JP2013055797A - ノイズ低減装置およびこれを備えた電力変換装置 - Google Patents
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Abstract
【解決手段】インバータ回路4の直流入力端子間に直列接続されたコンデンサ41,42の接続中点とアースとの間に、補償コンデンサCcと接地コンデンサCeとを直列接続し、補償コンデンサCcの両端に二次巻線を並列に接続した相殺変圧器T2とを備え、インバータ回路4のスイッチング素子がオンオフ動作するときに発生する雑音電圧と逆極性で大きさが同じ相殺電圧を補償コンデンサCcの両端に発生させる。相殺電圧は、補償コンデンサCcと相殺変圧器T2との間に挿入された波形調整回路によって雑音電圧の波形と同形状に波形調整される。
【選択図】図1
Description
整流回路2aは、その交流入力端子が交流電源1aの交流出力端子に接続される。整流回路2aの正側直流出力端子はインバータ回路4の正側直流入力端子に接続される。この接続点をPとする。また、整流回路2aの負側直流出力端子はインバータ回路4の負側直流入力端子に接続される。この接続点をNとする。
電源変圧器T1の一次巻線は交流電源1aの両端に接続され、その二次巻線は整流回路Rfの交流入力端子に接続されている。整流回路Rfの直流出力端子には、コンデンサC4,C5の直列回路とトランジスタTr1,Tr2の直列回路が並列に接続されている。コンデンサC4,C5の接続中点は、インバータ回路4の負側直流入力端子Nに接続されている。トランジスタTr1,Tr2の接続中点は、コンデンサC1を介してアースに接続されている。
このノイズ低減装置は、交流電源1aと整流回路2aとの間の主回路ラインに接続された接地コンデンサの両端電圧を検出する。そして、この検出した電圧と逆極性かつ同じ大きさの相殺電圧を発生する。この相殺電圧は、コモンモードトランスを介して、交流電源1aと接地コンデンサの接続点との間に重畳される。雑音端子電圧を低減するためのコイルは、コモンモードトランスと電源との間に設けられている。
図1に示す実施形態において、1cは直流電源である。3aと3bは、直流電源1cの両端に直列に接続されたコンデンサである。4は、直流電源1cの電圧を三相交流電圧に変換するインバータ回路である。5aは、誘導電動機等のインバータ回路4の負荷である。8は、インバータ回路4を制御するインバータ制御回路である。
ノイズ低減回路9aは、接地コンデンサ直列回路と相殺電圧発生回路とを備えている。
トランジスタTr1〜Tr3は、NPN型トランジスタである。トランジスタTr4〜Tr6は、PNP型トランジスタである。
接地コンデンサCeの両端には、浮遊容量Cs1〜Cs3の両端に生じる電圧と相似形の雑音電圧Vceが発生する。
一方、補償コンデンサCcの両端には、相殺電圧Vccが印加される。相殺電圧Vccは、波形調整回路Zaと補償コンデンサCcとの回路によって、雑音電圧Vceと正負対象に波形調整された電圧である。
なお、漏洩電流流出経路の等価回路にさらにインダクタ成分が直列に含まれている場合には、波形調整回路Zaを図3(b),(c)に示した回路にすればよい。
相殺変圧器T2の一次側に波形調整回路Zaを設けても、相殺電圧Vccは図4(b)に示す波形となる。
なお、図3(a)〜(c)に示した波形調整回路Zaを構成するインピーダンス素子と補償コンデンサCcの電気量は、補償コンデンサCcの両端に発生する相殺電圧Vccの波形が雑音電圧Vceの波形と同形状となるように定められている。
インバータ制御回路8は、スイッチング素子Q1〜Q6のゲート信号G1〜G6を生成するための回路である。インバータ制御回路8は、U,V,W相のPWM(パルス幅変調)制御部81〜83とゲート信号生成部84〜86とから構成されている。
論理反転演算子114は、スイッチング素子Q4のゲート信号G4に対し、「1」と「0」とを反転した信号を出力する。
W相電流とW相スイッチング素子Q3,Q6のゲート信号G3,G6との間でも同様の演算処理が行われる。
図8(a)期間1のとき、スイッチング素子Q1がオンしている。そのため、スイッチング素子Q1を経由して直流入力端子Pから負荷5に向かってU相電流が流れる。
図8(c)期間3のとき、スイッチング素子Q1がオフしている。そのため、U相電流はダイオードD4を経由して直流入力端子Nから負荷5に向かって流れる。
以上より、U相電流の極性が正の期間における出力端子Uの電位変化は、スイッチング素子Q1のオンオフ動作にのみ同期している。
U相電流の極性が負のとき(負荷5側からインバータ回路4に向かって電流が流れるとき)も同様に、U相のスイッチング素子Q1とQ4のゲート信号には図7に示す4つの期間が存在する。
図9(b)期間2のとき、スイッチング素子Q1,Q4がオフしている。そのため、期間1と同様、U相電流はダイオードD1を経由して負荷5から直流入力端子Nに向かって流れる。
図9(d)期間4のとき、スイッチング素子Q1,Q4がオフしている。そのため、期間2のときと同様、U相電流はダイオードD1を経由して負荷5から直流入力端子Nに向かって流れる。
以上より、U相電流の極性が負の期間における出力端子Uの電位変化は、スイッチング素子Q4のオンオフ動作にのみ同期している。
この場合、出力端子Uの電位は、直流入力端子Nの電位から直流入力端子Pの電位に変化する。その結果、インバータ回路4の出力側主回路ラインとアースとの間に電位変化が生じる。この電位変化により、接地コンデンサCeの両端には雑音端子電圧に略等しい雑音電圧Vceが発生する。
その結果、G点電位の変動が抑制される。G点電位が安定することにより、雑音端子電圧が低減される。
図10に示した実施形態では、直流電源は、単相の交流電源1aと整流回路2aとで構成されている。また、整流回路2aの交流入力端子間に、コンデンサ41,42からなるコンデンサ直列回路が設けられている。
図12は、本発明に係る他のノイズ低減装置を備えた電力変換装置の実施形態を説明するための図である。
なお、相殺変圧器T2の二次巻線に漏洩電流の高周波数成分が流れると、二次巻線の漏れインダクタンスによって雑音端子電圧が発生する。そこで、本実施形態では、相殺変圧器T2の二次巻線の両端に補償コンデンサCcを接続している。このような構成にすることにより、漏洩電流の高周波数成分は主に補償コンデンサCcを流れる。その結果、相殺変圧器T2の漏れインダクタンスによって生じる雑音端子電圧の増加が防止される。
図12に示す実施形態において、波形調整回路Zaは、漏洩電流流出経路の等価回路と同じ周波数依存性を備えたインピーダンス回路である。具体的には、図12の波形調整回路Zaは、図13(a)に示すように、接地コンデンサCeと抵抗器RaとコンデンサCaとからなる。抵抗器RaとコンデンサCaとは直列に接続される。この直列回路が、接地コンデンサCeに対して並列に接続される。
波形調整回路Zaの両端には、漏洩電流流出経路の等価回路を構成する浮遊容量Cs1〜Cs3の両端電圧と浮遊容量Cs4〜Cs6の両端電圧とをそれぞれ加算した電圧と相似形の雑音電圧Veが発生する。
この場合、波形調整回路Zaのインピーダンス値と漏洩電流流出経路の等価回路が有するインピーダンス値との比が、周波数に依存せず一定となる。したがって、波形調整回路Zaの両端に生じる雑音電圧Veは、スイッチング素子Q1〜Q6のオンオフ動作によって生じる矩形状の電圧を一定の比で分圧した電圧となる。
図15に示す実施形態において、直流電源は、単相の交流電源1aと整流回路2aで構成されている。また、整流回路2aの交流入力端子間にコンデンサ41,42からなるコンデンサ直列回路が設けられている。そして、コンデンサ41,42の接続中点とアースとの間に、補償コンデンサCcと波形調整回路Zaとが直列接続される。本実施形態において、コンデンサ41,42の接続中点をG点とする。
このような構成としても、雑音電圧Veの変動が相殺電圧Vccによって打ち消される。雑音電圧Veの変動が打ち消されることにより、G点電位の変動が抑制される。G点電位が安定することより、雑音端子電圧が低減される。
このような構成としても、雑音電圧Veの変動が相殺電圧Vccによって打ち消される。雑音電圧Veの変動が打ち消されることにより、G点電位の変動が抑制される。G点電位が安定することより、雑音端子電圧が低減される。
Claims (18)
- 直流電源または交流電源の電圧をスイッチング素子のオンオフ動作により交流電圧に変換する電力変換回路のノイズ低減装置であって、
前記ノイズ低減装置は、
補償コンデンサと接地コンデンサとを直列に接続し、前記電力変換回路の入力側主回路ラインとアースとの間に接続される接地コンデンサ直列回路と、
出力端子が前記補償コンデンサの両端に接続され、前記スイッチング素子のオンオフ動作によって前記接地コンデンサの両端に生じる雑音電圧と逆極性であるとともに前記雑音電圧の波形と同形状に波形調整された相殺電圧を前記出力端子に発生させる相殺電圧発生回路と、
を備えていることを特徴とするノイズ低減装置。 - 前記相殺電圧発生回路の出力部には、相殺変圧器と波形調整回路とが備えられ、前記相殺電圧は、前記波形調整回路によって、前記雑音電圧の波形と同形状になるように波形調整されていることを特徴とする請求項1に記載のノイズ低減装置。
- 前記波形調整回路は、前記相殺変圧器の一次側または二次側に備えられていることを特徴とする請求項2に記載のノイズ低減装置。
- 前記波形調整回路は、インピーダンス素子からなることを特徴とする請求項3に記載のノイズ低減装置。
- 前記波形調整回路は、少なくとも抵抗器を含んでいることを特徴とする請求項4に記載のノイズ低減装置。
- 前記波形調整回路は、抵抗器とインダクタの直列回路を含んでいることを特徴とする請求項4に記載のノイズ低減装置。
- 前記波形調整回路は、抵抗器とインダクタとコンデンサの直列回路を含んでいることを特徴とする請求項4に記載のノイズ低減装置。
- 前記補償コンデンサと前記波形調整回路を構成するインピーダンス素子それぞれの電気量は、前記補償コンデンサと前記波形調整回路とで構成される回路のインピーダンス値と上記電力変換回路の出力側主回路ラインとアースとの間で漏洩電流が流れる経路のインピーダンス回路が有するインピーダンス値との比率が、周波数に依らず一定になるように決定されていることを特徴とする請求項4乃至請求項7のいずれか1項に記載のノイズ低減装置。
- 直流電源または交流電源の電圧をスイッチング素子のオンオフ動作により交流電圧に変換する電力変換回路のノイズ低減装置であって、
前記ノイズ低減装置は、
波形調整回路と、
前記スイッチング素子のオンオフ動作によって前記波形調整回路の両端に生じる雑音電圧と逆極性となる相殺電圧を出力端子に発生させる相殺電圧発生回路と、
を備え、
出力端子が前記電力変換回路の入力側主回路ラインと前記波形調整回路との間に接続され、
前記波形調整回路と前記相殺電圧発生回路の出力端子とは、前記電力変換回路の入力側主回路ラインとアースとの間に直列に接続されるとともに、
前記波形調整回路の両端に生じる雑音電圧は、前記相殺電圧の波形と同形状に波形調整されていることを特徴とするノイズ低減装置。 - 前記波形調整回路は、インピーダンス素子からなることを特徴とする請求項9に記載のノイズ低減装置。
- 前記波形調整回路は、第1のコンデンサと、第2のコンデンサと抵抗器とを直列接続した回路とを並列接続してなる回路を含んでいることを特徴とする請求項10に記載のノイズ低減装置。
- 前記波形調整回路は、第1のコンデンサと、第2のコンデンサとインダクタとを直列接続した回路とを並列接続してなる回路を含んでいることを特徴とする請求項10に記載のノイズ低減装置。
- 前記波形調整回路は、第1のコンデンサと、第2のコンデンサと抵抗器とインダクタとを直列接続した回路とを並列接続してなる回路を含んでいることを特徴とする請求項10に記載のノイズ低減装置。
- 前記波形調整回路を構成するインピーダンス素子の電気量は、前記波形調整回路のインピーダンス値と上記電力変換回路の出力側主回路ラインとアースとの間で漏洩電流が流れる経路のインピーダンス回路が有するインピーダンス値との比率が、周波数に依らず一定になるように決定されていることを特徴とする請求項10乃至請求項13のいずれか1項に記載のノイズ低減装置。
- 前記相殺電圧発生回路の出力端子間には、コンデンサが接続されていることを特徴とする請求項9乃至請求項14のいずれか1項に記載のノイズ低減装置。
- 前記相殺電圧発生回路は、前記電力変換回路の出力電流の極性と、前記電力変換回路の前記スイッチング素子をオンオフ動作させるゲート信号とに基づいて定められるタイミングで前記相殺電圧をステップ状に変化させることを特徴とする請求項1乃至請求項15のいずれか1項に記載のノイズ低減装置。
- 前記相殺電圧発生回路が前記相殺電圧をステップ状に変化させるタイミングは、
前記電力変換回路の出力電流が正極性の期間において、前記電力変換回路の正側入力端子に接続された前記スイッチング素子を非導通状態から導通状態にするために前記スイッチング素子のゲート信号が変化する第1のタイミングと、
前記電力変換回路の出力電流が正極性の期間において、前記電力変換回路の正側入力端子に接続された前記スイッチング素子を導通状態から非導通状態にするために前記スイッチング素子のゲート信号が変化する第2のタイミングと、
前記電力変換回路の出力電流が負極性の期間において、前記電力変換回路の負側入力端子に接続された前記スイッチング素子を非導通状態から導通状態にするために前記スイッチング素子のゲート信号が変化する第3のタイミングと、
前記電力変換回路の出力電流が負極性の期間において、前記電力変換回路の負側入力端子に接続された前記スイッチング素子を導通状態から非導通状態にするために前記スイッチング素子のゲート信号が変化する第4のタイミングと、
であることを特徴とする請求項16に記載のノイズ低減装置。 - 請求項1乃至請求項17のいずれか1項に記載のノイズ低減装置を備えた電力変換装置。
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