ３の一端は中性点ＰＬで接続されている。巻線Ｌ１、Ｌ２、Ｌ３のインダクタンスはＬであり、抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３の抵抗値はＲである。抵抗Ｒ１及び巻線Ｌ１は駆動ラインＬＵに接続され、抵抗Ｒ２及び巻線Ｌ２は駆動ラインＬＶに接続され、抵抗Ｒ３及び巻線Ｌ３は駆動ラインＬＷに接続されている。

図２は、本発明の比較例の駆動装置が回転電動機３０を停止させる際に、巻線Ｌ１、Ｌ２、Ｌ３に印加されるパルス電圧の波形を示したグラフであり、縦軸は電圧を示し、横軸は時間を示している。

回転電動機３０を停止させるためには、巻線Ｌ１、Ｌ２、Ｌ３に流れる電流をゼロにする必要がある。そこで、比較例の駆動装置では、巻線Ｌ１、Ｌ２、Ｌ３にデューティー比が５０％、且つ、同一位相のパルス電圧が印加されている。図２において、タイミングＴ１はパルス電圧の立ち上がりのトグルタイミングを示し、タイミングＴ２はパルス電圧の立ち下がりのトグルタイミングを示している。なお、電源部１１は、Ｅの直流電圧を生成するため、Ｕ、Ｖ、Ｗ相のパルス電圧の波高値はＥとなる。

図３は、図２に示すパルス電圧を巻線Ｌ１、Ｌ２、Ｌ３に印加したときに測定された漏れ電流Ｉｍの波形を示すグラフであり、縦軸は電流を示し、横軸は時間を示している。回転電動機３０からの漏れ電流Ｉｍは一般的に図３に示すように減衰振動波形になる。

比較例では、回転電動機３０の停止時において、図２に示すように巻線Ｌ１、Ｌ２、Ｌ３に印加されるパルス電圧は、タイミングＴ１において一斉に立ち上がり、タイミングＴ２において一斉に立ち下がっている。

そのため、タイミングＴ１においては、Ｕ、Ｖ、Ｗ相の漏れ電流同士が重なり合って、図３に示すように、過大なオーバーシュートを持つスパイク状の漏れ電流Ｉｍが発生する。これにより、ラジオノイズが放射され、他の電気機器に悪影響を及ぼす。また、タイミングＴ２においてもタイミングＴ１と同様に各相の漏れ電流同士が重なり合ってスパイク状の漏れ電流Ｉｍが発生する。

図４は、巻線Ｌ１、Ｌ２、Ｌ３にデューティー比５０％、且つ、同一位相のパルス電圧を印加した場合に発生するコモンモード電流を説明する回路図である。なお、図４において、図１と同じものには同一の符号を付して、説明を省略する。

巻線Ｌ１、Ｌ２、Ｌ３にデューティー比５０％、且つ、同一位相のパルス電圧を印加すると、コモンモード電圧Ｖ２は最大と最小とを繰り返し、コモンモード電流は最大になる。以下にその考え方を示す。

コモンモード電圧Ｖ２は中性点ＰＬ及びグラウンド間の電圧に相当する。コモンモード電圧Ｖ２が大きく変化するほど、コモンモード電流は増大する。ここで、Ｕ、Ｖ、Ｗ相の電圧（接続点ＰＵ、ＰＶ、ＰＷの電圧）をそれぞれ、Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ、電流をｉｕ，ｉｖ，ｉｗとすると、各相の電圧電流方程式は次のように表される。

Ｖｕ−Ｖ２＝Ｒ・ｉｕ＋Ｌ・（ｄｉｕ／ｄｔ）
Ｖｖ−Ｖ２＝Ｒ・ｉｖ＋Ｌ・（ｄｉｖ／ｄｔ）
Ｖｗ−Ｖ２＝Ｒ・ｉｗ＋Ｌ・（ｄｉｗ／ｄｔ）
ｉｕ＋ｉｖ＋ｉｗ＝０なので、これらの式を足し合わせると、コモンモード電圧Ｖ２は下式で表される。

Ｖ２＝（Ｖｕ＋Ｖｖ＋Ｖｗ）／３
上式に示されるように、コモンモード電圧Ｖ２が最大になるのは、Ｖｕ＝Ｖｖ＝Ｖｗ＝Ｅの時であり、Ｖ２＝Ｅの時である。この時、上アームを構成するスイッチング素子１０１、１０２、１０３が全てオン、下アームを構成するスイッチング素子１０４、１０５、１０６が全てオフにされる。

また、コモンモード電圧Ｖ２が最小となるのは、Ｖｕ＝Ｖｖ＝Ｖｗ＝０の時であり、Ｖ２＝０の時である。この時、上アームを構成するスイッチング素子１０１、１０２、１０３が全てオフ、下アームを構成するスイッチング素子１０４、１０５、１０６が全てオンにされる。

そのため、Ｕ、Ｖ、Ｗ相の上アームのスイッチング素子１００と下アームのスイッチング素子１００とが相補的にオン・オフを繰り返すと、コモンモード電圧Ｖ２は最大と最小とを繰り返すことになる。したがって、各相の巻線Ｌに対してデューティー比５０％、且つ、同一位相のパルス電圧を印加すると、コモンモード電圧Ｖ２は最大と最小とを繰り返し、コモンモード電流が最大になる。

比較例の駆動装置では、回転電動機３０の停止時には、図２に示されるように、巻線Ｌ１、Ｌ２、Ｌ３には、デューティー比５０％、且つ、同一位相のパルス電圧が印加される。そのため、回転電動機３０の停止時には、コモンモード電圧Ｖ２は最大と最小とを繰り返すので、コモンモード電流が最大になる。コモンモード電流は漏れ電流Ｉｍに相当するので、比較例の駆動装置において、回転電動機３０の停止時には、過大な漏れ電流Ｉｍが発生する。

なお、詳細は以下の参考文献に記載されている。

小笠原 悟司，藤田 英明，赤木 泰文：「電圧形ＰＷＭインバータが発生する高周波漏れ電流のモデリングと理論解析」，電気学会論文誌Ｄ，１１５巻，１号，ｐｐ．７７−８４ 平成７年１月

図５は、本発明の実施の形態１において、巻線Ｌ１、Ｌ２、Ｌ３に印加されるパルス電圧の波形の一例を示すグラフであり、縦軸は電圧を示し、横軸は時間を示す。

図５において、Δｔは漏れ電流Ｉｍの半周期を示す。図５の例では、Ｕ相はデューティー比が５０％とされている。Ｖ相はＵ相に対して立ち上がりのトグルタイミングが２・Δｔ遅延している。Ｗ相はＵ相に対して立ち上がりのトグルタイミングがΔｔ遅延している。Ｖ相はＵ相に対して立ち下がりのトグルタイミングが２・Δｔ進んでいる。Ｗ相はＵ相に対して立ち下がりのトグルタイミングがΔｔ進んでいる。なお、図５の例では、Δｔ＝１μｓである。このように、実施の形態１では、巻線Ｌ１、Ｌ２、Ｌ３に印加されるパルス電圧は半周期Δｔずつずらされている。

図６は、本発明の実施の形態１における漏れ電流Ｉｍの波形を示すグラフであり、縦軸は電流、横軸は時間を示している。図６に示す漏れ電流Ｉｍにおいて、１つ目のオーバーシュートのピークＰｋ１の電流値は、図３に示す漏れ電流Ｉｍの１つ目のオーバーシュートのピークＰｋ１の電流値のおよそ３分の１であった。

比較例では、巻線Ｌ１、Ｌ２、Ｌ３に印加されるパルス電圧の位相が揃っているので、各相に対応する漏れ電流Ｉｍｕ、Ｉｍｖ、Ｉｍｗ（図略）も位相が揃う。これにより、比較例では漏れ電流Ｉｍｕ、Ｉｍｖ、Ｉｍｗのオーバーシュートが強め合い、漏れ電流ＩｍのピークＰｋの電流値は大きくなる。これに対し、実施の形態１では、パルス電圧の立ち上がり又は立ち下がりのトグルタイミングがずれているので、各相に対応する漏れ電流Ｉｍｕ、Ｉｍｖ、Ｉｍｗの位相がずれる。これにより、実施の形態１では、漏れ電流Ｉｍｕ、Ｉｍｖ、Ｉｍｗは強め合わず、漏れ電流ＩｍのピークＰｋの電流値は比較例よりも小さくなる。

また、図６に示す漏れ電流Ｉｍにおいて、２つ目のオーバーシュートのピークＰｋ２の電流値は４．５Ａであり、ピークＰｋ１の電流値（＝６．３Ａ）よりも小さくなっている。これは、主に、Ｗ相の巻線Ｌ３に印加されるパルス電圧がＵ相の巻線Ｌ１に印加されるパルス電圧に対して立ち上がりのトグルタイミングが半周期Δｔ遅延しているので、Ｗ相に対応する漏れ電流Ｉｍｗの１つ目のオーバーシュートが、Ｕ相に対応する漏れ電流Ｉｍｕのアンダーシュートによって相殺されるからである。

また、図６に示す漏れ電流Ｉｍにおいて、３つ目のオーバーシュートのピークＰｋ３の電流値は５Ａであり、ピークＰｋ１の電流値（＝６．３Ａ）よりも小さくなっている。これは、主に、Ｖ相の巻線Ｌ２に印加されるパルス電圧がＷ相の巻線Ｌ３に印加されるパルス電圧に対して立ち上がりのトグルタイミングが半周期Δｔ遅延しているので、Ｖ相に対応する漏れ電流Ｉｍｖの１つ目のオーバーシュートが、Ｗ相に対応する漏れ電流Ｉｍｗのアンダーシュートによって相殺されるからである。なお、ピークＰｋ３の電流値がピークＰｋ２の電流値よりも若干大きくなっているのは、Ｕ相に対応する漏れ電流Ｉｍｕの２つ目のオーバーシュートがＶ相に対応する漏れ電流Ｉｍｖの１つ目のオーバーシュートと重なっているからである。

このように、実施の形態１では、巻線Ｌ１、Ｌ２、Ｌ３に印加されるパルス電圧のトグルタイミングが半周期Δｔずれているので、漏れ電流Ｉｍを各相に対応する漏れ電流Ｉｍｕ、Ｉｍｖ、Ｉｍｗよりも抑制できる。

なお、図５に示すパルス電圧を生成するにあたり、制御部２０は、まず、デューティー比が５０％のＰＷＭ信号をＵ相のスイッチング素子１０１のＰＷＭ信号として生成する。そして、制御部２０は、スイッチング素子１０１のＰＷＭ信号に対して立ち上がりのトグルタイミングが半周期Δｔ遅延し、且つ、立ち下がりのトグルタイミングが半周期Δｔ進んだＰＷＭ信号をＷ相のスイッチング素子１０３のＰＷＭ信号として生成し、スイッチング素子１０１のＰＷＭ信号に対して立ち上がりのトグルタイミングが２・Δｔ遅延し、且つ、立ち下がりのトグルタイミングが２・Δｔ進んだＰＷＭ信号をＶ相のスイッチング素子１０２のＰＷＭ信号として生成すればよい。更に、制御部２０は、スイッチング素子１０１、１０２、１０３のＰＷＭ信号をそれぞれ反転させたＰＷＭ信号を、スイッチング素子１０４、１０５、１０６のＰＷＭ信号として生成すればよい。

また、図５の例では、Ｖ相、Ｗ相のパルス電圧は、それぞれ、Ｕ相のパルス電圧に対してトグルタイミングが２・Δｔ、Δｔずらされているが、これは一例であり、Ｕ相のパルス電圧に対してトグルタイミングがΔｔ、２・Δｔずらされていてもよい。

図７は、回転電動機３０の漏れ電流Ｉｍを計算するためのＲＬＣ直列共振回路３００の回路図である。図７に示すように、漏れ電流Ｉｍは、電源部３１、抵抗３２、巻線３３、及びコンデンサ３４が直列接続されたＲＬＣ直列共振回路３００に流れる電流によって表される。ここで、抵抗３２、巻線３３、コンデンサ３４はそれぞれ回転電動機３０の浮遊抵抗、浮遊インダクタンス、浮遊抵抗を表す。電源部３１は、Ｅの直流電圧を生成する。

ＲＬＣ直列共振回路３００の共振周期ＴはＴ＝２π√ＬＣで表される。よって、漏れ電流Ｉｍの半周期Δｔ（＝Ｔ／２）はΔｔ＝π√ＬＣで表すことができる。したがって、回転電動機３０の浮遊抵抗、浮遊インダクタンス、及び浮遊抵抗の値がシミュレーションなどによって既知である場合、漏れ電流Ｉｍの半周期を事前に求めることができる。

そこで、実施の形態１では、漏れ電流Ｉｍの半周期であるΔｔ＝π√ＬＣを事前に求めておき、メモリー４０に事前に記憶させている。そして、制御部２０は、メモリー４０に記憶された漏れ電流Ｉｍの半周期Δｔを用いて、Ｕ、Ｖ、Ｗ相のＰＷＭ信号のトグルタイミングを半周期Δｔずつずらしている。これにより、制御部２０は、漏れ電流Ｉｍを計測して漏れ電流Ｉｍの半周期Δｔを検知することなく、Ｕ、Ｖ、Ｗ相のＰＷＭ信号のトグルタイミングを半周期Δｔずつずらすことができる。

図８は、本発明の比較例において、巻線Ｌ１、Ｌ２、Ｌ３に印加されるパルス電圧の波形を示すグラフであり、縦軸は電圧を示し、横軸は時間を示す。図９は、本発明の比較例における漏れ電流Ｉｍの波形を示すグラフであり、縦軸は電流を示し、横軸は時間を示す。

図８に示すように比較例では、Ｕ相の巻線Ｌ１に印加されるパルス電圧に対して、Ｖ、Ｗ相の巻線Ｌ２、Ｌ３に印加されるパルス電圧は、立ち上がりのトグルタイミングがそれぞれ、２０・Δｔ、１０・Δｔ遅延されている。

そのため、図９に示すように、Ｕ、Ｖ、Ｗ相に対応する漏れ電流Ｉｍｕ、Ｉｍｖ、Ｉｍｗは減衰振動波形を示すものの、相互に打ち消し合うタイミングで発生されていない。よって、比較例では、漏れ電流Ｉｍの大きさを各相に対応する漏れ電流Ｉｍｕ、Ｉｍｖ、Ｉｍｖよりも小さくすることができなくなる。

また、上述の特許文献１では、Ｕ、Ｖ、Ｗ相のＰＷＭ信号のトグルタイミングをどの程度ずらすかが明示されていないので、例えば、図８に示されるタイミングで巻線Ｌ１、Ｌ２、Ｌ３にパルス電圧が印加された場合、漏れ電流Ｉｍｕ、Ｉｍｖ、Ｉｍｗは相互に打ち消し合うことはできない。つまり、特許文献１では、Ｕ、Ｖ、Ｗ相のＰＷＭ信号の立ち上がり及び立ち下がりのトグルタイミングがずらされているので、Ｕ、Ｖ、Ｗ相のＰＷＭ信号の位相が揃っている場合よりも漏れ電流Ｉｍを小さくすることは可能であるが、Ｕ、Ｖ、Ｗ相に対応する漏れ電流Ｉｍｕ、Ｉｍｖ、Ｉｍｗよりも漏れ電流Ｉｍを小さくすることはできない。以上により、駆動装置１は特許文献１よりも漏れ電流Ｉｍを小さくできる。

（実施の形態２）
実施の形態２の駆動装置は、漏れ電流Ｉｍを計測する点を特徴とする。図１０は、本発明の実施の形態２における駆動装置１Ａの回路図である。なお、本実施の形態において実施の形態１と同一の構成要素には同一の符号を付し、説明を省略する。

駆動装置１Ａにおいて、駆動装置１との相違点は、主に計測部５０が設けられ、メモリー４０が省かれている点にある。

計測部５０は、漏れ電流ラインＬｍに接続された電流センサで構成され、回転電動機３０の漏れ電流Ｉｍを計測する。ここで、漏れ電流ラインＬｍは、例えば、一端が回転電動機３０の筐体に接続され、他端がコンデンサＣ１、Ｃ２の接続点ＰＣに接続されており、漏れ電流Ｉｍを流す。

コンデンサＣ１、Ｃ２は、共に同じ容量を持ち、接続点ＰＣを介して接続され、電源部１１と並列接続されている。回転電動機３０の接地線は接続点ＰＣに接続されており、接続点ＰＣは仮想接地点とされる。

本実施の形態では、制御部２０は、計測部５０が計測した漏れ電流Ｉｍから漏れ電流の半周期Δｔを検知し、検知した半周期Δｔを用いて、Ｖ、Ｗ相のＰＷＭ信号をずらす。

計測部５０が計測する漏れ電流Ｉｍは例えば図３で表される。そこで、制御部２０は、漏れ電流Ｉｍの波形から漏れ電流Ｉｍの半周期Δｔを検知すればよい。具体的には、制御部２０は、漏れ電流Ｉｍのゼロクロスポイントを検知し、検知したゼロクロスポイントの間隔から半周期Δｔを検知すればよい。

なお、制御部２０は、半周期Δｔを計測するにあたり、インバータ１０を制御して、巻線Ｌ１、Ｌ２、Ｌ３にデューティー比が５０％、且つ、同一位相のパルス電圧（図２参照）を印加すればよい。

図３の例では、半周期Δｔは例えば１μｓであった。この場合、制御部２０は、図５に示すように、インバータ１０を制御して、Ｕ相の巻線Ｌ１に印加されるパルス電圧に対して、Ｖ、Ｗ相のパルス電圧のトグルタイミングをそれぞれ、２μｓ、１μｓずらせばよい。

このように、実施の形態２の駆動装置１Ａによれば、計測された漏れ電流Ｉｍから漏れ電流Ｉｍの半周期Δｔが検知されているので、漏れ電流Ｉｍの半周期Δｔを正確に求めることができる。また、漏れ電流Ｉｍが動的に変動する場合であっても、漏れ電流Ｉｍの半周期Δｔを正確に検知できる。

また、実施の形態１、２では、インバータ１０として三相インバータが採用されたが、本発明はこれに限定されず、単相インバータが採用されてもよい。以下、単相インバータが図１に示すスイッチング素子１０１、１０２、１０４、１０５で構成されているものとする。この場合、制御部２０は、回転電動機３０を停止させる場合、デューティー比５０％のＰＷＭ信号をスイッチング素子１０１のＰＷＭ信号として生成し、スイッチング素子１０１のＰＷＭ信号に対して立ち上がりのトグルタイミングが半周期Δｔ遅延し、且つ、立ち下がりのトグルタイミングが半周期Δｔ進んだＰＷＭ信号をスイッチング素子１０２のＰＷＭ信号として生成すればよい。また、スイッチング素子１０１、１０２のＰＷＭ信号をそれぞれ反転させたＰＷＭ信号をスイッチング素子１０４、１０５のＰＷＭ信号として生成すればよい。

１、１Ａ 駆動装置
１０ インバータ
１１ 電源部
２０ 制御部
３０ 回転電動機
４０ メモリー
５０ 計測部
１００、１０１、１０２、１０３、１０４、１０５、１０６ スイッチング素子

Claims (4)

1. 回転電動機を駆動する駆動装置であって、
   複数の相に対応する複数のスイッチング素子を備え、前記回転電動機の駆動信号を生成するインバータと、
   複数の相に対応するＰＷＭ信号を生成し、対応するスイッチング素子に入力する制御部とを備え、
   前記制御部は、前記回転電動機の駆動を停止させる場合、いずれか１の相に対応するＰＷＭ信号のトグルタイミングに対して、残りの相に対応するＰＷＭ信号のトグルタイミングを、前記回転電動機の漏れ電流の半周期分ずらす駆動装置。
2. 前記漏れ電流の半周期を予め記憶するメモリーを更に備え、
   前記制御部は、前記メモリーに記憶された前記漏れ電流の半周期を用いて前記トグルタイミングをずらす請求項１に記載の駆動装置。
3. 前記漏れ電流を計測する計測部を更に備え、
   前記制御部は、前記計測された漏れ電流から前記半周期を検知し、前記検知した半周期を用いて前記トグルタイミングをずらす請求項１に記載の駆動装置。
4. 前記インバータは三相インバータである請求項１〜３のいずれか１に記載の駆動装置。

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