JP3650314B2 - 変換器のノイズ低減装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、インバータ、コンバータ等の変換器において変換動作時に入力電源のアース側等に流れる大地漏洩電流であるノイズ電流を大幅に減少させることが可能な変換器のノイズ低減装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、インバータ、コンバータ等のスイッチング素子が発生する高調波が増大し、ＥＭＩ（電磁妨害）問題がクローズアップされている。一般にインバータ装置で負荷に電力を供給すると、高速スイッチングによって負荷回路とフレームアース間及び負荷へのケーブル配線とアース間の浮遊容量Ｃを通じてノイズ電流である漏洩電流が流れる。
【０００３】
図６は、インバータ装置において漏洩電流の流れるメカニズムを示している。同図において、１は交流電源、２は交流を直流に変換する全波整流回路（ＰＷＭコンバータもあるがここでは簡単のため全波整流回路で説明する）、３は全波整流回路２の出力端子Ｐ・Ｎ間に接続された直流コンデンサ、４は直流コンデンサ３に並列に接続されたバッテリ等の直流電源、５は直流を交流に変換するインバータ回路、６はインバータ回路５で駆動される負荷である。インバータ回路５の各スイッチング素子Ｑ1〜Ｑ6がオン・オフすると、それに応じて負荷６の端子とフレームアース間にはパルス的な電圧が印加される。このときの電圧変化率（ｄｖ／ｄｔ）により、浮遊容量Ｃに漏洩電流Ｉ１が流れる。この漏洩電流Ｉ１がインバータ回路５を介したバッテリ等の直流電源４、負荷６及びアースからなる回路に流れ、漏電ブレーカの誤動作や感電事故等の原因となる。さらに、スイッチング素子Ｑ1〜Ｑ6がオン・オフする際のｄｖ／ｄｔ，ｄｉ／ｄｔが原因と考えられる負荷回路の絶縁破壊、或いは他の電子機器への電磁誘導障害などの新たな問題も生じている。
【０００４】
図７を用いて従来のインバータ装置のノイズ低減回路を説明する。交流電源１〜インバータ回路５、負荷６の構成は図６と同様である。インバータ回路５はスイッチング素子Ｑ1〜Ｑ6からなる一般的な三相ブリッジのインバータである。スイッチング素子Ｑ1〜Ｑ6は制御回路（図示せず）からのＰＷＭパルスによりオン・オフ制御される。インバータ回路５からの出力は負荷６の各相回路端子に入力されている。負荷６は大地との間に浮遊容量Ｃを持っているので、インバータ回路５からの出力であるパルス状の電圧が負荷６に印加されると、大地にノイズ電流である漏洩電流Ｉ１が流れる。このようなインバータ装置において、ノイズ低減回路としてＥＭＩフィルタと呼ばれるラインフィルタ７が設けられている。ラインフィルタ７はノイズ除去の作用を持つが、スイッチング素子Ｑ1〜Ｑ6のオン・オフ周波数の上昇に伴いノイズ除去効果を十分に得ることは困難になる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
従来は、インバータ等の変換器におけるノイズ低減回路としてＥＭＩフィルタと呼ばれるラインフィルタが用いられていた。しかしラインフィルタは変換器におけるスイッチング素子のオン・オフ周波数の上昇に伴いノイズ除去効果を十分に得ることは困難であった。これに対し、リアクトル又はリアクトルとコンデンサの組み合わせからなるノイズ低減回路を追加することで、ある程度、高周波域のノイズを除去することが可能となるが、ノイズ除去効果を高めるためには大きなリアクトルを用いることが必要となり、ノイズ低減回路が大型且つ高価になるという問題があった。
【０００６】
本発明は、上記に鑑みてなされたもので、低周波域から高周波域まで広帯域のノイズ電流を除去することができ、また小型化、低コスト化を図ることができる変換器のノイズ低減装置を提供することを目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するために、請求項１記載の本発明は、インバータを含む変換器におけるノイズ低減装置であって、ノイズ電流を検出するノイズ検出手段と、絶縁トランスを介して入力した交流入力を整流する整流回路、この整流回路の正・負出力端子間に直列接続されその接続中点が前記変換器のアース側入力電源ラインに接続された２個のコンデンサ及び前記整流回路の出力電圧が動作電圧として印加されノイズ補償電流が流れる電流制御素子を備えたノイズ低減回路とを有し、前記変換器を構成するスイッチング素子の駆動信号から生成した信号及び前記ノイズ検出手段の検出信号を合成した信号により前記電流制御素子を駆動し、前記スイッチング素子の駆動信号から生成した信号分でフィードフォワードに前記ノイズ電流を減少させるとともに前記ノイズ検出手段からの検出信号分でフィードバック制御により前記ノイズ電流を抑制することを要旨とする。この構成により、インバータ等の変換器で負荷に電力を供給すると、高速スイッチングによって負荷回路とフレームアース間の浮遊容量を通じてノイズ電流である漏洩電流が生ずる。このノイズ電流はノイズ低減回路を通って変換器のアース側入力電源ラインに流れる。このとき、ノイズ低減回路の電流制御素子を変換器におけるスイッチング素子の駆動信号から生成した信号及びノイズ検出手段の検出信号を合成した信号で駆動することで、スイッチング素子の駆動信号から生成した信号分でフィードフォワード的に高速にノイズ電流を減少させるとともにノイズ検出手段からの検出信号分でフィードバック制御によりノイズ電流を抑制するノイズ補償電流が生じ、このノイズ補償電流でノイズ電流が打ち消される。フィードフォワード的な制御要素を加えることで、フィードバック制御系の遅れ要素のために除去が困難な高周波域のノイズ電流を抑制することが可能となる。また、ノイズ低減回路は、２個のコンデンサの接続中点を変換器のアース側入力電源ラインに接続することで、そのアース側入力電源ラインに対して常に一定電圧差の動作電圧を確保することができ、ノイズ電流を打ち消すためのノイズ補償電流を任意に制御することができて制御不能になることがない。さらに、この動作電圧は、ノイズ低減回路が交流入力系に対して絶縁トランスを介しているためインバータ等の変換器に印加する電圧、容量に関係なく自由な電圧値に設定することが可能である。
【０００８】
請求項２記載の発明は、請求項１記載の変換器のノイズ低減装置において、前記ノイズ検出手段は、前記２個のコンデンサの接続中点からの接続点よりも、前記変換器の入力電源側に配置してなることを要旨とする。この構成により、ノイズ低減回路で低減されたノイズ電流がノイズ検出手段で検出される。
【０００９】
請求項３記載の発明は、請求項１記載の変換器のノイズ低減装置において、前記スイッチング素子の駆動信号から生成した信号は、前記変換器の各相に対応した複数のスイッチング素子に対する駆動信号の加算値としてなることを要旨とする。この構成により、フィードフォワード的に、より高速で且つ確実にノイズ電流を減少させることが可能となる。
【００１０】
請求項４記載の発明は、請求項１記載の変換器のノイズ低減装置において、前記スイッチング素子の駆動信号から生成した信号は、前記スイッチング素子の駆動信号の変化時をトリガとしたパターンの信号としてなることを要旨とする。この構成により、ノイズ低減回路の電流制御素子は、スイッチング素子の駆動信号の変化時でトリガすることで、フィードフォワード的に、高速、且つ確実にノイズ電流を減少させることが可能となる。
【００１１】
請求項５記載の発明は、請求項１記載の変換器のノイズ低減装置において、前記ノイズ低減回路における２個のコンデンサの接続中点を、前記変換器のアース側入力電源ラインへの接続に代えて、前記変換器の入力電源ライン間に他の２個のコンデンサを直列接続し、この他の２個のコンデンサの接続中点に接続してなることを要旨とする。この構成により、変換器の入力電源ラインや変換器及びその負荷系統の浮遊容量が大きい場合、他の２個のコンデンサの接続中点は仮想アース点となり、この仮想アース点を通じてノイズ補償電流を流すことでノイズ電流を打ち消すことが可能となる。
【００１２】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。
【００１３】
図１は、本発明の第１の実施の形態を示す図である。本実施の形態は、インバータのノイズ低減装置に適用されている。まず、本実施の形態の変換器のノイズ低減装置の構成を説明する。交流電源１〜インバータ回路５、負荷６の構成は、前記図６と略同様である。ノイズ低減装置は、ノイズ検出手段としての漏洩電流検出器８、ノイズ低減回路９及びインバータ回路５におけるスイッチング素子Ｑ1〜Ｑ6の駆動信号から出力を生成する演算回路１０からなっている。漏洩電流検出器８は、例えばフェライトからなる環状のコアの零相ＣＴであり、入力電源ラインの電流の差からなる漏洩電流を検出する。ノイズ低減回路９には、絶縁トランス１３を介して入力した交流電源１からの交流を全波整流する整流回路１４、この整流回路１４の正側出力端子Ｐ1と負側出力端子Ｎ1との間に直列接続され、その接続中点がアース側入力電源ライン（全波整流回路２の負側出力端子Ｎ）に接続された２個のコンデンサＣ2，Ｃ3、及び整流回路１４の出力電圧が動作電圧として印加され、ノイズ補償電流が流れる電流制御用素子としての２個のトランジスタＴｒ1，Ｔｒ2が備えられている。２個のトランジスタＴｒ1，Ｔｒ2は互いに逆極性を有し、トランジスタＴｒ1はＮＰＮ型、トランジスタＴｒ2はＰＮＰ型である。トランジスタＴｒ1，Ｔｒ2の両ベース（制御端子）には、制御回路１１からのインバータ回路５のスイッチング素子Ｑ1〜Ｑ6の駆動信号を基に演算回路１０で生成した信号と漏洩電流検出器８の検出出力とを加算器を兼ねた増幅器１２で合成した信号が与えられ、トランジスタＴｒ1，Ｔｒ2は互いに逆に動作する。トランジスタＴｒ1，Ｔｒ2の各エミッタは共通接続され、結合コンデンサＣ1を介してアースされている。このノイズ低減回路９におけるトランジスタＴｒ1，Ｔｒ2は、高周波、高電流増幅であることが必要である。なお、ノイズ低減回路９を通って直流電源４に帰る電流は漏洩電流Ｉ１を減少させた電流であり、漏洩電流検出器８は、この漏洩電流Ｉ１を減少させた電流を検出するため、直流電源４側に配置することが必要である。演算回路１０は、インバータ回路５の各相出力がＰ側となったときに（−）の信号を出力し、Ｎ側となったときに（＋）の信号を出力する。ここでは、インバータ回路５の上アームであるＱ1〜Ｑ3の各スイッチング素子の駆動信号は減算し、下アームであるＱ4〜Ｑ6の各スイッチング素子の駆動信号は加算する。
【００１４】
次に、上述のように構成されたノイズ低減装置の動作を説明する。交流電源１は全波整流回路２で直流に整流され、直流コンデンサ３及び直流電源４につながる。この直流電圧はインバータ回路５の入力電圧となる。インバータ回路５のスイッチング素子Ｑ1〜Ｑ6は制御回路１１からのＰＷＭパルスによりオン・オフ制御され、負荷６はインバータ回路５の出力により駆動される。前述したように、負荷６は大地との間に浮遊容量Ｃを有している。したがって、インバータ回路５からの出力であるパルス状の電圧を負荷６に印加すると、大地にノイズ電流である漏洩電流Ｉ１が、直流電源４のアースされた端子を介して流れる。このとき、スイッチング素子Ｑ1〜Ｑ6の駆動信号に合わせた信号に、漏洩電流検出器８は直流回路に流れる漏洩電流Ｉ１を等価的に検出した信号を加えて、ノイズ低減回路９のトランジスタＴｒ1，Ｔｒ2を駆動する。よって、漏洩電流検出器８の出力を増幅器１２で増幅した駆動電流がトランジスタＴｒ1，Ｔｒ2のベースに流入し、増幅され、漏洩電流Ｉ１を打ち消すような電流を注入する。
【００１５】
ここで、漏洩電流検出器８からの検出信号による動作と、スイッチング素子Ｑ1〜Ｑ6の駆動信号から生成された信号によるノイズ低減回路９の動作を別々に説明する。
【００１６】
前者では、漏洩電流Ｉ１が負荷６から直流電源４のアースラインに向かって流れる場合には、トランジスタＴｒ2をオンさせ、結合コンデンサＣ1からトランジスタＴｒ2を通ってインバータ回路５の入力ラインＮにつながる閉回路にノイズ 補償電流が流れ、アースラインを通って直流電源４のアース端子に流れ込む漏洩電流Ｉ１を打ち消すことになる。また、直流電源４のアースラインから負荷６へ漏洩電流Ｉ１が流れる場合には、トランジスタＴｒ1がオンし、インバータ回路 ５の直流入力ラインＰ、トランジスタＴｒ1、結合コンデンサＣ1を通って流れる直流電源４の漏洩電流Ｉ１を打ち消すことになる。
【００１７】
後者では、インバータ回路５のスイッチング素子Ｑ1がオンした場合、負荷６ に正の電圧が印加され、漏洩電流Ｉ１が負荷６から直流電源４のアースラインに向かって流れるが、この時、演算回路１０によりトランジスタＴｒ2をオンさせ 、結合コンデンサＣ1からトランジスタＴｒ2を通ってインバータ回路５の入力ラインＮにつながる閉回路にノイズ補償電流が流れ、アースラインを通って直流電源４のアース端子に流れ込む漏洩電流Ｉ１を打ち消すことになる。逆に、インバータ回路５のスイッチング素子Ｑ2がオンした場合、負荷６に負の電圧が印加さ れ、漏洩電流Ｉ１が直流電源４のアースラインから負荷６に向かって流れるが、この時、演算回路１０によりトランジスタＴｒ1をオンさせ、結合コンデンサＣ1からトランジスタＴｒ1を通ってインバータ回路５の入力ラインＰにつながる閉 回路にノイズ補償電流が流れ、アースラインを通って直流電源４のアース端子に流れ込む漏洩電流Ｉ１を打ち消すことになる。
【００１８】
このように、漏洩電流検出器８からの漏洩電流検出によるフィードバック制御で漏洩電流を抑制するとともに、予め動作応答を予測したインバータ回路５のスイッチング信号に合わせた信号によりノイズ低減回路９のトランジスタＴｒ1， Ｔｒ2を駆動することで、フィードフォワード的に漏洩電流を減少させることが できる。フィードフォワード的な要素を加えることで、フィードバック制御系の遅れ要素のために除去が困難な高周波の漏洩電流を抑制することが可能になる。
【００１９】
本実施の形態では、整流回路１４の正側Ｐ1は、アース電位に対して常に正の 一定電圧を供給できる。また、整流回路１４の負側Ｎ1はアース電位に対してや はり常に負の一定電圧を供給できる。そのため、入力電源ラインに対して一定の電圧差を常に確保できるので任意の制御が可能となる。また、絶縁トランス１３を介しているためインバータ回路５に印加する電圧、容量に関係なく自由な動作電圧に設定することができる。そのため、一般に市販されている電流制御素子を使用することができ、構成が簡単で小形、安価、高速制御可能な変換器のノイズ低減装置を提供することが可能となる。
【００２０】
図２には、本発明の第２の実施の形態を示す。なお、図２及び後述の第３の実施の形態以下の各実施の形態を示す図において前記図１における構成要素と同一ないし均等のものは、前記と同一符号を以て示し、重複した説明を省略する。本実施の形態では、演算回路１０におけるスイッチング素子Ｑ1〜Ｑ3の駆動信号から生成した信号を、インバータ回路５のスイッチング素子Ｑ1〜Ｑ3における駆動信号の変化をトリガとした信号パターンに変更する。インバータ回路５の上アームのスイッチング素子Ｑ1〜Ｑ3をオフからオンに変化したときに負のパルス信号を出力し、逆に下アームのスイッチング素子Ｑ4〜Ｑ6をオフからオンに変化したときに正のパルス信号を出力する演算回路１０とする。これによって、第１の実施の形態と同様な効果が期待できる。漏洩電流検出器８の検出出力によるフィードバック制御で漏洩電流を抑制するとともに、インバータ回路５のスイッチング信号に合わせた信号によりノイズ低減回路９を駆動することで、フィードフォワード的に高周波の漏洩電流を抑制することが可能になる。
【００２１】
図３には、本発明の第３の実施の形態を示す。直流電源４は、中性点が接地されているか、もしくは接地されていないが、設置場所が遠く配線等のケーブルや、装置自体の浮遊容量が大きい場合に、直流電源４とインバータ回路５の間の直流電源ラインに直列接続されたコンデンサ１５，１６を追加する。この直列接続されたコンデンサ１５，１６は、ノイズ低減回路９よりインバータ回路５側に設置する。このコンデンサ１５，１６の中性点とノイズ低減回路９であるコンデンサＣ2，Ｃ3の直列接続中点を接続する。
【００２２】
この接続方式によって、直流電源４のアース接続点である中性点を等価に直列に結線したコンデンサ１５，１６の中性点で仮想アース点を作り、その仮想アース点にノイズ低減回路９におけるコンデンサＣ2，Ｃ3の接続中点を接続することで、ノイズ電流を打ち消すためのノイズ補償電流を流すことができる。直流電源４が絶縁されていて、配線等の浮遊容量でつながっている場合にも、追加したコンデンサ１５，１６の中性点の仮想アース点を通してノイズ補償電流を流すことができる。
【００２３】
中性点アースされた直流電源４でも、直流入力電源ラインから直列接続で分圧したコンデンサ１５，１６の中性点にノイズ低減回路９におけるコンデンサＣ2 ，Ｃ3の接続中点を接続することにより、漏洩電流検出器８からの検出信号によ るフィードバック制御で漏洩電流を抑制するとともに、インバータ回路５のスイッチング信号に合わせた信号によりノイズ低減回路９を駆動することで、フィードフォワード的に高周波の漏洩電流を抑制することが可能になる。
【００２４】
ノイズ低減回路９における整流回路１４の正側Ｐ1はアース電位に対して常に 正の一定電圧を供給でき、また、整流回路１４の負側Ｎ1はアース電位に対して やはり常に一定の負の電圧を供給できる。そのため、中性点アースされた直流電源４でもインバータ回路５に印加する電圧、容量に関係なく自由な動作電圧に設定することができるノイズ低減回路９が使用できる。そのため、一般に市販されている電流制御素子を使用することができ、構成が簡単で小形、安価、高速制御可能な変換器のノイズ低減装置を提供することが可能となる。
【００２５】
図４には、本発明の第４の実施の形態を示す。トランジスタＴｒ1，Ｔｒ2に流せる電流は、その素子の定格電流で制限される。したがって、ノイズ電流である漏洩電流Ｉ１が大きな場合、図４に示すように、ノイズ低減回路９のトランジスタＴｒn-1，Ｔｒnを並列に接続することにより、流れる漏洩電流Ｉ１を制御することができる。なお、このような制御が可能な電流制御素子は、一般には電圧の低い且つ容量の小さなものしか存在せず、仮に高電圧大容量のトランジスタを製造したとしても使用目的が限られ、コストの非常に高いものになる。このように、ノイズ低減回路９は絶縁トランス１３を介することで動作電圧が自由に設定可能であるため、トランジスタＴｒn-1，Ｔｒnを並列にすることで動作電圧に無関係に電流容量を増大させることが可能となる。
【００２６】
図５には、本発明の第５の実施の形態を示す。直流電源４とインバータ回路５の間で、且つノイズ低減回路９の外側の直流電源４側にＥＭＩフィルタであるラインフィルタ１７を付加する。
【００２７】
これにより、第１の実施の形態の作用・効果とともに、より高い高周波成分の除去が可能になる。また、ノイズ低減回路９により、低周波域の漏洩電流が減衰しているため、ＥＭＩフィルタ１７は小型化が可能になる。
【００２８】
【発明の効果】
以上説明したように、請求項１記載の発明によれば、ノイズ電流を検出するノイズ検出手段と、絶縁トランスを介して入力した交流入力を整流する整流回路、この整流回路の正・負出力端子間に直列接続されその接続中点が変換器のアース側入力電源ラインに接続された２個のコンデンサ及び前記整流回路の出力電圧が動作電圧として印加されノイズ補償電流が流れる電流制御素子を備えたノイズ低減回路とを有し、前記変換器を構成するスイッチング素子の駆動信号から生成した信号及び前記ノイズ検出手段の検出信号を合成した信号により前記電流制御素子を駆動し、前記スイッチング素子の駆動信号から生成した信号分でフィードフォワードに前記ノイズ電流を減少させるとともに前記ノイズ検出手段からの検出信号分でフィードバック制御により前記ノイズ電流を抑制するようにしたため、ノイズ低減回路の電流制御素子の駆動・制御に、スイッチング素子の駆動信号から生成した信号分によりフィードフォワード的な制御要素を加えることで、フィードバック制御系の遅れ要素のために除去が困難な高周波域のノイズ電流を抑制することができて、低周波域から高周波域まで広帯域のノイズ電流を除去することができる。また、ノイズ低減回路が交流入力系に対して絶縁トランスを介していることで、電流制御素子の動作電圧は、インバータ等の変換器に印加する電圧、容量に関係なく自由な電圧値に設定することができる。したがって電流制御素子には一般の市販のものを使用することができて、ノイズ低減回路の低コスト化及び小型化を達成することができる。
【００２９】
請求項２記載の発明によれば、前記ノイズ検出手段は、前記２個のコンデンサの接続中点からの接続点よりも、前記変換器の入力電源側に配置したため、ノイズ検出手段により、ノイズ低減回路で低減されたノイズ電流が検出され、このノイズ電流の検出信号分によるフィードバック制御でノイズ電流を確実に除去することができる。
【００３０】
請求項３記載の発明によれば、前記スイッチング素子の駆動信号から生成した信号は、前記変換器の各相に対応した複数のスイッチング素子に対する駆動信号の加算値としたため、フィードフォワード的に、より高速で且つ確実にノイズ電流を減少させることができる。
【００３１】
請求項４記載の発明によれば、前記スイッチング素子の駆動信号から生成した信号は、前記スイッチング素子の駆動信号の変化時をトリガとしたパターンの信号としたため、ノイズ低減回路の電流制御素子は、スイッチング素子の駆動信号の変化時でトリガすることで、フィードフォワード的に、高速、且つ確実にノイズ電流を減少させることができる。
【００３２】
請求項５記載の発明によれば、前記ノイズ低減回路における２個のコンデンサの接続中点を、前記変換器のアース側入力電源ラインへの接続に代えて、前記変換器の入力電源ライン間に他の２個のコンデンサを直列接続し、この他の２個のコンデンサの接続中点に接続したため、変換器の入力電源ラインや変換器及びその負荷系統の浮遊容量が大きい場合、他の２個のコンデンサの接続中点は仮想アース点となり、この仮想アース点を通じてノイズ補償電流が流れてノイズ電流を打ち消すことができる。この仮想アース点方式は、変換器の入力電源である直流電源が中性点アースされている場合に特に効果的となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態である変換器のノイズ低減装置の回路図である。
【図２】本発明の第２の実施の形態の回路図である。
【図３】本発明の第３の実施の形態の回路図である。
【図４】本発明の第４の実施の形態の回路図である。
【図５】本発明の第５の実施の形態の回路図である。
【図６】従来のインバータ装置における漏洩電流の流れるメカニズムを説明するための回路図である。
【図７】従来のインバータ装置のノイズ低減回路を示す回路図である。
【符号の説明】
２ 全波整流回路（入力電源）
４ 直流電源（入力電源）
５ インバータ回路（変換器）
６ 負荷
８ 漏洩電流検出器（ノイズ検出手段）
９ ノイズ低減回路
１０ 演算回路
１１ 制御回路
１２ 加算器を兼ねた増幅器
１３ 絶縁トランス
１４ 整流回路
１５，１６ 他の２個のコンデンサ
１７ ＥＭＩフィルタ
Ｃ2，Ｃ3 ２個のコンデンサ
Ｑ1〜Ｑ6 スイッチング素子
Ｔｒ1，Ｔｒ2 トランジスタ（電流制御素子）
【発明の属する技術分野】
本発明は、インバータ、コンバータ等の変換器において変換動作時に入力電源のアース側等に流れる大地漏洩電流であるノイズ電流を大幅に減少させることが可能な変換器のノイズ低減装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、インバータ、コンバータ等のスイッチング素子が発生する高調波が増大し、ＥＭＩ（電磁妨害）問題がクローズアップされている。一般にインバータ装置で負荷に電力を供給すると、高速スイッチングによって負荷回路とフレームアース間及び負荷へのケーブル配線とアース間の浮遊容量Ｃを通じてノイズ電流である漏洩電流が流れる。
【０００３】
図６は、インバータ装置において漏洩電流の流れるメカニズムを示している。同図において、１は交流電源、２は交流を直流に変換する全波整流回路（ＰＷＭコンバータもあるがここでは簡単のため全波整流回路で説明する）、３は全波整流回路２の出力端子Ｐ・Ｎ間に接続された直流コンデンサ、４は直流コンデンサ３に並列に接続されたバッテリ等の直流電源、５は直流を交流に変換するインバータ回路、６はインバータ回路５で駆動される負荷である。インバータ回路５の各スイッチング素子Ｑ1〜Ｑ6がオン・オフすると、それに応じて負荷６の端子とフレームアース間にはパルス的な電圧が印加される。このときの電圧変化率（ｄｖ／ｄｔ）により、浮遊容量Ｃに漏洩電流Ｉ１が流れる。この漏洩電流Ｉ１がインバータ回路５を介したバッテリ等の直流電源４、負荷６及びアースからなる回路に流れ、漏電ブレーカの誤動作や感電事故等の原因となる。さらに、スイッチング素子Ｑ1〜Ｑ6がオン・オフする際のｄｖ／ｄｔ，ｄｉ／ｄｔが原因と考えられる負荷回路の絶縁破壊、或いは他の電子機器への電磁誘導障害などの新たな問題も生じている。
【０００４】
図７を用いて従来のインバータ装置のノイズ低減回路を説明する。交流電源１〜インバータ回路５、負荷６の構成は図６と同様である。インバータ回路５はスイッチング素子Ｑ1〜Ｑ6からなる一般的な三相ブリッジのインバータである。スイッチング素子Ｑ1〜Ｑ6は制御回路（図示せず）からのＰＷＭパルスによりオン・オフ制御される。インバータ回路５からの出力は負荷６の各相回路端子に入力されている。負荷６は大地との間に浮遊容量Ｃを持っているので、インバータ回路５からの出力であるパルス状の電圧が負荷６に印加されると、大地にノイズ電流である漏洩電流Ｉ１が流れる。このようなインバータ装置において、ノイズ低減回路としてＥＭＩフィルタと呼ばれるラインフィルタ７が設けられている。ラインフィルタ７はノイズ除去の作用を持つが、スイッチング素子Ｑ1〜Ｑ6のオン・オフ周波数の上昇に伴いノイズ除去効果を十分に得ることは困難になる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
従来は、インバータ等の変換器におけるノイズ低減回路としてＥＭＩフィルタと呼ばれるラインフィルタが用いられていた。しかしラインフィルタは変換器におけるスイッチング素子のオン・オフ周波数の上昇に伴いノイズ除去効果を十分に得ることは困難であった。これに対し、リアクトル又はリアクトルとコンデンサの組み合わせからなるノイズ低減回路を追加することで、ある程度、高周波域のノイズを除去することが可能となるが、ノイズ除去効果を高めるためには大きなリアクトルを用いることが必要となり、ノイズ低減回路が大型且つ高価になるという問題があった。
【０００６】
本発明は、上記に鑑みてなされたもので、低周波域から高周波域まで広帯域のノイズ電流を除去することができ、また小型化、低コスト化を図ることができる変換器のノイズ低減装置を提供することを目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するために、請求項１記載の本発明は、インバータを含む変換器におけるノイズ低減装置であって、ノイズ電流を検出するノイズ検出手段と、絶縁トランスを介して入力した交流入力を整流する整流回路、この整流回路の正・負出力端子間に直列接続されその接続中点が前記変換器のアース側入力電源ラインに接続された２個のコンデンサ及び前記整流回路の出力電圧が動作電圧として印加されノイズ補償電流が流れる電流制御素子を備えたノイズ低減回路とを有し、前記変換器を構成するスイッチング素子の駆動信号から生成した信号及び前記ノイズ検出手段の検出信号を合成した信号により前記電流制御素子を駆動し、前記スイッチング素子の駆動信号から生成した信号分でフィードフォワードに前記ノイズ電流を減少させるとともに前記ノイズ検出手段からの検出信号分でフィードバック制御により前記ノイズ電流を抑制することを要旨とする。この構成により、インバータ等の変換器で負荷に電力を供給すると、高速スイッチングによって負荷回路とフレームアース間の浮遊容量を通じてノイズ電流である漏洩電流が生ずる。このノイズ電流はノイズ低減回路を通って変換器のアース側入力電源ラインに流れる。このとき、ノイズ低減回路の電流制御素子を変換器におけるスイッチング素子の駆動信号から生成した信号及びノイズ検出手段の検出信号を合成した信号で駆動することで、スイッチング素子の駆動信号から生成した信号分でフィードフォワード的に高速にノイズ電流を減少させるとともにノイズ検出手段からの検出信号分でフィードバック制御によりノイズ電流を抑制するノイズ補償電流が生じ、このノイズ補償電流でノイズ電流が打ち消される。フィードフォワード的な制御要素を加えることで、フィードバック制御系の遅れ要素のために除去が困難な高周波域のノイズ電流を抑制することが可能となる。また、ノイズ低減回路は、２個のコンデンサの接続中点を変換器のアース側入力電源ラインに接続することで、そのアース側入力電源ラインに対して常に一定電圧差の動作電圧を確保することができ、ノイズ電流を打ち消すためのノイズ補償電流を任意に制御することができて制御不能になることがない。さらに、この動作電圧は、ノイズ低減回路が交流入力系に対して絶縁トランスを介しているためインバータ等の変換器に印加する電圧、容量に関係なく自由な電圧値に設定することが可能である。
【０００８】
請求項２記載の発明は、請求項１記載の変換器のノイズ低減装置において、前記ノイズ検出手段は、前記２個のコンデンサの接続中点からの接続点よりも、前記変換器の入力電源側に配置してなることを要旨とする。この構成により、ノイズ低減回路で低減されたノイズ電流がノイズ検出手段で検出される。
【０００９】
請求項３記載の発明は、請求項１記載の変換器のノイズ低減装置において、前記スイッチング素子の駆動信号から生成した信号は、前記変換器の各相に対応した複数のスイッチング素子に対する駆動信号の加算値としてなることを要旨とする。この構成により、フィードフォワード的に、より高速で且つ確実にノイズ電流を減少させることが可能となる。
【００１０】
請求項４記載の発明は、請求項１記載の変換器のノイズ低減装置において、前記スイッチング素子の駆動信号から生成した信号は、前記スイッチング素子の駆動信号の変化時をトリガとしたパターンの信号としてなることを要旨とする。この構成により、ノイズ低減回路の電流制御素子は、スイッチング素子の駆動信号の変化時でトリガすることで、フィードフォワード的に、高速、且つ確実にノイズ電流を減少させることが可能となる。
【００１１】
請求項５記載の発明は、請求項１記載の変換器のノイズ低減装置において、前記ノイズ低減回路における２個のコンデンサの接続中点を、前記変換器のアース側入力電源ラインへの接続に代えて、前記変換器の入力電源ライン間に他の２個のコンデンサを直列接続し、この他の２個のコンデンサの接続中点に接続してなることを要旨とする。この構成により、変換器の入力電源ラインや変換器及びその負荷系統の浮遊容量が大きい場合、他の２個のコンデンサの接続中点は仮想アース点となり、この仮想アース点を通じてノイズ補償電流を流すことでノイズ電流を打ち消すことが可能となる。
【００１２】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。
【００１３】
図１は、本発明の第１の実施の形態を示す図である。本実施の形態は、インバータのノイズ低減装置に適用されている。まず、本実施の形態の変換器のノイズ低減装置の構成を説明する。交流電源１〜インバータ回路５、負荷６の構成は、前記図６と略同様である。ノイズ低減装置は、ノイズ検出手段としての漏洩電流検出器８、ノイズ低減回路９及びインバータ回路５におけるスイッチング素子Ｑ1〜Ｑ6の駆動信号から出力を生成する演算回路１０からなっている。漏洩電流検出器８は、例えばフェライトからなる環状のコアの零相ＣＴであり、入力電源ラインの電流の差からなる漏洩電流を検出する。ノイズ低減回路９には、絶縁トランス１３を介して入力した交流電源１からの交流を全波整流する整流回路１４、この整流回路１４の正側出力端子Ｐ1と負側出力端子Ｎ1との間に直列接続され、その接続中点がアース側入力電源ライン（全波整流回路２の負側出力端子Ｎ）に接続された２個のコンデンサＣ2，Ｃ3、及び整流回路１４の出力電圧が動作電圧として印加され、ノイズ補償電流が流れる電流制御用素子としての２個のトランジスタＴｒ1，Ｔｒ2が備えられている。２個のトランジスタＴｒ1，Ｔｒ2は互いに逆極性を有し、トランジスタＴｒ1はＮＰＮ型、トランジスタＴｒ2はＰＮＰ型である。トランジスタＴｒ1，Ｔｒ2の両ベース（制御端子）には、制御回路１１からのインバータ回路５のスイッチング素子Ｑ1〜Ｑ6の駆動信号を基に演算回路１０で生成した信号と漏洩電流検出器８の検出出力とを加算器を兼ねた増幅器１２で合成した信号が与えられ、トランジスタＴｒ1，Ｔｒ2は互いに逆に動作する。トランジスタＴｒ1，Ｔｒ2の各エミッタは共通接続され、結合コンデンサＣ1を介してアースされている。このノイズ低減回路９におけるトランジスタＴｒ1，Ｔｒ2は、高周波、高電流増幅であることが必要である。なお、ノイズ低減回路９を通って直流電源４に帰る電流は漏洩電流Ｉ１を減少させた電流であり、漏洩電流検出器８は、この漏洩電流Ｉ１を減少させた電流を検出するため、直流電源４側に配置することが必要である。演算回路１０は、インバータ回路５の各相出力がＰ側となったときに（−）の信号を出力し、Ｎ側となったときに（＋）の信号を出力する。ここでは、インバータ回路５の上アームであるＱ1〜Ｑ3の各スイッチング素子の駆動信号は減算し、下アームであるＱ4〜Ｑ6の各スイッチング素子の駆動信号は加算する。
【００１４】
次に、上述のように構成されたノイズ低減装置の動作を説明する。交流電源１は全波整流回路２で直流に整流され、直流コンデンサ３及び直流電源４につながる。この直流電圧はインバータ回路５の入力電圧となる。インバータ回路５のスイッチング素子Ｑ1〜Ｑ6は制御回路１１からのＰＷＭパルスによりオン・オフ制御され、負荷６はインバータ回路５の出力により駆動される。前述したように、負荷６は大地との間に浮遊容量Ｃを有している。したがって、インバータ回路５からの出力であるパルス状の電圧を負荷６に印加すると、大地にノイズ電流である漏洩電流Ｉ１が、直流電源４のアースされた端子を介して流れる。このとき、スイッチング素子Ｑ1〜Ｑ6の駆動信号に合わせた信号に、漏洩電流検出器８は直流回路に流れる漏洩電流Ｉ１を等価的に検出した信号を加えて、ノイズ低減回路９のトランジスタＴｒ1，Ｔｒ2を駆動する。よって、漏洩電流検出器８の出力を増幅器１２で増幅した駆動電流がトランジスタＴｒ1，Ｔｒ2のベースに流入し、増幅され、漏洩電流Ｉ１を打ち消すような電流を注入する。
【００１５】
ここで、漏洩電流検出器８からの検出信号による動作と、スイッチング素子Ｑ1〜Ｑ6の駆動信号から生成された信号によるノイズ低減回路９の動作を別々に説明する。
【００１６】
前者では、漏洩電流Ｉ１が負荷６から直流電源４のアースラインに向かって流れる場合には、トランジスタＴｒ2をオンさせ、結合コンデンサＣ1からトランジスタＴｒ2を通ってインバータ回路５の入力ラインＮにつながる閉回路にノイズ 補償電流が流れ、アースラインを通って直流電源４のアース端子に流れ込む漏洩電流Ｉ１を打ち消すことになる。また、直流電源４のアースラインから負荷６へ漏洩電流Ｉ１が流れる場合には、トランジスタＴｒ1がオンし、インバータ回路 ５の直流入力ラインＰ、トランジスタＴｒ1、結合コンデンサＣ1を通って流れる直流電源４の漏洩電流Ｉ１を打ち消すことになる。
【００１７】
後者では、インバータ回路５のスイッチング素子Ｑ1がオンした場合、負荷６ に正の電圧が印加され、漏洩電流Ｉ１が負荷６から直流電源４のアースラインに向かって流れるが、この時、演算回路１０によりトランジスタＴｒ2をオンさせ 、結合コンデンサＣ1からトランジスタＴｒ2を通ってインバータ回路５の入力ラインＮにつながる閉回路にノイズ補償電流が流れ、アースラインを通って直流電源４のアース端子に流れ込む漏洩電流Ｉ１を打ち消すことになる。逆に、インバータ回路５のスイッチング素子Ｑ2がオンした場合、負荷６に負の電圧が印加さ れ、漏洩電流Ｉ１が直流電源４のアースラインから負荷６に向かって流れるが、この時、演算回路１０によりトランジスタＴｒ1をオンさせ、結合コンデンサＣ1からトランジスタＴｒ1を通ってインバータ回路５の入力ラインＰにつながる閉 回路にノイズ補償電流が流れ、アースラインを通って直流電源４のアース端子に流れ込む漏洩電流Ｉ１を打ち消すことになる。
【００１８】
このように、漏洩電流検出器８からの漏洩電流検出によるフィードバック制御で漏洩電流を抑制するとともに、予め動作応答を予測したインバータ回路５のスイッチング信号に合わせた信号によりノイズ低減回路９のトランジスタＴｒ1， Ｔｒ2を駆動することで、フィードフォワード的に漏洩電流を減少させることが できる。フィードフォワード的な要素を加えることで、フィードバック制御系の遅れ要素のために除去が困難な高周波の漏洩電流を抑制することが可能になる。
【００１９】
本実施の形態では、整流回路１４の正側Ｐ1は、アース電位に対して常に正の 一定電圧を供給できる。また、整流回路１４の負側Ｎ1はアース電位に対してや はり常に負の一定電圧を供給できる。そのため、入力電源ラインに対して一定の電圧差を常に確保できるので任意の制御が可能となる。また、絶縁トランス１３を介しているためインバータ回路５に印加する電圧、容量に関係なく自由な動作電圧に設定することができる。そのため、一般に市販されている電流制御素子を使用することができ、構成が簡単で小形、安価、高速制御可能な変換器のノイズ低減装置を提供することが可能となる。
【００２０】
図２には、本発明の第２の実施の形態を示す。なお、図２及び後述の第３の実施の形態以下の各実施の形態を示す図において前記図１における構成要素と同一ないし均等のものは、前記と同一符号を以て示し、重複した説明を省略する。本実施の形態では、演算回路１０におけるスイッチング素子Ｑ1〜Ｑ3の駆動信号から生成した信号を、インバータ回路５のスイッチング素子Ｑ1〜Ｑ3における駆動信号の変化をトリガとした信号パターンに変更する。インバータ回路５の上アームのスイッチング素子Ｑ1〜Ｑ3をオフからオンに変化したときに負のパルス信号を出力し、逆に下アームのスイッチング素子Ｑ4〜Ｑ6をオフからオンに変化したときに正のパルス信号を出力する演算回路１０とする。これによって、第１の実施の形態と同様な効果が期待できる。漏洩電流検出器８の検出出力によるフィードバック制御で漏洩電流を抑制するとともに、インバータ回路５のスイッチング信号に合わせた信号によりノイズ低減回路９を駆動することで、フィードフォワード的に高周波の漏洩電流を抑制することが可能になる。
【００２１】
図３には、本発明の第３の実施の形態を示す。直流電源４は、中性点が接地されているか、もしくは接地されていないが、設置場所が遠く配線等のケーブルや、装置自体の浮遊容量が大きい場合に、直流電源４とインバータ回路５の間の直流電源ラインに直列接続されたコンデンサ１５，１６を追加する。この直列接続されたコンデンサ１５，１６は、ノイズ低減回路９よりインバータ回路５側に設置する。このコンデンサ１５，１６の中性点とノイズ低減回路９であるコンデンサＣ2，Ｃ3の直列接続中点を接続する。
【００２２】
この接続方式によって、直流電源４のアース接続点である中性点を等価に直列に結線したコンデンサ１５，１６の中性点で仮想アース点を作り、その仮想アース点にノイズ低減回路９におけるコンデンサＣ2，Ｃ3の接続中点を接続することで、ノイズ電流を打ち消すためのノイズ補償電流を流すことができる。直流電源４が絶縁されていて、配線等の浮遊容量でつながっている場合にも、追加したコンデンサ１５，１６の中性点の仮想アース点を通してノイズ補償電流を流すことができる。
【００２３】
中性点アースされた直流電源４でも、直流入力電源ラインから直列接続で分圧したコンデンサ１５，１６の中性点にノイズ低減回路９におけるコンデンサＣ2 ，Ｃ3の接続中点を接続することにより、漏洩電流検出器８からの検出信号によ るフィードバック制御で漏洩電流を抑制するとともに、インバータ回路５のスイッチング信号に合わせた信号によりノイズ低減回路９を駆動することで、フィードフォワード的に高周波の漏洩電流を抑制することが可能になる。
【００２４】
ノイズ低減回路９における整流回路１４の正側Ｐ1はアース電位に対して常に 正の一定電圧を供給でき、また、整流回路１４の負側Ｎ1はアース電位に対して やはり常に一定の負の電圧を供給できる。そのため、中性点アースされた直流電源４でもインバータ回路５に印加する電圧、容量に関係なく自由な動作電圧に設定することができるノイズ低減回路９が使用できる。そのため、一般に市販されている電流制御素子を使用することができ、構成が簡単で小形、安価、高速制御可能な変換器のノイズ低減装置を提供することが可能となる。
【００２５】
図４には、本発明の第４の実施の形態を示す。トランジスタＴｒ1，Ｔｒ2に流せる電流は、その素子の定格電流で制限される。したがって、ノイズ電流である漏洩電流Ｉ１が大きな場合、図４に示すように、ノイズ低減回路９のトランジスタＴｒn-1，Ｔｒnを並列に接続することにより、流れる漏洩電流Ｉ１を制御することができる。なお、このような制御が可能な電流制御素子は、一般には電圧の低い且つ容量の小さなものしか存在せず、仮に高電圧大容量のトランジスタを製造したとしても使用目的が限られ、コストの非常に高いものになる。このように、ノイズ低減回路９は絶縁トランス１３を介することで動作電圧が自由に設定可能であるため、トランジスタＴｒn-1，Ｔｒnを並列にすることで動作電圧に無関係に電流容量を増大させることが可能となる。
【００２６】
図５には、本発明の第５の実施の形態を示す。直流電源４とインバータ回路５の間で、且つノイズ低減回路９の外側の直流電源４側にＥＭＩフィルタであるラインフィルタ１７を付加する。
【００２７】
これにより、第１の実施の形態の作用・効果とともに、より高い高周波成分の除去が可能になる。また、ノイズ低減回路９により、低周波域の漏洩電流が減衰しているため、ＥＭＩフィルタ１７は小型化が可能になる。
【００２８】
【発明の効果】
以上説明したように、請求項１記載の発明によれば、ノイズ電流を検出するノイズ検出手段と、絶縁トランスを介して入力した交流入力を整流する整流回路、この整流回路の正・負出力端子間に直列接続されその接続中点が変換器のアース側入力電源ラインに接続された２個のコンデンサ及び前記整流回路の出力電圧が動作電圧として印加されノイズ補償電流が流れる電流制御素子を備えたノイズ低減回路とを有し、前記変換器を構成するスイッチング素子の駆動信号から生成した信号及び前記ノイズ検出手段の検出信号を合成した信号により前記電流制御素子を駆動し、前記スイッチング素子の駆動信号から生成した信号分でフィードフォワードに前記ノイズ電流を減少させるとともに前記ノイズ検出手段からの検出信号分でフィードバック制御により前記ノイズ電流を抑制するようにしたため、ノイズ低減回路の電流制御素子の駆動・制御に、スイッチング素子の駆動信号から生成した信号分によりフィードフォワード的な制御要素を加えることで、フィードバック制御系の遅れ要素のために除去が困難な高周波域のノイズ電流を抑制することができて、低周波域から高周波域まで広帯域のノイズ電流を除去することができる。また、ノイズ低減回路が交流入力系に対して絶縁トランスを介していることで、電流制御素子の動作電圧は、インバータ等の変換器に印加する電圧、容量に関係なく自由な電圧値に設定することができる。したがって電流制御素子には一般の市販のものを使用することができて、ノイズ低減回路の低コスト化及び小型化を達成することができる。
【００２９】
請求項２記載の発明によれば、前記ノイズ検出手段は、前記２個のコンデンサの接続中点からの接続点よりも、前記変換器の入力電源側に配置したため、ノイズ検出手段により、ノイズ低減回路で低減されたノイズ電流が検出され、このノイズ電流の検出信号分によるフィードバック制御でノイズ電流を確実に除去することができる。
【００３０】
請求項３記載の発明によれば、前記スイッチング素子の駆動信号から生成した信号は、前記変換器の各相に対応した複数のスイッチング素子に対する駆動信号の加算値としたため、フィードフォワード的に、より高速で且つ確実にノイズ電流を減少させることができる。
【００３１】
請求項４記載の発明によれば、前記スイッチング素子の駆動信号から生成した信号は、前記スイッチング素子の駆動信号の変化時をトリガとしたパターンの信号としたため、ノイズ低減回路の電流制御素子は、スイッチング素子の駆動信号の変化時でトリガすることで、フィードフォワード的に、高速、且つ確実にノイズ電流を減少させることができる。
【００３２】
請求項５記載の発明によれば、前記ノイズ低減回路における２個のコンデンサの接続中点を、前記変換器のアース側入力電源ラインへの接続に代えて、前記変換器の入力電源ライン間に他の２個のコンデンサを直列接続し、この他の２個のコンデンサの接続中点に接続したため、変換器の入力電源ラインや変換器及びその負荷系統の浮遊容量が大きい場合、他の２個のコンデンサの接続中点は仮想アース点となり、この仮想アース点を通じてノイズ補償電流が流れてノイズ電流を打ち消すことができる。この仮想アース点方式は、変換器の入力電源である直流電源が中性点アースされている場合に特に効果的となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態である変換器のノイズ低減装置の回路図である。
【図２】本発明の第２の実施の形態の回路図である。
【図３】本発明の第３の実施の形態の回路図である。
【図４】本発明の第４の実施の形態の回路図である。
【図５】本発明の第５の実施の形態の回路図である。
【図６】従来のインバータ装置における漏洩電流の流れるメカニズムを説明するための回路図である。
【図７】従来のインバータ装置のノイズ低減回路を示す回路図である。
【符号の説明】
２ 全波整流回路（入力電源）
４ 直流電源（入力電源）
５ インバータ回路（変換器）
６ 負荷
８ 漏洩電流検出器（ノイズ検出手段）
９ ノイズ低減回路
１０ 演算回路
１１ 制御回路
１２ 加算器を兼ねた増幅器
１３ 絶縁トランス
１４ 整流回路
１５，１６ 他の２個のコンデンサ
１７ ＥＭＩフィルタ
Ｃ2，Ｃ3 ２個のコンデンサ
Ｑ1〜Ｑ6 スイッチング素子
Ｔｒ1，Ｔｒ2 トランジスタ（電流制御素子）
Claims (5)
- インバータを含む変換器におけるノイズ低減装置であって、ノイズ電流を検出するノイズ検出手段と、絶縁トランスを介して入力した交流入力を整流する整流回路、この整流回路の正・負出力端子間に直列接続されその接続中点が前記変換器のアース側入力電源ラインに接続された２個のコンデンサ及び前記整流回路の出力電圧が動作電圧として印加されノイズ補償電流が流れる電流制御素子を備えたノイズ低減回路とを有し、前記変換器を構成するスイッチング素子の駆動信号から生成した信号及び前記ノイズ検出手段の検出信号を合成した信号により前記電流制御素子を駆動し、前記スイッチング素子の駆動信号から生成した信号分でフィードフォワードに前記ノイズ電流を減少させるとともに前記ノイズ検出手段からの検出信号分でフィードバック制御により前記ノイズ電流を抑制することを特徴とする変換器のノイズ低減装置。
- 前記ノイズ検出手段は、前記２個のコンデンサの接続中点からの接続点よりも、前記変換器の入力電源側に配置してなることを特徴とする請求項１記載の変換器のノイズ低減装置。
- 前記スイッチング素子の駆動信号から生成した信号は、前記変換器の各相に対応した複数のスイッチング素子に対する駆動信号の加算値としてなることを特徴とする請求項１記載の変換器のノイズ低減装置。
- 前記スイッチング素子の駆動信号から生成した信号は、前記スイッチング素子の駆動信号の変化時をトリガとしたパターンの信号としてなることを特徴とする請求項１記載の変換器のノイズ低減装置。
- 前記ノイズ低減回路における２個のコンデンサの接続中点を、前記変換器のアース側入力電源ラインへの接続に代えて、前記変換器の入力電源ライン間に他の２個のコンデンサを直列接続し、この他の２個のコンデンサの接続中点に接続してなることを特徴とする請求項１記載の変換器のノイズ低減装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000235876A JP3650314B2 (ja) | 2000-08-03 | 2000-08-03 | 変換器のノイズ低減装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000235876A JP3650314B2 (ja) | 2000-08-03 | 2000-08-03 | 変換器のノイズ低減装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002051570A JP2002051570A (ja) | 2002-02-15 |
| JP3650314B2 true JP3650314B2 (ja) | 2005-05-18 |
Family
ID=18728012
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000235876A Expired - Lifetime JP3650314B2 (ja) | 2000-08-03 | 2000-08-03 | 変換器のノイズ低減装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3650314B2 (ja) |
Families Citing this family (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100665059B1 (ko) | 2004-12-01 | 2007-01-09 | 삼성전자주식회사 | 모터 구동 장치 |
| WO2010122889A1 (ja) * | 2009-04-22 | 2010-10-28 | 三菱電機株式会社 | パワーモジュールの絶縁劣化検知装置および方法、ならびにパワーモジュールシステム |
| JP5513791B2 (ja) * | 2009-07-09 | 2014-06-04 | シャープ株式会社 | 太陽電池用電力変換装置及びそれを備えた太陽光発電システム |
| JP5707846B2 (ja) * | 2010-10-21 | 2015-04-30 | 富士電機株式会社 | 電力変換装置 |
| FR2980318B1 (fr) * | 2011-09-16 | 2017-06-09 | Valeo Systemes De Controle Moteur | Procede de reduction du courant de mode commun |
| CN106653434B (zh) * | 2017-01-12 | 2018-09-11 | 中国计量大学 | 复合开关及其精确过零投切控制方法 |
| JP7052554B2 (ja) * | 2018-05-21 | 2022-04-12 | 富士電機株式会社 | 電力変換回路 |
| WO2021234760A1 (ja) * | 2020-05-18 | 2021-11-25 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置 |
-
2000
- 2000-08-03 JP JP2000235876A patent/JP3650314B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2002051570A (ja) | 2002-02-15 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A711 | Notification of change in applicant |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A712 Effective date: 20040922 |
|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20041013 |
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| A131 | Notification of reasons for refusal |
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| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080225 Year of fee payment: 3 |
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