JP5707846B2 - 電力変換装置 - Google Patents

Description

本発明は、電力変換器の動作に起因してアースに漏洩するコモンモード電流を低減するためのノイズ低減装置およびこれを備えた電力変換装置に関する。

図６は、３相誘導電動機を３相インバータにより駆動するシステムに適用されるノイズ低減装置を示しており、例えば特許文献１に記載された発明と実質的に同じノイズ低減装置である。

図６において、１は交流電源、２はダイオードをブリッジ構成にしてなる整流回路、３はコンデンサ、４は電力変換器の一例としてＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）等のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６およびこれらに逆並列接続されたダイオードＤ１〜Ｄ６からなるインバータ回路、５はその筐体がアースに接続されインバータ回路４の負荷として駆動される誘導電動機、６は直流電源、７は環状コアからなる零相変流器等の漏洩電流検出器、８はインバータ回路４のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６をＰＷＭ制御するための制御信号を生成するインバータ制御回路、９はノイズ低減回路、１０はノイズ低減制御回路である。上記において、ノイズ低減装置は、漏洩電流検出器７、ノイズ低減回路９およびノイズ低減制御回路１０から構成されている。

整流回路２は、その交流入力端子が交流電源１の交流出力端子に接続される。一方、整流回路２の正側出力端子はインバータ回路４の正側入力端子と接続される。この接続点をＰとする。また、整流回路２の負側出力端子はインバータ回路４の負側入力端子と接続される。この接続点をＮとする。

コンデンサ３は、整流回路２の出力端子Ｐ，Ｎ間に接続され、交流電源１の電圧を全波整流した整流回路２の出力電圧を平滑する。ここで、整流回路２とコンデンサ３とで構成される電源を第１の直流電源とする。

インバータ回路４は、入力端子Ｐと入力端子Ｎとの間に直列接続されたスイッチング素子Ｑ１とＱ４とからなるＵ相アーム、スイッチング素子Ｑ２とＱ５とからなるＶ相アーム、スイッチング素子Ｑ３とＱ６とからなるＷ相アームとで構成される。ここで、スイッチング素子Ｑ１とＱ４との接続中点をＵ端子とし、スイッチング素子Ｑ２とＱ５との接続中点をＶ端子とし、スイッチング素子Ｑ３とＱ６との接続中点をＷ端子とする。

制御回路８は、ＰＷＭ変調された制御信号によってインバータ回路４のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６をオン／オフ制御する。スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のオン／オフ動作により、第１の直流電源の出力は、インバータ回路４によって所望の交流電圧に変換され、誘導電動機５に供給される。

ノイズ低減回路９は、第２の直流電源Ｖｄ、第２の直流電源Ｖｄの電圧Ｖ２を２分割するとともにその接続中点がインバータ回路４の負側入力端子Ｎに接続されたコンデンサＣ２，Ｃ３、第２の直流電源Ｖｄの出力電圧Ｖ２が動作電圧として印加されアースに漏洩する電流を打消すための補償電流が流れる電流制御用素子としてのトランジスタＴｒ１，Ｔｒ２、およびＴｒ１とＴｒ２の接続中点とアースとの間に接続されるコンデンサＣ１とを備えている。コンデンサＣ１とアースとの接続点をＥとする。なお、トランジスタＴｒ１はＮＰＮ型、トランジスタＴｒ２はＰＮＰ型トランジスタである。

ところで、誘導電動機５の巻線と筐体との間には、図６に破線で示すように浮遊容量Ｃｓが存在する。そのため、インバータ回路４から誘導電動機５の巻線に矩形波状のパルス電圧が印加されると、浮遊容量Ｃｓを充放電するパルス状の電流Ｉ１が、誘導電動機５の巻線とアースとの間で流れる。図６において、ノイズ低減回路９が機能しない場合には、このパルス状の電流Ｉ１はアースに流れる漏洩電流Ｉｏとなる。

例えば、誘導電動機５の巻線電圧が筐体の電圧に対してステップ的に上昇すると、誘導電動機５の巻線からアースに向かって漏洩電流Ｉｏ（＝Ｉ１）が流れる。一方、誘導電動機５の巻線電圧がステップ的に下降すると、アースから誘導電動機５の巻線に向かって漏洩電流Ｉｏ（＝Ｉ１）が流れる。

この漏洩電流Ｉｏは、アースおよび直流電源６を経てインバータ回路４の入力端子に戻る。この漏洩電流Ｉｏがアースに流れるとノイズ電流となって、感電や漏電ブレーカを誤動作させる原因になるので、これを除去する必要がある。

そこで、特許文献１に開示されているノイズ低減装置では、漏洩電流Ｉｏがインバータ回路４に戻る経路に漏洩電流検出器７を設けて、漏洩電流Ｉｏを検出している（図６参照。）。ノイズ低減制御回路１０は、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６の制御信号に基づいて生成された信号と漏洩電流検出器７が検出する信号とを加算して、トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２を駆動するための制御信号を生成する。スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６の制御信号に基づいて生成されるトランジスタＴｒ１，Ｔｒ２の制御信号は、インバータ回路４の上アームであるスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ３の制御信号は減算し、下アームであるスイッチング素子Ｑ４〜Ｑ６の制御信号は加算することにより得られる。

ノイズ低減制御回路１０が生成する制御信号Ｓ_Ｂは、ベース信号増幅器Ａｍｐで増幅された上でトランジスタＴｒ１，Ｔｒ２の両ベース端子（制御端子）に与えられる。トランジスタＴｒ１とトランジスタＴｒ２は、制御信号Ｓ_Ｂに従って互いに逆に動作し、漏洩電流Ｉ１を打消すような電流Ｉ２を注入する。

特許第３６５０３１４号公報

上記特許文献１に開示されている技術によれば、ノイズ低減制御回路１０は、インバータ回路４の上アームであるスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ３の制御信号は減算し、下アームであるスイッチング素子Ｑ４〜Ｑ６の制御信号は加算して、ノイズ低減回路９のトランジスタＴｒ１，Ｔｒ２を駆動するための制御信号Ｓ_Ｂを生成する。

しかしながら、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６の制御信号Ｓ_Ｂが変化するタイミングとインバータ回路４の出力端子Ｕ〜Ｗの電圧が変化するタイミングとは必ずしも一致しない。
以下に、図７〜図１０を用いて、インバータ回路４のＵ相に流れる電流の極性が正のときと負のとき（図７参照。）で、インバータ回路４のＵ相アームを構成するスイッチング素子Ｑ１とＱ４のオン／オフ動作と出力端子Ｕの電圧との関係がどのようになるかを説明する。

まず、Ｕ相電流の極性が正のとき（インバータ回路４側から誘導電動機５に向かって電流が流れるとき）、Ｕ相のスイッチング素子Ｑ１とＱ４の制御信号には図８に示す４つの期間（期間１〜期間４）が存在する。期間１はスイッチング素子Ｑ１がオンし、スイッチング素子Ｑ４がオフしている期間である。期間３は逆にスイッチング素子Ｑ４がオンし、スイッチング素子Ｑ１がオフしている期間である。また、期間２と期間４とは、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４が同時にオンしないように設けられている休止期間であり、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４のいずれもがオフしている期間である。

次に、図９（ａ）〜（ｄ）により、期間１〜期間４のときに、正極性のＵ相電流が流れる経路と出力端子Ｕの電圧との関係を具体的に説明する。図９（ａ）期間１のときは、スイッチング素子Ｑ１がオンしているため、スイッチング素子Ｑ１を経由して入力端子Ｐから誘導電動機５に向かってＵ相電流が流れる。図９（ｂ）期間２のときは、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４がオフしているため、ダイオードＤ４を経由して入力端子Ｎから誘導電動機５に向かってＵ相電流が流れる。図９（ｃ）期間３のときは、スイッチング素子Ｑ１がオフしているため、Ｕ相電流はダイオードＤ４を経由して入力端子Ｎから誘導電動機５に向かって流れる。図９（ｄ）期間４のときは、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４がオフしているため、期間２のときと同様、Ｕ相電流はダイオードＤ４を経由して入力端子Ｎから誘導電動機５に向かって流れる。

すなわち、Ｕ相電流の極性が正のとき、出力端子Ｕの電圧が入力端子Ｐの電圧となるのは、スイッチング素子Ｑ１がオンしている期間１のときのみである。したがって、Ｕ相電流の極性が正のときは、期間４から期間１に移行するときに、出力端子Ｕの電圧が入力端子Ｎの電圧から入力端子Ｐの電圧に変化する。また、期間１から期間２に移行するときに、出力端子Ｕの電圧が入力端子Ｐの電圧から入力端子Ｎの電圧に変化する。この電圧の変化は、スイッチング素子Ｑ１のオン／オフ動作にのみ同期している。

一方、期間２から期間３に移行するときおよび期間３から期間４に移行するときは、スイッチング素子Ｑ４のオン／オフ動作に関係なく、出力端子Ｕの電圧は入力端子Ｎの電圧となり、電圧の変化は生じない。

次に、Ｕ相電流の極性が負のとき（誘導電動機５側からインバータ回路４に向かって電流が流れるとき）も同様に、Ｕ相のスイッチング素子Ｑ１とＱ４の制御信号には図８に示す４つの期間が存在する。図１０（ａ）〜（ｄ）により、期間１〜期間４のときに負極性のＵ相電流が流れる経路と、出力端子Ｕの電圧の関係を具体的に説明する。

図１０（ａ）期間１のときは、スイッチング素子Ｑ４がオフしているため、ダイオードＤ１を経由して誘導電動機５から入力端子Ｐに向かってＵ相電流が流れる。図１０（ｂ）期間２のときは、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４がオフしているため、期間１と同様、Ｕ相電流はダイオードＤ１を経由して誘導電動機５から入力端子Ｎに向かって流れる。図１０（ｃ）期間３のときは、スイッチング素子Ｑ４がオンしているため、Ｕ相電流はスイッチング素子Ｑ４を経由して誘導電動機５から入力端子Ｎに向かって流れる。図１０（ｄ）期間４のときは、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４がオフしているため、期間２のときと同様、Ｕ相電流はダイオードＤ１を経由して誘導電動機５から入力端子Ｎに向かって流れる。

すなわち、Ｕ相電流の極性が負のとき、出力端子Ｕの電圧が入力端子Ｎの電圧となるのは、スイッチング素子Ｑ４がオンしている期間３のときのみである。したがって、Ｕ相電流の極性が負のときは、期間２から期間３に移行するときに、出力端子Ｕの電圧が入力端子Ｐの電圧から入力端子Ｎの電圧に変化する。また、期間３から期間４に移行するときに、出力端子Ｕの電圧が入力端子Ｎの電圧から入力端子Ｐの電圧に変化する。この電圧の変化は、スイッチング素子Ｑ４のオン／オフ動作にのみ同期している。

一方、期間４から期間１に移行するときおよび期間１から期間２に移行するときは、スイッチング素子Ｑ１のオン／オフ動作に関係なく、出力端子Ｕの電圧は入力端子Ｐの電圧となり、電圧の変化は生じない。

以上のとおり、出力端子Ｕの電圧の変化タイミングは、Ｕ相のスイッチング素子Ｑ１とＱ４の制御信号の変化タイミングと一致しない場合がある。同様に、Ｖ相およびＷ相の出力端子Ｖ，Ｗの電圧の変化タイミングも、スイッチング素子の制御信号の変化タイミングと一致しない場合がある。

すなわち、特許文献１に開示されているノイズ低減制御回路１０によって生成されるトランジスタＴｒ１，Ｔｒ２の制御信号Ｓ_Ｂには、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６の制御信号のうち回路の電圧変動に影響しないタイミングで変化する信号も含まれている。したがって、誘導電動機５からアースに漏洩電流Ｉｏが流れないタイミングでも、トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２が動作をする場合がある。トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２のこのような動作はノイズ電流を低減する上で不要なものであり、逆にノイズ電流を発生させてしまうという問題がある。

本発明は、このような従来のノイズ低減装置が有している問題を解決しようとするものであり、回路電圧の変動に同期したタイミングでノイズ低減回路の電流制御用素子を制御して、アースに漏洩する電流を低減することができるノイズ低減装置を備える電力変換装置を提供することを目的とする。

上記目的を達成するために、本発明によって提供される電力変換装置はノイズ低減装置を備えており、このノイズ低減装置は、電力変換器が出力する電流の極性と、電力変換器を構成するスイッチング素子をオン／オフ制御するための制御信号と、に基づいて、アースに漏洩する電流を打消すための補償電流を注入するタイミングを定めることを特徴とする。

本発明によると、電力変換装置の出力ラインの電圧が変動するタイミングでアースに漏洩する電流を打消すための補償電流を注入することができるので、効果的にノイズ電流を低減することができる。

本発明に係るノイズ低減装置を備えた電力変換装置の第１の実施形態を説明するための図である。 図１に示したノイズ低減制御回路の一例を説明するためのブロック図である。 本発明に係るノイズ低減装置を備えた電力変換装置の他の実施形態を説明するための図である。 本発明に係るノイズ低減装置を備えた電力変換装置の他の実施形態を説明するための図である。 本発明に係るノイズ低減装置を備えた電力変換装置の他の実施形態を説明するための図である。 従来のノイズ低減装置を備えた電力変換装置を説明するための図である。 電力変換装置のＵ相出力電流を示す図である。 電力変換装置のスイッチング素子の制御信号の関係を説明するための図である。 （ａ）期間１のときに正極性のＵ相電流が流れる経路を示す図、（ｂ）期間２のときに正極性のＵ相電流が流れる経路を示す図、（ｃ）期間３のときに正極性のＵ相電流が流れる経路を示す図、（ｄ）期間４のときに正極性のＵ相電流が流れる経路を示す図である。 （ａ）期間１のときに負極性のＵ相電流が流れる経路を示す図、（ｂ）期間２のときに負極性のＵ相電流が流れる経路を示す図、（ｃ）期間３のときに負極性のＵ相電流が流れる経路を示す図、（ｄ）期間４のときに負極性のＵ相電流が流れる経路を示す図である。

以下、本発明の実施の形態を図１と図２を参照して詳細に説明する。なお、図１と図２において、図６に示した電力変換装置およびノイズ低減装置と共通する構成要素には同符号を付している。

図１は、本発明に係るノイズ低減装置を備えた電力変換装置の実施形態を説明するための図である。図１において、符号１〜５および符号８，９を付した構成要素は、図６の構成要素と同じであるので、その説明を省略する。一方、図１の電力変換装置は、インバータ回路４の３相出力電流を検出する電流検出器３１,３２,３３とノイズ低減制御回路２０とを備えるところが相違している。

図１において、ノイズ低減制御回路２０は、インバータ制御回路８から入力されるスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６の制御信号Ｇ１〜Ｇ６と、電流検出器３１〜３３から入力されるインバータ回路４の３相出力電流とを用いて、ノイズ低減回路９のトランジスタＴｒ１，Ｔｒ２の制御信号Ｓ_Ｂを生成する。

図２は、ノイズ低減制御回路２０の一例を説明するためのブロック図である。図２において、インバータ制御回路８はインバータ回路４の制御信号Ｇ１〜Ｇ６を生成するものであり、Ｕ，Ｖ，Ｗ相のＰＷＭ（パルス幅変調）制御部８１〜８３と制御信号生成部８４〜８６とから構成されている。

Ｕ相制御信号生成部８４は、Ｕ相ＰＷＭ制御部８１から出力される信号に基づいて、インバータ回路４のＵ相を構成するスイッチング素子Ｑ１とＱ４の制御信号Ｇ１とＧ４を生成する。Ｕ相制御信号生成部８４の出力信号は、インバータ回路４のスイッチング素子をオンするときＨｉｇｈであり、オフするときはＬｏｗである。制御信号Ｇ４は制御信号Ｇ１を反転した関係にある。ただし、スイッチング素子Ｑ１とＱ４とが同時にオンしないよう、両信号の間には休止期間が設けられている。

Ｖ相制御信号生成部８５とＷ相制御信号生成部８６は、スイッチング素子Ｑ２とＱ５およびスイッチング素子Ｑ３とＱ６の制御信号を、Ｕ相制御信号生成部８４と同様に生成する。

一方、ノイズ低減制御回路２０は、電流極性判定部２０１、論理反転演算子２１１〜２１３、論理積演算子（ＡＮＤ）２２１〜２２６および制御信号生成部２３１とで構成される。

まず、Ｕ相の電流極性判定部２０１は、例えば、電流検出器３１から入力されるＵ相の電流信号Ｉｕと基準値０［Ａ］との大小比較をして、Ｕ相電流の極性を判定する。電流極性判定部２０１は、電流極性を判定した結果、Ｕ相電流が０［Ａ］よりも大きいときは「１」を出力し、小さいときは「０」を出力する。

論理反転演算子２１１は、電流極性判定部２０１から入力される信号に対し、「１」と「０」とを反転した信号を生成する。
論理積演算子２２１は、スイッチング素子Ｑ１の制御信号Ｇ１と電流極性判定部２０１の出力信号との間で論理積演算を行い、その結果を出力する。一方、論理積演算子２２２は、スイッチング素子Ｑ４の制御信号Ｇ４と電流極性判定部２０１から入力される信号を論理反転演算子２１１で反転した信号との間で論理積演算を行い、その結果を出力する。

以上の論理演算により、論理積演算子２２１の出力信号は、インバータ回路４のＵ相電流が正極性の期間において、スイッチング素子Ｑ１の制御信号がオンのときにのみ「１」となり、それ以外の期間のときは「０」となる。また、論理積演算子２２２の出力信号は、インバータ回路４のＵ相電流が負極性の期間において、スイッチング素子Ｑ４の制御信号がオンのときにのみ「１」となり、それ以外の期間のときは「０」となる。

Ｖ相電流とＶ相スイッチング素子Ｑ２，Ｑ５の制御信号Ｇ２，Ｇ５との間でも同様の演算処理が行われる。また、Ｗ相電流とＷ相スイッチング素子Ｑ３，Ｑ６の制御信号Ｇ３，Ｇ６との間でも同様の演算処理が行われる。それぞれの演算結果は、論理積演算子２２３〜２２６から出力される。

すなわち、Ｖ相用論理積演算子２２３の出力信号は、インバータ回路４のＶ相電流が正極性の期間において、スイッチング素子Ｑ２の制御信号がオンのときにのみ「１」となり、それ以外の期間のときは「０」となる。また、論理積演算子２２４の出力信号は、インバータ回路４のＶ相電流が負極性の期間において、スイッチング素子Ｑ５の制御信号がオンのときにのみ「１」となり、それ以外の期間のときは「０」となる。

また、Ｗ相用論理積演算子２２５の出力信号は、インバータ回路４のＷ相電流が正極性の期間において、スイッチング素子Ｑ３の制御信号がオンのときにのみ「１」となり、それ以外の期間のときは「０」となる。また、論理積演算子２２６の出力信号は、インバータ回路４のＷ相電流が負極性の期間において、スイッチング素子Ｑ６の制御信号がオンのときにのみ「１」となり、それ以外の期間のときは「０」となる。

制御信号生成部２３１は、論理積演算子２２１，２２３，２２５から出力される信号は減算し、論理積演算子２２２，２２４，２２６から出力される信号は加算して出力する。
制御信号生成部２３１から出力される信号が、ノイズ低減回路９のトランジスタＴｒ１とＴｒ２を制御するための信号Ｓ_Ｂとなる。

以上の論理演算により、ノイズ低減制御回路２０は、インバータ回路４のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６がオン／オフ動作をすることによって誘導電動機５に生じる電圧変動のタイミングと一致するタイミングで変化する制御信号Ｓ_Ｂを出力することができる。

図１に戻って、ノイズ低減制御回路２０により生成された制御信号Ｓ_Ｂが変化するタイミングは、インバータ回路４の出力端子Ｕ，Ｖ，Ｗの電圧変動のタイミング、すなわち、誘導電動機５からアースに流れる漏洩電流Ｉ１が発生するタイミングと一致している。よってノイズ低減回路９のトランジスタＴｒ１とＴｒ２とは、誘導電動機５からアースに流れる漏洩電流Ｉ１が発生するタイミングで動作し、漏洩電流Ｉ１を打消すための補償電流Ｉ２をＥ点に注入することができる。

次に、インバータ回路４から誘導電動機５に向かって正極性のＵ相電流が流れているときを例にとって、ノイズ低減回路９がどのようにして誘導電動機５からアースに漏洩する電流Ｉｏを低減することができるのかを説明する。

インバータ回路４から誘導電動機５に向かって正極性のＵ相電流が流れているときに、スイッチング素子Ｑ１がオフ状態からオン状態に変化すると、Ｕ相アームの出力端子Ｕの電圧は０［Ｖ］から第１の直流電源の電圧Ｖ１［Ｖ］に変化する。このとき、誘導電動機５からアースに向かって漏洩電流Ｉ１が流れる。一方、ノイズ低減制御回路２０から出力される制御信号Ｓ_Ｂは、論理積演算子２２１が出力する信号「１」が減算された値に、ステップ的に変化する。

制御信号Ｓ_Ｂが変化すると、ノイズ低減回路９のトランジスタＴｒ１とＴｒ２の動作状態が変化し、その接続中点の電圧が制御信号Ｓ_Ｂに対応する電圧までステップ的に低下する。トランジスタＴｒ１とＴｒ２の接続中点の電圧がステップ的に低下すると、その変化のタイミングでＥ点からノイズ低減回路９に向かって補償電流Ｉ２が流れる。

ここで、補償電流Ｉ２が電流Ｉ１と同じになるように制御することで、誘導電動機５からアースに向かって漏洩する電流Ｉ１はすべてノイズ低減回路９側に流れるため、アースに漏洩する電流Ｉｏを低減することができる。なお、補償電流Ｉ２が流れる方向およびその大きさは、トランジスタＴｒ１とＴＲ２の接続中点の電圧、すなわち制御信号Ｓ_Ｂを制御することによって可能である。

次に、図３〜図６を参照して、本発明に係る他の実施形態を説明する。
図３は、本発明に係るノイズ低減装置を備えた電力変換装置の他の実施形態を説明するための図である。図３において、符号１〜５，８，３１〜３３を付した構成要素は、図１の構成要素と同じであるので、その説明を省略する。一方、図３の電力変換装置は、ノイズ低減回路９ａとノイズ低減制御回路２０とからなるノイズ低減装置を備える点で、図１の電力変換装置と相違している。

ノイズ低減回路９ａは、第２の直流電源Ｖｄ、第２の直流電源Ｖｄの電圧Ｖ２を２分割するコンデンサＣ２，Ｃ３、第２の直流電源Ｖｄの出力電圧Ｖ２が動作電圧として印加されノイズ補償電流が流れる電流制御用素子としてのトランジスタＴｒ１，Ｔｒ２、トランジスタＴｒ１とＴｒ２の接続中点にその一端が接続されたコンデンサＣ１、一次巻線の一端がコンデンサＣ１の他端と接続され、一次巻線の他端がコンデンサＣ２，Ｃ３の接続中点に接続されるとともに、二次巻線の一端が誘導電動機５の筐体とアースとの接続点Ｅに接続され、二次巻線の他端が第１の直流電源の負側出力端子Ｎに接続される変圧器Ｔ１とを備えている。

次に、図４は、本発明に係るノイズ低減装置を備えた電力変換装置の他の実施形態を説明するための図である。図４の実施形態は、図３に示した実施形態のノイズ低減回路９ａをノイズ低減回路９ｂとする点で相違する。具体的には、ノイズ低減回路９ａの第２の直流電源Ｖｄを整流回路Ｒｆで構成する点で相違する。整流回路Ｒｆの交流入力端子は交流電源１の交流出力端子に接続され、交流電源１の電圧を整流して直流電圧２とする構成としている。この直流電源２の電圧Ｖ２が、電流制御用素子Ｔｒ１，Ｔｒ２の動作電圧となる。

また、図５は、図３に示した実施形態のノイズ低減回路９ａをノイズ低減回路９ｃとする点で相違する。具体的には、ノイズ低減回路９ａのコンデンサＣ２，Ｃ３からなる第２のコンデンサ直列回路の両端がインバータ回路４の入力端子Ｐ，Ｎに接続されている点で相違する。このように構成することにより、整流回路２が出力する電圧Ｖ１が、電流制御用素子Ｔｒ１，Ｔｒ２の動作電圧となる。

図４，図５に示した実施形態において、電流制御用素子Ｔｒ１，Ｔｒ２の動作電圧を作る構成が図３の実施形態と異なるが、その他の構成要素およびその動作は図３に示した構成要素と同じであり、図３の実施形態と同様、誘導電動機５からアースに漏洩する電流Ｉｏを低減することができる。

また、電流制御用素子Ｔｒ１，Ｔｒ２の動作電源となる第２の直流電源を上述した方式以外の他の方式で作る構成としても、同様に、誘導電動機５からアースに漏洩する電流Ｉｏを低減することができるのは明らかである。

上記実施形態に対してより好ましい実施の形態は、変圧器Ｔ１の二次巻線の他端が第１の直流電源のＮ側端子とコンデンサを介して接続されるものである。コンデンサを介して変圧器Ｔ１の二次巻線の他端と第１の直流電源のＮ側端子とを接続すれば、変圧器Ｔ１の２次側に直流または低周波の電流が流れることによって、変圧器Ｔ２が飽和するのを防止することができる。

１・・・交流電源、２・・・整流回路、３・・・コンデンサ、４・・・インバータ回路、５・・・誘導電動機、６・・・直流電源、７・・・漏洩電流検出器、８・・・インバータ制御回路、９，９ａ，９ｂ，９ｃ・・・ノイズ低減回路、１０，２０・・・ノイズ低減制御回路、３１〜３３・・・電流検出器、４１，４２・・・コンデンサ、８１・・・Ｕ相ＰＷＭ制御部、８２・・・Ｖ相ＰＷＭ制御部、８３・・・Ｗ相ＰＷＭ制御部、８４・・・Ｕ相制御信号生成部、８５・・・Ｖ相制御信号生成部、８６・・・Ｗ相制御信号生成部、２０１〜２０３・・・電流極性判定部、２１１〜２１３・・・論理反転演算子、２２１〜２２６・・・論理積演算子、２３１・・・制御信号生成部、Ａｍｐ・・・ベース信号増幅器、Ｃ１〜Ｃ３・・・コンデンサ、Ｃｓ・・・浮遊容量、Ｄ１〜Ｄ６・・・ダイオード、Ｑ１〜Ｑ６・・・スイッチング素子、Ｒｆ・・・整流回路、Ｔ１・・・変圧器、Ｔｒ１，Ｔｒ２・・・トランジスタ、Ｖｄ・・・第２の直流電源

Claims (5)

1. 負荷に交流電力を給電する電力変換装置であって、
   第１の直流電源の正側端子と負側端子との間に直列接続された複数のスイッチング素子をオン／オフ制御することにより前記交流電力を出力する電力変換器と、
   前記スイッチング素子をオン／オフ制御するための制御信号を生成する変換器制御回路と、
   前記負荷の筐体とアースとの接続点に補償電流を注入するノイズ低減装置とを備え、
   前記ノイズ低減装置は、
   前記電力変換器が出力する電流の極性と、
   前記スイッチング素子をオン／オフ制御するための制御信号と、
   に基づいて、前記補償電流を注入するタイミングを定めることを特徴とする電力変換装置。
2. 前記補償電流が注入されるタイミングは、
   前記電力変換器が正極性の電流を出力している期間において、前記第１の直流電源の正側端子に接続された前記スイッチング素子を非導通状態から導通状態にするために前記スイッチング素子の制御信号が変化する第１のタイミングと、
   前記電力変換器が正極性の電流を出力している期間において、前記第１の直流電源の正側端子に接続された前記スイッチング素子を導通状態から非導通状態にするために前記スイッチング素子の制御信号が変化する第２のタイミングと、
   前記電力変換器が負極性の電流を出力している期間において、前記第１の直流電源の負側端子に接続された前記スイッチング素子を非導通状態から導通状態にするために前記スイッチング素子の制御信号が変化する第３のタイミングと、
   前記電力変換器が負極性の電流を出力している期間において、前記第１の直流電源の負側端子に接続された前記スイッチング素子を導通状態から非導通状態にするために前記スイッチング素子の制御信号が変化する第４のタイミングと、
   であることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
3. 第１の直流電源の正側端子と負側端子との間に直列接続された複数のスイッチング素子をオン／オフ制御することにより筐体がアースに接続された負荷に交流電力を給電する３相電力変換器と、
   前記スイッチング素子をオン／オフ制御するための制御信号を生成する電力変換器制御回路と、
   前記３相電力変換器の出力電流を検出する電流検出器と、
   前記負荷の筐体とアースとの接続点に補償電流を注入するノイズ低減装置と、
   を備え、
   前記ノイズ低減装置は、
   前記補償電流を供給するための第２の直流電源と、
   前記第２の直流電源の正・負出力端子間に直列に接続され、その接続中点が前記電力変換器の負側入力端子に接続されたコンデンサ直列回路と、
   前記第２の直流電源の正・負出力端子間に直列に接続され、前記補償電流を流す電流制御素子と、
   その一端が前記直列接続された電流制御素子の接続中点に接続され、その他端が前記負荷の筐体とアースとの接続点に接続されたコンデンサと、
   前記電力変換器制御回路が生成する制御信号と前記電流検出器が検出する３相電力変換器の出力電流の極性とに基づいて、前記電流制御素子の制御信号を生成するノイズ低減制御回路と、
   を備えることを特徴とする電力変換装置。
4. 第１の直流電源の正側端子と負側端子との間に直列接続された複数のスイッチング素子をオン／オフ制御することにより負荷に交流電力を給電する３相電力変換器と、
   前記スイッチング素子をオン／オフ制御するための制御信号を生成する電力変換器制御回路と、
   前記３相電力変換器の出力電流を検出する電流検出器と、
   前記負荷の筐体とアースとの接続点に補償電流を注入するノイズ低減装置と、
   を備え、
   前記ノイズ低減装置は、
   前記補償電流を供給するための第２の直流電源と、
   前記第２の直流電源の正・負出力端子間に直列に接続されたコンデンサ直列回路と、
   前記第２の直流電源の正・負出力端子間に直列に接続され、前記補償電流を流す電流制御素子と、
   前記直列接続された電流制御素子の接続中点にその一端が接続されたコンデンサと、
   一次巻線の一端が前記コンデンサの他端と接続され、一次巻線の他端が前記コンデンサ直列回路の接続中点に接続されるとともに、その二次巻線の一端が前記負荷の筐体とアースとの接続点に接続され、二次巻線の他端が前記第１の直流電源の負側端子に接続される変圧器と、
   前記電力変換器制御回路が生成する制御信号と前記電流検出器が検出する３相電力変換器の出力電流の極性とに基づいて、前記電流制御素子の制御信号を生成するノイズ低減制御回路と、
   を備えることを特徴とする電力変換装置。
5. 請求項４に記載の電力変換装置であって、前記変圧器の二次巻線の他端は、コンデンサを介して、前記第１の直流電源の負側端子に接続されることを特徴とする電力変換装置。