WO2016030933A1 - 電力変換装置 - Google Patents

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啓臣 王
藤田　悟
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富士電機株式会社
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    • H02M1/123—Suppression of common mode voltage or current

Definitions

  • the present invention relates to a technique for reducing a noise terminal voltage associated with a switching operation of a power converter.
  • FIG. 5 is a circuit diagram of a double converter including a first converter that converts AC voltage into DC voltage and a second converter that converts DC voltage into AC voltage.
  • both ends of the single-phase AC power source 1 are connected to AC input terminals R1 and S1 via an EMI (Electro Magnetic Interference) filter 21.
  • a grounding capacitor 30 is connected between the AC input terminals R1, S1 and the ground point, and a capacitor 33 is connected between the AC input terminals R1, S1.
  • the AC input terminal R1 is connected via a reactor 60 to a point A that is a connection point between the semiconductor switching elements 50 and 51.
  • the series circuit of the switching elements 50 and 51 is connected in parallel with the series circuit of the capacitors 31 and 32 and the series circuit of the switching elements 52 and 53, and the connection point between the capacitors 31 and 32 is connected to the AC input terminal S1. ing.
  • the reactor 61 and the capacitor 34 are connected in series between the point B and the AC input terminal S1.
  • the EMI filter 22 is connected to both ends of the capacitor 34, and the load 7 is connected to both ends thereof.
  • a ground capacitor 35 is connected between both ends of the capacitor 34 and the ground point.
  • FIG. 5 shows a case where IGBTs (Insulated Gate Bipolar Transistors) are used for all the switching elements 50 to 53, MOSFETs (Metal-Oxide-Silicon Field Effect Transistors) may be used instead of IGBTs. In some cases, a diode is used instead of the switching element 50.
  • the on / off operation of the switching elements 50 and 51 constituting the first converter converts the AC voltage into a DC voltage to charge the capacitors 31 and 32 and at the same time the switching element constituting the second converter.
  • the on / off operation of 52 and 53 converts the DC voltage into an AC voltage and supplies it to the load 7.
  • the potentials at points A and B which are connection points between the switching elements, vary at a high frequency.
  • there are parasitic capacitances 40 and 41 between each part in the circuit for example, between points A and B and the ground point.
  • the high frequency leakage current I 1 through the parasitic capacitance 40 and the grounding capacitor 30 or the high frequency leakage current I 3 through the parasitic capacitance 41 and the grounding capacitor 35 is generated in the circuit due to the potential fluctuation at the points A and B. Circulates the noise terminal voltage due to the common mode noise.
  • This type of power conversion device may be required to operate at a high switching frequency in order to achieve high efficiency and miniaturization, and may be switched at a high frequency of several hundreds [kHz], for example. Under such a high switching frequency, the time change rate (dv / dt) of the potential accompanying the switching operation increases, and the high-frequency leakage current increases. As a result, the noise terminal voltage tends to increase.
  • the EMI filters 21 and 22 function as a common mode noise filter for removing noise caused by a switching operation with respect to an external device sharing the AC power supply 1. Therefore, by increasing the capacity of the EMI filters 21 and 22, the effect of reducing the noise terminal voltage can be enhanced, but there is a problem that the size and cost of parts and devices are increased.
  • a drastic reduction method of the noise terminal voltage is to minimize the parasitic capacitances 40 and 41 as shown in FIG. For this reason, various contrivances have conventionally been made, such as component placement and wiring routes, but all have limitations and it is extremely difficult to completely eliminate parasitic capacitance.
  • FIG. 7 is a circuit diagram showing a main part of the invention described in Patent Document 1.
  • Q is a semiconductor switching element
  • L is a reactor
  • N 1 is a main winding
  • N 2 is an auxiliary winding
  • C 11 and C 12 are capacitors
  • D 1 is a diode
  • C 1 is an X point
  • C 2 is a capacitor connected between the auxiliary winding and the chassis
  • V in is the input voltage
  • V out that is present between the (ground point) is the output voltage.
  • JP 2003-153542 A paragraphs [0026] to [0034], FIG. 2 etc.
  • the power converter shown in FIG. 8 is a three-level AC-DC converter (three-level converter) that generates three DC potentials V ps , V sn , and 0 [V] from an AC input voltage V rs. is there.
  • a bidirectional switch 54 composed of an anti-series circuit of low breakdown voltage MOSFETs is connected (a connection point between two MOSFETs is a point B).
  • 40 is a parasitic capacitance between the point A and the ground point
  • 43 is a parasitic capacitance between the point B and the ground point.
  • the potentials at the points A and B change according to the polarity of the AC input voltage V rs . That is, the potential at the point A varies between the S point potential ( ⁇ V rs / 2) and the P point potential (V ps ⁇ V rs / 2) during the period in which the AC input voltage V rs is positive. During the period when the input voltage V rs is negative, the voltage fluctuates between the S point potential ( ⁇ V rs / 2) and the N point potential (V sn ⁇ V rs / 2).
  • the potential at the point B, the AC input voltage V rs is the same manner as S-point potential (-V rs / 2) is a positive period, the period ac input voltage V rs is negative, similar to the point A, i.e. It fluctuates between the S point potential ( ⁇ V rs / 2) and the N point potential (V sn ⁇ V rs / 2).
  • an object of the present invention is to provide various power converters in which the noise terminal voltage is reduced by surely canceling the leakage current circulating in the circuit via the parasitic capacitance and the grounding point.
  • the present invention provides a power converter such as a converter or an inverter that converts power supplied from a power source and supplies it to a load by switching operations of a plurality of semiconductor switching elements.
  • the characteristic of this invention is equipped with the electric potential fluctuation suppression part which inject
  • the potential fluctuation suppression unit is configured to flow from the first connection point to the ground point through the parasitic capacitance due to the potential fluctuation at the first connection point in one and the other polarity (that is, positive and negative polarity) of the AC voltage. 1 leakage current is canceled by the first compensation current flowing through the reactor connected to the first connection point and the first grounding capacitor, thereby suppressing the potential fluctuation at the first connection point.
  • the potential fluctuation suppressing unit further reduces the second leakage current that flows from the second connection point to the grounding point through the parasitic capacitance due to the potential fluctuation of the second connection point in the other polarity (for example, negative polarity) of the AC voltage.
  • the second compensation current that flows through the reactor and the second grounding capacitor cancels out the potential fluctuation at the second connection point.
  • the second connection point is a connection point between semiconductor switching elements in a bidirectional switch in which two semiconductor switching elements are connected in anti-series, and one of the semiconductor switching elements constituting the bidirectional switch.
  • the first connection point is connected.
  • the reactor constituting the potential fluctuation suppressing unit has a main winding in which one end is connected to the first connection point and the other end is connected to one end of the auxiliary winding, and the induced voltage of the main winding has a reverse polarity.
  • the other end of the auxiliary winding is connected to the first grounding capacitor, and is connected to the first grounding capacitor via a switch made of a semiconductor switching element or the like.
  • the switch is configured to open at one polarity (for example, positive polarity) of the AC voltage applied to the first connection point and to close at the other polarity (also negative polarity).
  • a semiconductor switching element or the like may be connected so as to be turned on / off according to the polarity of the induced voltage of the auxiliary winding.
  • the power converter according to the present invention includes various converters and inverters that perform AC-DC conversion, DC-AC conversion, or AC-AC conversion by the operation of the first to fourth semiconductor switching elements. It is.
  • the potential fluctuation suppression unit according to the polarity described above.
  • the leakage current can be automatically canceled by the operation. As a result, it is possible to reduce the noise terminal voltage by suppressing the potential fluctuation at each connection point.
  • FIG. 1 is a circuit diagram showing a first embodiment of the present invention. It is another block diagram of the bidirectional switch 54 in FIG. 1A. 1B is a circuit diagram embodying a switch 8 in FIG. 1A.
  • FIG. It is a circuit diagram which shows 2nd Embodiment of this invention. It is a circuit diagram which shows 3rd Embodiment of this invention. It is a circuit diagram of the conventional double converter.
  • FIG. 6 is a circuit diagram for explaining a path of leakage current in FIG. 5. It is a circuit diagram which shows the principal part of the prior art described in patent document 1. It is a circuit diagram of the conventional 3 level converter. It is explanatory drawing of the electric potential of each point in FIG.
  • FIG. 1A is a circuit diagram of a three-level converter showing a first embodiment of the present invention. Components having the same functions as those in FIG. 8 are given the same reference numerals.
  • both ends of the single-phase AC power source 1 are connected to AC input terminals R1 and S1 via an EMI filter 21.
  • a grounding capacitor 30 is connected between the AC input terminals R1, S1 and the grounding point.
  • a capacitor 33 is connected between the AC input terminals R1 and S1.
  • the AC input terminal R1 is connected to a point A which is a connection point between the semiconductor switching elements 50 and 51 through the main winding 62m of the reactor 62.
  • One end of the auxiliary winding 62 s provided in the reactor 62 is connected to one end of the main winding 62 m on the AC input terminal R side, and the other end of the auxiliary winding 62 s is grounded via the compensation ground capacitor 44. Further, the other end of the auxiliary winding 62 s is grounded via a series circuit of the switch 8 and the compensation ground capacitor 45.
  • the main winding 62m and the auxiliary winding 62s are connected so that the polarity of the induced voltage is reversed.
  • the main circuit configuration of the AC-DC converter is the same as in FIG. That is, a series circuit of capacitors 31 and 32 is connected in parallel to the series circuit of the switching elements 50 and 51.
  • a low withstand voltage MOSFET is connected between the point S which is a connection point between the capacitors 31 and 32 and the point A.
  • a bidirectional switch 54 in which semiconductor switching elements 54a and 54b are connected in reverse series is connected (a connection point between two switching elements 54a and 54b is a point B).
  • Reference numeral 40 is a parasitic capacitance between the point A and the ground point
  • 43 is a parasitic capacitance between the point B and the ground point
  • points P and N are DC output terminals.
  • point A is the first connection point in the claims
  • point B is the second connection point
  • ground capacitor 44 is the first ground capacitor
  • ground capacitor 45 is the second ground capacitor
  • parasitic capacitance 40 is the first.
  • the parasitic capacitance 43 and the parasitic capacitance 43 correspond to a second parasitic capacitance.
  • the grounding capacitors 44 and 45 and the reactor 62 constitute a potential fluctuation suppressing unit in the claims.
  • the bidirectional switch 541 may be configured by connecting switching elements 541a and 541b such as IGBTs in reverse series.
  • the leakage current I 1 and the compensation current I 3 , and the leakage current I 2 and the compensation current I 4 have the same magnitude and reverse directions. Therefore, by the action of the auxiliary winding 62s and the grounding capacitors 44 and 45 described above, the high frequency leakage current generated by the switching of the switching elements 50 and 51 and the bidirectional switch 54 can be canceled and the noise terminal voltage can be reduced.
  • FIG. 2 is a circuit diagram embodying the switch 8 in FIG. 1A.
  • the switch 8 is connected between the semiconductor switching element 81, a resistor 82 connected between its gate and the AC input terminal S ⁇ b> 1, and between the gate of the switching element 81 and one end of the ground capacitor 44. And a Zener diode 83.
  • the switching element 81 may be an IGBT in addition to the illustrated MOSFET.
  • the switch 8 having the above configuration, when the AC input voltage V rs is negative, the switching element 81 is turned on, the ground capacitor 45 is connected to the circuit, and the compensation current I 4 flows. Further, when the AC input voltage V rs is positive, the switching element 81 is turned off and the discharge path of the ground capacitor 45 is cut off, so that the compensation current I 4 does not flow. According to this switch 8, a control circuit is unnecessary and the configuration is simple.
  • the Zener diode 83 is for preventing application of overvoltage to the gate of the switching element 81.
  • FIG. 3 is a circuit diagram of a three-level DC-AC converter (three-level inverter), which generates an AC voltage from three DC potentials. 3, components having the same functions as those in FIGS. 1A and 2 are denoted by the same reference numerals.
  • a series circuit of switching elements 52 and 53 is connected in parallel to a series circuit of DC power supplies 91 and 92.
  • a bidirectional switch 54 is connected between a point F that is a connection point between the DC power sources 91 and 92 and a point C that is a connection point between the switching elements 52 and 53.
  • a connection point between the switching elements 54a and 54b in the bidirectional switch 54 is a D point.
  • the switching elements 54a and 54b may be not only MOSFETs but also IGBTs.
  • the point C is connected to one end of the main winding 62m of the reactor 62, and the other end of the main winding 62m is grounded via a series circuit of the auxiliary winding 62s and the grounding capacitor 44.
  • the main winding 62m and the auxiliary winding 62s are connected so that the polarity of the induced voltage is reversed.
  • the switch 8 and the ground capacitor 45 are connected in series between the connection point between the auxiliary winding 62s and the ground capacitor 44 and the ground point.
  • a capacitor 34 is connected between a connection point between the main winding 62m and the auxiliary winding 62s and the F point.
  • a ground capacitor 35 is connected between both ends of the capacitor 34 and the ground point, and a load 7 is connected to both ends of the capacitor 34 via the EMI filter 22.
  • point C is the first connection point in the claims
  • point D is the second connection point
  • ground capacitor 44 is the first ground capacitor
  • ground capacitor 45 is the second ground capacitor
  • parasitic capacitance 47 is the first.
  • the parasitic capacitance 46 and the parasitic capacitance 46 correspond to a second parasitic capacitance.
  • the switching operation of the switching elements 52 and 53 and the bidirectional switch 54 causes the voltage between the point C and the point F to be a positive voltage of the DC power supply 91, a negative voltage of the DC power supply 92, and 0 [V]. And change. For this reason, by performing pulse width modulation control on the switching elements 52 and 53 and the bidirectional switch 54, a sinusoidal AC voltage can be supplied to the load 7.
  • the pattern of potential fluctuations at point C and point D differs depending on the polarity of the output voltage. Therefore, as in the first embodiment, the leakage current I 1 flowing in the parasitic capacitance 47 due to the potential fluctuation at the point C is canceled by the compensation current I 2 flowing through the ground capacitor 44 when the output voltage is positive, and the potential at the point D The leakage current I 3 flowing through the parasitic capacitance 46 due to the fluctuation can be canceled by the compensation current I 4 flowing through the ground capacitor 45 when the output voltage is negative and the switching element 81 is turned on.
  • FIG. 4 is a circuit diagram of a 4-level AC-AC converter (4-level inverter). 4, components having the same functions as those in FIGS. 1A, 2 and 3 are given the same reference numerals. That is, the configuration before the AC input terminals R1 and S1 is the same as that shown in FIGS. 1A and 2, and the configuration after the points C and F is the same as that shown in FIG. Below, it demonstrates centering on a different part from FIG. 1A, FIG. 2, FIG.
  • the AC input terminal R1 is connected via a bidirectional switch 54 to a point C that is a connection point between the switching elements 52 and 53.
  • the AC input terminal S1 is connected to a point F which is a connection point between the DC power sources 91 and 92.
  • a switch 57 that is turned off when the AC input voltage V rs is output is connected between the point F and the point C.
  • the bidirectional switch 54 may be configured by connecting two IGBTs in reverse series.
  • point C is the first connection point in the claims
  • point D is the second connection point
  • grounding capacitor 44 is the first grounding capacitor
  • grounding capacitor 45 is the second grounding point.
  • the capacitor and the parasitic capacitance 47 correspond to the first parasitic capacitance
  • the parasitic capacitance 46 corresponds to the second parasitic capacitance.
  • the operation of the switching elements 52 and 53, the bidirectional switch 54, and the switch 7 generates four voltages V ps , V pn , 0 [V], and AC input voltage V rs of the DC power sources 91 and 92. the combination generates an AC voltage V o is. Also in the circuit of FIG. 4, the pattern of potential fluctuations at the points C and D differs depending on the polarity of the output voltage.
  • the leakage current I 1 flowing through the parasitic capacitance 47 due to the potential fluctuation at the point C is canceled by the compensation current I 2 flowing through the ground capacitor 44 when the output voltage is positive, and D
  • the leakage current I 3 flowing through the parasitic capacitance 46 due to the potential fluctuation at the point can be canceled by the compensation current I 4 flowing through the ground capacitor 45 when the output voltage is negative and the switching element 81 is turned on.
  • the first embodiment described above is an example of a single-phase converter that converts a single-phase AC voltage into a multi-level DC voltage
  • the second and third embodiments convert a multi-level voltage including a DC voltage into a single-phase AC voltage.
  • this invention is applicable also to a 3-phase converter and a 3-phase inverter, respectively.

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Abstract

　寄生キャパシタンス及び接地点を介して循環する漏洩電流を打ち消すことにより、各種の電力変換装置における雑音端子電圧を低減させる。　スイッチング素子５０，５１同士が接続されたＡ点及び双方向スイッチ５４内のＢ点の電位変動を抑制するための第１，第２の接地コンデンサ４４，４５及びリアクトル６２からなる電位変動抑制部を備える。この電位変動抑制部は、交流電圧の正負の極性におけるＡ点の電位変動によって流れる第１の漏洩電流を、リアクトル６２と接地コンデンサ４４とを介して流れる第１の補償電流により打ち消してＡ点の電位変動を抑制し、かつ、交流電圧の負極性におけるＢ点の電位変動によって流れる第２の漏洩電流を、リアクトル６２とスイッチ８及び接地コンデンサ４５を介して流れる第２の補償電流により打ち消して第２の接続点の電位変動を抑制する。

Description

電力変換装置
　本発明は、電力変換装置のスイッチング動作に伴う雑音端子電圧を低減させる技術に関する。
　図５は、交流電圧を直流電圧に変換する第１のコンバータと直流電圧を交流電圧に変換する第２のコンバータとを備えたダブルコンバータの回路図である。
　図５において、単相交流電源１の両端はＥＭＩ（Electro Magnetic Interference）フィルタ２１を介して交流入力端子Ｒ１，Ｓ１に接続されている。交流入力端子Ｒ１，Ｓ１と接地点との間には、接地コンデンサ３０が接続され、交流入力端子Ｒ１，Ｓ１の間には、コンデンサ３３が接続されている。
　交流入力端子Ｒ１は、リアクトル６０を介して、半導体スイッチング素子５０，５１同士の接続点であるＡ点に接続される。
　スイッチング素子５０，５１の直列回路には、コンデンサ３１，３２の直列回路及びスイッチング素子５２，５３の直列回路がそれぞれ並列に接続され、コンデンサ３１，３２同士の接続点は交流入力端子Ｓ１に接続されている。スイッチング素子５２，５３同士の接続点をＢ点とすると、Ｂ点と交流入力端子Ｓ１との間には、リアクトル６１とコンデンサ３４とが直列に接続されている。また、コンデンサ３４の両端にはＥＭＩフィルタ２２が接続され、その両端には負荷７が接続されている。更に、コンデンサ３４の両端と接地点との間には、接地コンデンサ３５が接続される。
　図５では、全てのスイッチング素子５０～５３にＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）を使用した場合を示しているが、ＩＧＢＴの代わりにＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Silicon Field Effect Transistor）が用いられる場合もあり、また、スイッチング素子５０に代えてダイオードを用いる場合もある。
　このダブルコンバータにおいては、第１のコンバータを構成するスイッチング素子５０，５１のオンオフ動作により、交流電圧を直流電圧に変換してコンデンサ３１，３２を充電すると共に、第２のコンバータを構成するスイッチング素子５２，５３のオンオフ動作により、直流電圧を交流電圧に変換して負荷７に供給している。
　ここで、スイッチング素子５０～５３のスイッチング動作に伴い、スイッチング素子同士の接続点であるＡ点，Ｂ点の電位は、高い周波数で変動する。
　図６に示すように、回路内の各部、例えば、Ａ点，Ｂ点と接地点との間には寄生キャパシタンス４０，４１が存在する。このため、Ａ点，Ｂ点の電位変動に伴い、寄生キャパシタンス４０と接地コンデンサ３０を介した高周波漏洩電流Ｉ１、または、寄生キャパシタンス４１と接地コンデンサ３５を介した高周波漏洩電流Ｉ３が回路内を循環することにより、コモンモードノイズに起因する雑音端子電圧が発生する。
　この種の電力変換装置では、高効率化、小型化を図るために高いスイッチング周波数で動作することが要求される場合があり、例えば、数百［ｋＨｚ］という高周波数でスイッチングする場合もある。このような高いスイッチング周波数のもとでは、スイッチング動作に伴う電位の時間変化率（ｄｖ／ｄｔ）が大きくなり、高周波漏洩電流が大きくなるため、結果的に雑音端子電圧も大きくなる傾向にある。
　ＥＭＩフィルタ２１，２２は、交流電源１を共有する外部機器に対して、スイッチング動作によるノイズを除去するためのコモンモードノイズフィルタとして機能している。従って、ＥＭＩフィルタ２１，２２を大容量化することにより、雑音端子電圧の低減効果を高めることができるが、部品や装置の大型化、コスト増加を招くという問題がある。
　雑音端子電圧の抜本的な低減方法は、図６に示したような寄生キャパシタンス４０，４１を極小化することである。このため、従来から部品の配置や配線ルートなど、様々な工夫が行われているが、いずれも限界があり、寄生キャパシタンスを完全になくすことは極めて困難である。
　雑音端子電圧を低減する従来技術の一例として、特許文献１に記載された発明が知られている。
　図７は、特許文献１に記載された発明の主要部を示す回路図である。図７において、Ｑは半導体スイッチング素子、Ｌはリアクトル、Ｎ１は主巻線、Ｎ２は補助巻線、Ｃ１１，Ｃ１２はコンデンサ、Ｄ１はダイオード、Ｃ１はＸ点と機器のシャーシ（接地点）との間に存在する寄生キャパシタンス、Ｃ２は補助巻線と上記シャーシとの間に接続されたコンデンサ、Ｖｉｎは入力電圧、Ｖｏｕｔは出力電圧である。
　図７の動作としては、スイッチング素子Ｑのオンオフ動作によりＸ点の電位が変動し、寄生キャパシタンスＣ１を介して漏洩電流Ｉ１がシャーシに流れると、この電流Ｉ１と大きさが同じで逆向きの電流Ｉ３がコンデンサＣ２を介して補助巻線Ｎ２に流れる。
　ここで、主巻線Ｎ１及び補助巻線Ｎ２の巻数を参照符号と同様にＮ１，Ｎ２とし、寄生キャパシタンスＣ１及びコンデンサＣ２の容量値を参照符号と同様にＣ１，Ｃ２とすると、Ｃ１・Ｎ１＝Ｃ２・Ｎ２となるように設定することにより、Ｘ点の電位変動による漏洩電流Ｉ１を打ち消すことができ、雑音端子電圧を低減することができる。
特開２００３－１５３５４２号公報（段落［００２６］～［００３４］、図２等）
　一方、最近では、高効率化を図る目的で多レベルの電力変換装置が提供されている。
　例えば、図８に示す電力変換装置は３レベルＡＣ－ＤＣ変換装置（３レベルコンバータ）であり、交流入力電圧Ｖｒｓから３つの直流電位Ｖｐｓ，Ｖｓｎ，０〔Ｖ〕を生成するものである。
　図８において、図６と異なる部分を中心に説明すると、スイッチング素子５０，５１同士の接続点であるＡ点とコンデンサ３１，３２同士の接続点であるＳ点との間に、例えば２個の低耐圧ＭＯＳＦＥＴの逆直列回路からなる双方向スイッチ５４が接続されている（２個のＭＯＳＦＥＴ同士の接続点をＢ点とする）。また、４０はＡ点と接地点との間の寄生キャパシタンス、４３はＢ点と接地点との間の寄生キャパシタンスである。
　この３レベルコンバータにおいて、コンデンサ３１，３２の直列回路の両端を正負の出力端子Ｐ，Ｎとすると、スイッチング素子５０，５１及び双方向スイッチ５４のオンオフ動作により、直流出力端子であるＰ点，Ｎ点及びＳ点から３つの直流電位（Ｖｐｓ，Ｖｓｎ，０〔Ｖ〕）を発生させることが可能である。
　図８の３レベルコンバータでは、図９に示すように、Ａ点，Ｂ点の電位が交流入力電圧Ｖｒｓの極性に応じて変化する。
　すなわち、Ａ点の電位は、交流入力電圧Ｖｒｓが正の期間では、Ｓ点電位（－Ｖｒｓ／２）とＰ点電位（Ｖｐｓ－Ｖｒｓ／２）との間を変動し、交流入力電圧Ｖｒｓが負の期間では、Ｓ点電位（－Ｖｒｓ／２）とＮ点電位（Ｖｓｎ－Ｖｒｓ／２）との間を変動する。また、Ｂ点の電位は、交流入力電圧Ｖｒｓが正の期間ではＳ点電位（－Ｖｒｓ／２）と同様になり、交流入力電圧Ｖｒｓが負の期間では、Ａ点と同様、つまりＳ点電位（－Ｖｒｓ／２）とＮ点電位（Ｖｓｎ－Ｖｒｓ／２）との間を変動する。
　上記のように、交流入力電圧Ｖｒｓが負の期間では、Ａ点とＢ点とは同じパターンで電位変動するが、交流入力電圧Ｖｒｓが正の期間では、Ａ点とＢ点とが異なるパターンで電位変動する。従って、寄生キャパシタンス４０，４３に流れる漏洩電流Ｉ１，Ｉ３は、交流入力電圧Ｖｒｓの極性に応じて異なるパターンで変化することになる。
　このため、前述した特許文献１のように、回路内の一点の電位変動をコンデンサ及び補助巻線を用いて低減する方法では、漏洩電流Ｉ１，Ｉ３を同時に打ち消すことができない。
　そこで、本発明の目的は、寄生キャパシタンスと接地点を介して回路内に環流する漏洩電流を確実に打ち消すことにより、雑音端子電圧を低減させた各種の電力変換装置を提供することにある。
　上記目的を達成するため、本発明は、複数の半導体スイッチング素子のスイッチング動作により、電源から供給される電力を変換して負荷に供給するコンバータやインバータ等の電力変換装置であって、第１，第２の半導体スイッチング素子同士が接続された第１の接続点と、第３，第４の半導体スイッチング素子同士が接続された第２の接続点と、を有し、第１の接続点に加わる交流電圧の一方の極性（例えば正極性）における第１の接続点の電位変動パターンと第２の接続点の電位変動パターンとが異なる電力変換装置を対象とする。
　そして、本発明の特徴は、第１の接続点及び第２の接続点の電位変動を抑制するために電圧を注入する電位変動抑制部を備えている。この電位変動抑制部は、交流電圧の一方及び他方の極性（すなわち、正及び負の極性）における第１の接続点の電位変動により第１の接続点から寄生キャパシタンスを介して接地点に流れる第１の漏洩電流を、第１の接続点に接続されたリアクトルと第１の接地コンデンサとを介して流れる第１の補償電流により打ち消して第１の接続点の電位変動を抑制する。電位変動抑制部は、更に、交流電圧の他方の極性（例えば負極性）における第２の接続点の電位変動により第２の接続点から寄生キャパシタンスを介して接地点に流れる第２の漏洩電流を、リアクトルと第２の接地コンデンサとを介して流れる第２の補償電流により打ち消して第２の接続点の電位変動を抑制するように動作する。
　なお、上記第２の接続点は、２個の半導体スイッチング素子が逆直列に接続された双方向スイッチ内の半導体スイッチング素子同士の接続点であり、双方向スイッチを構成する一方の半導体スイッチング素子に第１の接続点が接続されているものである。
　電位変動抑制部を構成するリアクトルは、一端が第１の接続点に接続され、他端に補助巻線の一端が接続された主巻線と、この主巻線とは誘起電圧が逆極性となる補助巻線とを備えており、この補助巻線の他端を第１の接地コンデンサに接続し、かつ、半導体スイッチング素子等からなるスイッチを介して第１の接地コンデンサに接続する。そして、上記スイッチは、第１の接続点に加わる交流電圧の一方の極性（例えば正極性）では開き、他方の極性（同じく負極性）では閉じるように構成されている。
　このようにスイッチを開閉動作させるには、補助巻線の誘起電圧の極性に応じてオンオフするように半導体スイッチング素子等を接続すれば良い。
　本発明に係る電力変換装置には、第１～第４の半導体スイッチング素子の動作により、交流－直流変換、または直流－交流変換、もしくは交流－交流変換を行う各種のコンバータ、インバータが含まれるものである。
　本発明によれば、電力変換装置内に、交流電圧の極性に応じて電位変動のパターンが異なるスイッチング素子同士の接続点が二つ存在するような場合でも、上記極性に応じた電位変動抑制部の動作によって漏洩電流を自動的に打ち消すことができる。これにより、各接続点の電位変動を抑制して雑音端子電圧を低減することが可能である。
本発明の第１実施形態を示す回路図である。 図１Ａにおける双方向スイッチ５４の他の構成図である。 図１Ａにおけるスイッチ８を具体化した回路図である。 本発明の第２実施形態を示す回路図である。 本発明の第３実施形態を示す回路図である。 従来のダブルコンバータの回路図である。 図５における漏洩電流の経路を説明するための回路図である。 特許文献１に記載された従来技術の主要部を示す回路図である。 従来の３レベルコンバータの回路図である。 図８における各点の電位の説明図である。
　以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。まず、図１Ａは、本発明の第１実施形態を示す３レベルコンバータの回路図であり、図８と同一の機能を有するものには同一の参照符号を付してある。
　図１Ａにおいて、単相交流電源１の両端はＥＭＩフィルタ２１を介して交流入力端子Ｒ１，Ｓ１に接続されている。交流入力端子Ｒ１，Ｓ１と接地点との間には、接地コンデンサ３０が接続される。また、交流入力端子Ｒ１，Ｓ１の間には、コンデンサ３３が接続されている。
　交流入力端子Ｒ１は、リアクトル６２の主巻線６２ｍを介して、半導体スイッチング素子５０，５１同士の接続点であるＡ点に接続される。リアクトル６２に設けられた補助巻線６２ｓの一端は主巻線６２ｍの交流入力端子Ｒ側の一端に接続され、補助巻線６２ｓの他端は補償用の接地コンデンサ４４を介して接地される。更に、補助巻線６２ｓの他端は、スイッチ８と補償用の接地コンデンサ４５との直列回路を介して接地されている。ここで、主巻線６２ｍと補助巻線６２ｓとは、誘起電圧の極性が逆になるように接続されている。
　ＡＣ－ＤＣコンバータの主回路構成は、図８と同一である。すなわち、スイッチング素子５０，５１の直列回路に並列に、コンデンサ３１，３２の直列回路が接続され、コンデンサ３１，３２同士の接続点であるＳ点と前記Ａ点との間に、例えば低耐圧ＭＯＳＦＥＴ等の半導体スイッチング素子５４ａ，５４ｂを逆直列接続した双方向スイッチ５４が接続されている（２個のスイッチング素子５４ａ，５４ｂ同士の接続点をＢ点とする）。
　なお、４０はＡ点と接地点との間の寄生キャパシタンス、４３はＢ点と接地点との間の寄生キャパシタンス、Ｐ点，Ｎ点は直流出力端子である。
　ここで、Ａ点は請求項における第１の接続点、Ｂ点は第２の接続点、接地コンデンサ４４は第１の接地コンデンサ、接地コンデンサ４５は第２の接地コンデンサ、寄生キャパシタンス４０は第１の寄生キャパシタンス、寄生キャパシタンス４３は第２の寄生キャパシタンスに相当する。
　また、接地コンデンサ４４，４５及びリアクトル６２は、請求項における電位変動抑制部を構成している。
　双方向スイッチの構成は図示例に限定されるものではなく、例えば、図１Ｂに示すように、ＩＧＢＴ等のスイッチング素子５４１ａ，５４１ｂを逆直列接続して双方向スイッチ５４１を構成しても良い。
　上記構成において、リアクトル６２の主巻線６２ｍと補助巻線６２ｓとの巻数比をＮ：１とすると、補助巻線６２ｓの誘起電圧は主巻線６２ｍの１／Ｎとなる。
　また、接地コンデンサ４４，４５の容量値は、以下の条件を満足するものとする。
まず、交流入力電圧Ｖｒｓが正のときにスイッチ８をオフした場合の接地コンデンサ４４の容量値Ｃ４４を、数式１とする。
　［数式１］
　Ｃ４４＝Ｎ×Ｃ４０
　なお、Ｃ４０は寄生キャパシタンス４０の容量値である。
　また、交流入力電圧Ｖｒｓが負のときにスイッチ８をオンした場合の接地コンデンサ４４の容量値Ｃ４４と接地コンデンサ４５の容量値Ｃ４５との和を、数式２とする。
　［数式２］
　Ｃ４４＋Ｃ４５＝Ｎ×Ｃ４０＋Ｎ×Ｃ４３
　なお、Ｃ４３は寄生キャパシタンス４３の容量値である。
　従って、交流入力電圧Ｖｒｓが正のとき、主巻線６２ｍとは逆極性の電圧が補助巻線６２ｓに印加されるため、接地コンデンサ４４にＡ点からの漏洩電流Ｉ１と逆方向の補償電流Ｉ２が流れる。また、交流入力電圧Ｖｒｓが負のとき、前記同様に、接地コンデンサ４４に漏洩電流Ｉ１と逆方向の補償電流Ｉ２を流れるほか、スイッチ８をオンすることにより、接地コンデンサ４５にＢ点からの漏洩電流Ｉ３と逆方向の補償電流Ｉ４が流れる。
　また、主巻線６２ｍにおける誘起電圧の変化分がΔＶであるとすると、補助巻線６２ｓにおける誘起電圧は（－ΔＶ／Ｎ）となるので、漏洩電流Ｉ１，Ｉ２及び補償電流Ｉ３，Ｉ４は数式３～数式６によって表される。
　［数式３］
　漏洩電流Ｉ１＝Ｃ４０×ΔＶ
　［数式４］
　漏洩電流Ｉ３＝Ｃ４３×ΔＶ
　［数式５］
　補償電流Ｉ２＝－Ｃ４４×ΔＶ／Ｎ＝Ｎ×Ｃ４０×ΔＶ／Ｎ＝Ｃ４０×ΔＶ
　［数式６］
　補償電流Ｉ４＝－Ｃ４５×ΔＶ／Ｎ＝Ｎ×Ｃ４３×ΔＶ／Ｎ＝Ｃ４３×ΔＶ
　このように、漏洩電流Ｉ１と補償電流Ｉ３、漏洩電流Ｉ２と補償電流Ｉ４とは、それぞれ大きさが同じで方向が逆になる。従って、前述した補助巻線６２ｓ及び接地コンデンサ４４，４５の作用により、スイッチング素子５０，５１及び双方向スイッチ５４のスイッチングにより発生する高周波の漏洩電流を打ち消して雑音端子電圧を低減させることができる。
　補助巻線６２ｓの巻数は２ターン以上でも良いが、構造を簡略化するためには、巻数を最小の１ターンとすれば良い。補助巻線６２ｓの巻数が２ターン以上の場合には、数式７，８の条件を満足すれば良い。
　［数７］
　Ｃ４０×Ｎ１＝Ｃ４４×Ｎ２
　［数８］　
　Ｃ４３×Ｎ１＝Ｃ４５×Ｎ２
　上記の数式７，８において、Ｎ１は主巻線６２ｍの巻数、Ｎ２は補助巻線６２ｓの巻数である。
　次に、図２は、図１Ａにおけるスイッチ８を具体化した回路図である。
　図２において、スイッチ８は、半導体スイッチング素子８１と、そのゲートと交流入力端子Ｓ１との間に接続された抵抗８２と、スイッチング素子８１のゲートと接地コンデンサ４４の一端との間に接続されたツェナーダイオード８３と、から構成されている。ここで、スイッチング素子８１には、図示するＭＯＳＦＥＴのほか、ＩＧＢＴを用いても良い。
　上記構成のスイッチ８によれば、交流入力電圧Ｖｒｓが負のときにスイッチング素子８１がオンとなり、接地コンデンサ４５が回路に接続されて補償電流Ｉ４が流れる。また、交流入力電圧Ｖｒｓが正のときにはスイッチング素子８１がオフして接地コンデンサ４５の放電経路が遮断されるため、補償電流Ｉ４は流れない。
　このスイッチ８によれば制御回路が不要であり、構成が簡単である。なお、ツェナーダイオード８３は、スイッチング素子８１のゲートへの過電圧印加を防ぐためのものである。
　次いで、本発明の第２実施形態を、図３を参照しつつ説明する。図３は、３レベルＤＣ－ＡＣ変換器（３レベルインバータ）の回路図であり、三つの直流電位から交流電圧を生成するものである。図３において、図１Ａ，図２と同一の機能を有するものには同一の参照符号を付してある。
　この３レベルインバータの構成を説明すると、直流電源９１，９２の直列回路に並列に、スイッチング素子５２，５３の直列回路が接続されている。また、直流電源９１，９２同士の接続点であるＦ点と、スイッチング素子５２，５３同士の接続点であるＣ点との間には、双方向スイッチ５４が接続されている。なお、双方向スイッチ５４内のスイッチング素子５４ａ，５４ｂ同士の接続点をＤ点とする。ここで、スイッチング素子５４ａ，５４ｂは、ＭＯＳＦＥＴだけでなくＩＧＢＴでも良い。
　前記Ｃ点はリアクトル６２の主巻線６２ｍの一端に接続され、主巻線６２ｍの他端は補助巻線６２ｓと接地コンデンサ４４との直列回路を介して接地されている。前記同様に、主巻線６２ｍと補助巻線６２ｓとは、誘起電圧の極性が逆になるように接続されている。
　また、補助巻線６２ｓと接地コンデンサ４４との接続点と接地点との間には、スイッチ８と接地コンデンサ４５とが直列に接続されている。
　主巻線６２ｍと補助巻線６２ｓとの接続点と、前記Ｆ点との間には、コンデンサ３４が接続されている。このコンデンサ３４の両端と接地点との間には接地コンデンサ３５が接続され、コンデンサ３４の両端にはＥＭＩフィルタ２２を介して負荷７が接続されている。
　ここで、Ｃ点は請求項における第１の接続点、Ｄ点は第２の接続点、接地コンデンサ４４は第１の接地コンデンサ、接地コンデンサ４５は第２の接地コンデンサ、寄生キャパシタンス４７は第１の寄生キャパシタンス、寄生キャパシタンス４６は第２の寄生キャパシタンスに相当する。
　この３レベルインバータは、スイッチング素子５２，５３及び双方向スイッチ５４のスイッチング動作により、Ｃ点とＦ点との間の電圧が直流電源９１の正電圧、直流電源９２の負電圧、０［Ｖ］と変化する。このため、スイッチング素子５２，５３及び双方向スイッチ５４をパルス幅変調制御することにより、正弦波状の交流電圧を負荷７に供給することができる。
　図３の回路においては、出力電圧の極性によってＣ点とＤ点との電位変動のパターンが異なる。従って、第１実施形態と同様に、Ｃ点の電位変動により寄生キャパシタンス４７に流れる漏洩電流Ｉ１は、出力電圧が正のときに接地コンデンサ４４を流れる補償電流Ｉ２により打ち消し、Ｄ点の電位変動により寄生キャパシタンス４６に流れる漏洩電流Ｉ３は、出力電圧が負であってスイッチング素子８１がオンしたときに接地コンデンサ４５を流れる補償電流Ｉ４により、それぞれ打ち消すことができる。
　次に、本発明の第３実施形態を、図４を参照しつつ説明する。図４は、４レベルＡＣ－ＡＣ変換器（４レベルインバータ）の回路図である。
　図４において、図１Ａ，図２，図３と同一の機能を有するものには同一の参照符号を付してある。すなわち、交流入力端子Ｒ１，Ｓ１より前段の構成は図１Ａ，図２と同様であり、Ｃ点，Ｆ点以降の構成は図３と同様である。以下では、図１Ａ，図２，図３と異なる部分を中心に説明する。
　交流入力端子Ｒ１は双方向スイッチ５４を介して、スイッチング素子５２，５３同士の接続点であるＣ点に接続されている。他方、交流入力端子Ｓ１は、直流電源９１，９２同士の接続点であるＦ点に接続されている。
　また、Ｆ点とＣ点との間には、交流入力電圧Ｖｒｓを出力させる際にオフするスイッチ５７が接続されている。
　前記同様に、双方向スイッチ５４は２個のＩＧＢＴを逆直列接続して構成しても良い。
　ここで、第２実施形態と同様に、Ｃ点は請求項における第１の接続点、Ｄ点は第２の接続点、接地コンデンサ４４は第１の接地コンデンサ、接地コンデンサ４５は第２の接地コンデンサ、寄生キャパシタンス４７は第１の寄生キャパシタンス、寄生キャパシタンス４６は第２の寄生キャパシタンスに相当する。
　この４レベルインバータでは、スイッチング素子５２，５３、双方向スイッチ５４及びスイッチ７の動作により、直流電源９１，９２の電圧Ｖｐｓ，Ｖｐｎ、０［Ｖ］、交流入力電圧Ｖｒｓの４つを組み合わせて交流電圧Ｖｏを生成する。
　図４の回路においても、出力電圧の極性によってＣ点とＤ点との電位変動のパターンが異なる。従って、第１，第２実施形態と同様に、Ｃ点の電位変動により寄生キャパシタンス４７に流れる漏洩電流Ｉ１は、出力電圧が正のときに接地コンデンサ４４を流れる補償電流Ｉ２により打ち消し、Ｄ点の電位変動により寄生キャパシタンス４６に流れる漏洩電流Ｉ３は、出力電圧が負であってスイッチング素子８１がオンしたときに接地コンデンサ４５を流れる補償電流Ｉ４により、それぞれ打ち消すことができる。
　前述した第１実施形態は単相交流電圧を多レベルの直流電圧に変換する単相コンバータの例であり、第２，第３実施形態は直流電圧を含む多レベルの電圧を単相交流電圧に変換する単相インバータの例であるが、本発明は、３相コンバータ、３相インバータにもそれぞれ適用可能である。
１：単相交流電源
７：負荷
８：スイッチ
２１，２２：ＥＭＩフィルタ
３０，３５：接地コンデンサ
３１，３２，３３：コンデンサ
４１，４４，４５：コンデンサ
４０，４３，４６，４７：寄生キャパシタンス
５０，５１，５２，５３：半導体スイッチング素子
５４，５４１：双方向スイッチ
５４ａ，５４ｂ，５４１ａ，５４１ｂ：半導体スイッチング素子
５７：スイッチ
６２：リアクトル
６２ｍ：主巻線
６２ｓ：補助巻線
８１：半導体スイッチング素子
８２：抵抗
８３：ツェナーダイオード
９１，９２：直流電源
Ｒ１，Ｓ１：交流入力端子
Ｐ，Ｎ：直流出力端子

Claims (7)

  1. 　複数の半導体スイッチング素子のスイッチング動作により、電源から供給される電力を変換して負荷に供給する電力変換装置であって、第１，第２の半導体スイッチング素子同士が接続された第１の接続点と、第３，第４の半導体スイッチング素子同士が接続された第２の接続点と、を有し、前記第１の接続点に加わる交流電圧の一方の極性における前記第１の接続点の電位変動パターンと前記第２の接続点の電位変動パターンとが異なる電力変換装置において、
    　前記第１の接続点及び前記第２の接続点の電位変動を抑制する電位変動抑制部を備え、
    　前記電位変動抑制部は、
    　前記交流電圧の一方及び他方の極性における前記第１の接続点の電位変動により前記第１の接続点から寄生キャパシタンスを介して接地点に流れる第１の漏洩電流を、前記第１の接続点に接続されたリアクトルと第１の接地コンデンサとを介して流れる第１の補償電流により打ち消して前記第１の接続点の電位変動を抑制し、かつ、
    　前記交流電圧の他方の極性における前記第２の接続点の電位変動により前記第２の接続点から寄生キャパシタンスを介して接地点に流れる第２の漏洩電流を、前記リアクトルと第２の接地コンデンサとを介して流れる第２の補償電流により打ち消して前記第２の接続点の電位変動を抑制することを特徴とする電力変換装置。
  2. 　請求項１に記載した電力変換装置において、
    　前記第２の接続点は、２個の半導体スイッチング素子が逆直列に接続された双方向スイッチ内の前記２個の半導体スイッチング素子同士の接続点であり、前記双方向スイッチを構成する一方の半導体スイッチング素子に前記第１の接続点が接続されていることを特徴とする電力変換装置。
  3. 　請求項１または２に記載した電力変換装置において、
    　前記リアクトルは、一端が前記第１の接続点に接続され、他端に補助巻線の一端が接続された主巻線と、前記主巻線とは誘起電圧が逆極性となる前記補助巻線とを備え、
    　前記補助巻線の他端を前記第１の接地コンデンサに接続し、かつ、スイッチを介して前記第１の接地コンデンサに接続すると共に、
    　前記スイッチは、前記第１の接続点に加わる交流電圧の一方の極性では開き、他方の極性では閉じるように構成されていることを特徴とする電力変換装置。
  4. 　請求項３に記載した電力変換装置において、
    　前記スイッチは、前記補助巻線の誘起電圧の極性に応じて開閉動作する半導体スイッチング素子であることを特徴とする電力変換装置。
  5. 　請求項１または２に記載した電力変換装置において、
    　前記第１～第４の半導体スイッチング素子は、交流電圧を直流電圧に変換するためにスイッチング動作することを特徴とする電力変換装置。
  6. 　請求項１または２に記載した電力変換装置において、
    　前記第１～第４の半導体スイッチング素子は、直流電圧を交流電圧に変換するためにスイッチング動作することを特徴とする電力変換装置。
  7. 　請求項１または２に記載した電力変換装置において、
    　前記第１～第４の半導体スイッチング素子は、交流電圧を交流電圧に変換するためにスイッチング動作することを特徴とする電力変換装置。
     
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Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN108418498A (zh) * 2017-02-10 2018-08-17 发那科株式会社 电动机驱动装置
EP3468021A4 (en) * 2016-06-02 2019-07-31 Nissan Motor Co., Ltd. POWER CONVERSION DEVICE
JP2022013776A (ja) * 2020-06-30 2022-01-18 トランスポーテーション アイピー ホールディングス，エルエルシー エネルギー貯蔵デバイスのためのパッシブフィルタを備える電力供給されるシステム

Families Citing this family (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP6757502B2 (ja) * 2017-06-07 2020-09-23 株式会社村田製作所 双方向スイッチ回路及びスイッチ装置
DE102018118259A1 (de) 2018-07-27 2020-01-30 Dr. Ing. H.C. F. Porsche Aktiengesellschaft Verfahren und Vorrichtung zur Reduktion von Ableitströmen

Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2007143349A (ja) * 2005-11-22 2007-06-07 Fuji Electric Fa Components & Systems Co Ltd 交流直接変換器のｐｗｍパルス発生装置
JP2009148078A (ja) * 2007-12-14 2009-07-02 Toshiba Corp ノイズフィルタ
WO2009110354A1 (ja) * 2008-03-04 2009-09-11 株式会社安川電機 出力フィルタとそれを用いた電力変換装置
JP2011120376A (ja) * 2009-12-03 2011-06-16 Fuji Electric Co Ltd パワー半導体モジュールとそれを適用した電力変換装置
JP2013055797A (ja) * 2011-09-05 2013-03-21 Fuji Electric Co Ltd ノイズ低減装置およびこれを備えた電力変換装置
JP2013110829A (ja) * 2011-11-18 2013-06-06 Cosel Co Ltd スイッチング電源装置

Family Cites Families (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
GB1123582A (en) * 1966-07-25 1968-08-14 Gen Electric Co Ltd Improvements in or relating to voltage stabilising arrangements
JP2003153542A (ja) * 2001-11-12 2003-05-23 Cosel Co Ltd アクティブ型力率改善回路
JP2006109687A (ja) * 2004-06-02 2006-04-20 Sony Corp スイッチング電源回路
WO2010058536A1 (ja) * 2008-11-18 2010-05-27 三菱電機株式会社 電力変換装置
JP5402945B2 (ja) * 2009-02-02 2014-01-29 サンケン電気株式会社 スイッチング電源装置
EP2226926A1 (en) * 2009-03-02 2010-09-08 ABB Research Ltd. Five-level inverter
JP5610107B1 (ja) * 2012-11-09 2014-10-22 富士電機株式会社 インバータ装置

Patent Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2007143349A (ja) * 2005-11-22 2007-06-07 Fuji Electric Fa Components & Systems Co Ltd 交流直接変換器のｐｗｍパルス発生装置
JP2009148078A (ja) * 2007-12-14 2009-07-02 Toshiba Corp ノイズフィルタ
WO2009110354A1 (ja) * 2008-03-04 2009-09-11 株式会社安川電機 出力フィルタとそれを用いた電力変換装置
JP2011120376A (ja) * 2009-12-03 2011-06-16 Fuji Electric Co Ltd パワー半導体モジュールとそれを適用した電力変換装置
JP2013055797A (ja) * 2011-09-05 2013-03-21 Fuji Electric Co Ltd ノイズ低減装置およびこれを備えた電力変換装置
JP2013110829A (ja) * 2011-11-18 2013-06-06 Cosel Co Ltd スイッチング電源装置

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP3468021A4 (en) * 2016-06-02 2019-07-31 Nissan Motor Co., Ltd. POWER CONVERSION DEVICE
CN108418498A (zh) * 2017-02-10 2018-08-17 发那科株式会社 电动机驱动装置
JP2022013776A (ja) * 2020-06-30 2022-01-18 トランスポーテーション アイピー ホールディングス，エルエルシー エネルギー貯蔵デバイスのためのパッシブフィルタを備える電力供給されるシステム
JP7482085B2 (ja) 2020-06-30 2024-05-13 トランスポーテーション アイピー ホールディングス，エルエルシー エネルギー貯蔵デバイスのためのパッシブフィルタを備える電力供給されるシステム

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