JP5402945B2 - スイッチング電源装置 - Google Patents
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Description
また、上記従来技術の方式では、安定化出力の電圧と非安定化出力の電圧との大小関係が制約されているという問題がある。すなわち、特許文献1、2の技術は(安定化出力の電圧)>(非安定化出力の電圧)の関係、特許文献3の技術は(安定化出力の電圧)<(非安定化出力の電圧)の関係でしかドロッパー回路は動作しない。
また、上記従来技術の方式では、ダイナミック負荷変動に対して直流出力電圧の変動を抑制する効果がないという問題がある。
本発明の目的は、上記問題点に鑑み、電源効率の向上を図り、かつ直流出力電圧の精度を高めた多出力のスイッチング電源装置を提供することにある。
また、本発明のスイッチング電源装置は、1次側に入力された交流電源を2次側の複数の直流電源に変換して出力するスイッチング電源装置において、前記複数の直流電源のうち1つの直流電源は、第1の2次巻線を整流平滑することにより出力電圧を取り出し、その出力電圧を1次側にフィードバックして安定化する電圧安定化手段を有した安定化出力であり、前記複数の直流電源のうち残りの他の直流電源は、第2の2次巻線を整流平滑することにより出力電圧を取り出し、その出力電圧を1次側あるいは2次側で制御する電圧安定化手段を有しない非安定化出力であり、前記安定化出力の出力電圧は前記非安定化出力の出力電圧より低く設定され、前記安定化出力と前記非安定化出力の間には昇圧コンバータ機能と降圧コンバータ機能を有する昇降圧コンバータが接続され、前記昇降圧コンバータは、前記非安定化出力の出力電圧が前記第1の所定の電圧を下回ったとき昇圧コンバータ機能により前記安定化出力の出力電圧を昇圧して前記非安定化出力に電力を供給し、前記非安定化出力の出力電圧が前記第2の所定の電圧を上回ったとき降圧コンバータ機能により前記非安定化出力の出力電圧を降圧して前記安定化出力に電力を回生することを特徴とする。
また、本発明のスイッチング電源装置は、前記第1の所定の電圧と前記第2の所定の電圧は、前記非安定化出力の出力電圧精度が所定の精度になるように定めた電圧精度範囲内に設定され、且つ前記第2の所定の電圧は前記第1の所定の電圧に対して所定の電位差で高く設定されていることを特徴とする請求項1または請求項2のいずれか一項に記載のスイッチング電源装置。
また、本発明のスイッチング電源装置は、1次側に入力された交流電源を2次側の複数の直流電源に変換して出力するスイッチング電源装置において、
前記複数の直流電源のうち1つの直流電源は、第1の2次巻線を整流平滑することにより出力電圧を取り出し、その出力電圧を1次側にフィードバックして安定化する電圧安定化手段を有した安定化出力であり、
前記複数の直流電源のうち残りの他の直流電源は、第2の2次巻線を整流平滑することにより出力電圧を取り出し、その出力電圧を1次側あるいは2次側で制御する電圧安定化手段を有しない非安定化出力であり、
前記安定化出力と前記非安定化出力の間には、交互にオン・オフを繰り返す第1のスイッチ素子、第2のスイッチ素子およびリアクトルを有する昇降圧コンバータが接続され、前記昇降圧コンバータは前記非安定化出力の出力電圧に応じて、前記安定化出力と前記非安定化出力間で電力の授受を切り替えることを特徴とする。
また、本発明のスイッチング電源装置は、前記昇降圧コンバータが、前記安定化出力の出力電圧と、前記非安定化出力の出力電圧の比に対応した一定のデューティー比で前記第1のスイッチ素子、前記第2のスイッチ素子をオン・オフさせることを特徴とする。
また、本発明のスイッチング電源装置は、前記昇降圧コンバータが、前記非安定化出力の出力電圧が、所定の電圧となるように前記第1のスイッチ素子、前記第2のスイッチ素子のデューティー比を制御することを特徴とする。
また、本発明のスイッチング電源装置は、前記昇降圧コンバータが、前記リアクトルに流れる電流を検出する手段を備え、前記第1のスイッチ素子および前記第2のスイッチ素子のそれぞれのオン期間において、前記リアクトルに流れる電流を所定の電流値で制限することを特徴とする。
また、本発明のスイッチング電源装置は、前記昇降圧コンバータが、前記リアクトルに流れる電流を検出する手段を備え、前記非安定化出力の出力電圧が所定の電圧となるように、前記第1のスイッチ素子および前記第2のスイッチ素子のそれぞれのオン期間において、前記リアクトルに流れる電流のピーク値を制御することを特徴とする。
図1に示したスイッチング電源装置1に備わる電力変換回路はフライバックコンバータであるが、これは例示であり、スイッチング電源装置1の電力変換回路はフライバックコンバータに限定されるものではなく、2次側の複数の巻線電圧で多出力を得る電力変換回路であればよい。また、スイッチング電源装置1として、2次側に24V出力と12V出力を有し、24V出力を安定化出力、12V出力を非安定化出力とした多出力のスイッチング電源装置を例示しているが、これに限る主旨ではなく、どの出力を安定化出力、非安定化出力にするかは任意に決定することができる。また、多出力の設定電圧は12V、24Vに限定されないことは勿論である。
スイッチング電源装置1の1次側には入力端子TM1、入力端子TM2が設けられ、この入力端子TM1、TM2は、単相100V(50Hz,60Hz)商用電源などの交流電源2に接続され、また、スイッチング電源装置1の2次側には24V出力端子TM3、12V出力端子TM4、及びGND端子が設けられ、負荷Ld1が24V出力端子TM3とGND端子間に接続され、負荷Ld2が12V出力端子TM4とGND端子間に接続されている。
図2において、細い一点鎖線が12V出力の電圧特性を示したもので、図17に示した特性に同じである。上側の12V出力の電圧特性は、24V出力が定格負荷時の12V出力電流に対する12V出力電圧特性を示したものである。また、下側の12V出力の電圧特性は、24V出力が軽負荷(あるいは無負荷)時の12V出力電流に対する12V出力電圧特性を示したものである。図示されるように、12V出力電圧は、24V出力電流を一定とした条件のとき12V出力電流の増加と共に低下する特性になる。また、12V出力電圧は24V出力の負荷状態により影響を受け、24V出力が定格負荷から無負荷になるに従って図18に示したように電圧が低下する特性になる。
図2において、2つの実線の特性は、本発明が適用された実施例の12V出力の電圧特性を示したものである。上側の実線の特性は24V出力が定格負荷時の12V出力電流に対する12V出力電圧特性で、下側の実線の特性は24V出力が軽負荷(あるいは無負荷)時の12V出力電流に対する12V出力電圧特性である。
また、上記の昇降圧コンバータ13aの構成の内、昇圧コンバータとしての回路は、スイッチ素子Q2、スイッチ素子Q1に逆並列接続されたダイオードD1、リアクトルL1、コンデンサC2で構成される。
昇圧・降圧コンバータの動作切り替えは、オペアンプOP1、OP2及びコンパレータCP1、CP2により行われる。
なお、図4に示す期間Taと期間Tbにおいては、オペアンプOP2の出力Vop2は三角波信号OSCとの交差する期間がなく、スイッチ素子Q2のゲート信号Vg2はオフ信号(ローレベル信号)のままとなる。
なお、図4における期間Tbは、スイッチ素子Q1、スイッチ素子Q2のいずれもオン・オフ動作しない期間である。
また、24V出力電圧に対する12V出力電圧の比率が上昇した場合、これも図12を参照して後で詳細に述べるが、昇降圧コンバータ13bは、12V出力ラインから24V出力ラインへ過剰電力を昇圧して供給する(昇降圧コンバータ13bの昇圧コンバータ機能)。この様子を図2の下向き矢印で示す。
図8に示したように、基準電圧Vref2と接地電位GND間に直列に接続された抵抗R24、R25により、抵抗R24とR25の接続点の電圧は、基準電圧Vref2の電圧をR24:R25の比で分圧した電圧Vadjとして得られる。この電圧はコンパレータCP1の非反転入力端子と、コンパレータCP2の反転入力端子に入力され、三角波発信器OSCから入力された三角波信号と比較される。
IL1={(Vo1−Vo2)/L1}×T×(Vo2/Vo1) ・・・(1)
となる。
IL1′=(Vo2/L1)×T×{1−(Vo2/Vo1)} ・・・(2)
となる。
スイッチ素子Q21がオン状態で、スイッチ素子Q2がオフ状態のとき、リアクトルL1には出力Vo1と出力Vo2の電圧の差、つまり(Vo1−Vo2a)が印加される。このときのリアクトルL1の電流リップルIL1aは、
IL1a={(Vo1−Vo2a)/L1}×T×(Vo2/Vo1) ・・・(3)
となる。
IL1a′=(Vo2a/L1)×T×{1−(Vo2/Vo1)} ・・・(4)
となる。
T/L1=IL1a×Vo1/{Vo2×(Vo1−Vo2a)} ・・・(3′)
IL1a′=IL1a×{Vo2a×(Vo1−Vo2)}/{Vo2×(Vo1−Vo2a)} ・・・(4′)
となり、Vo2>Vo2aであり、(4´)式の右辺は、分子が小さく分母が大きくなるのでIL1a>IL1a′が成り立つ。
IL1b={(Vo1−Vo2b)/L1}×T×(Vo2/Vo1) ・・・(5)
となる。
IL1b′=( Vo2b/L1)×T×{1−(Vo2/Vo1)} ・・・(6)
となる。
T/L1=IL1b×Vo1/{Vo2×(Vo1−Vo2b)} ・・・(5´)
IL1b′=IL1b×{Vo2b×(Vo1−Vo2)}/{Vo2×(Vo1−Vo2b)} ・・・(6´)
となり、Vo2<Vo2bであり、(5´)式の右辺は、分子が大きく分母が小さくなるのでIL1b<IL1b′が成り立つ。
図13に示したように、オペアンプOP31は非安定化出力Vo2の電圧を抵抗R36、R37で分圧した電圧と、基準電圧Vref3との誤差信号を電圧Vadj−aとして出力する。この電圧はコンパレータCP1の非反転入力端子と、コンパレータCP2の反転入力端子に入力され、三角波発信器OSCから入力された三角波信号と比較される。実施例2と同様に、スイッチ素子Q21とスイッチ素子Q2は電圧Vadj−aの電圧に応じたデューティー比で交互にオン・オフを繰り返す。電圧Vadj−aは抵抗R36とR37の接続点の電圧が基準電圧Vref3より高くなると低下し、低くなると上昇する。つまり、非安定化出力Vo2が上昇するとスイッチ素子Q21のオンデューティーが狭くなり、非安定化出力Vo1が低下するとスイッチ素子Q21のオンデューティーが広がる。
R48={S1×R36+(S1−S2)×r}/S2
とすることにより、二次巻線S1と二次巻線S2の巻数比と同じ比率で、出力電圧Vo1と出力電圧Vo2を制御することができる。
上記本発明の実施例は、図1に示すように、出力Vo1と出力Vo2に間に、スイッチ素子Q21、スイッチ素子Q2、リアクトルL1、2次側制御回路5a〜5dなどからなる昇降圧コンバータ13a〜13dが接続された構成で、これは従来から一般的に用いられていた降圧チョッパと同様の回路構成となっている。
しかしながら、過負荷などの異常状態となった場合に非安定化出力を設定電圧に制御しようとした場合、昇降圧コンバータ13a〜13dに流さなければならない電流が増大し、スイッチ素子の破損などを引き起こす恐れがある。
図16は昇降圧コンバータ5eの動作波形を示したものである。
抵抗R51とR52の接続点の電圧Vaは出力電圧Vo2を(R51):(R52+R53)の比で分圧した電圧となり、抵抗R52とR53の接続点の電圧Vbは出力電圧Vo2を(R52+R53):(R51)の比で分圧した電圧で、電圧Vaよりも低い電圧となる。また抵抗R54とR55の接続点の電圧VcはリアクトルL1と抵抗R56との接続点とGND端子間の電圧を、R54:R55の比で分圧した電圧となる。抵抗R51〜R55の抵抗値は、抵抗R56の電圧降下がなく、抵抗R51とR52の接続点にダイオードD7が接続されていない場合、電圧Vcが電圧Vaよりも数100mV程度低くなるような抵抗値に設定されているものとする。
また、本発明の上記実施例によれば、安定化出力の電圧と非安定化出力の電圧との大小関係が制約されない。すなわち、(安定化出力の電圧)>(非安定化出力の電圧)の関係、あるいは(安定化出力の電圧)<(非安定化出力の電圧)の関係でしか動作しないというような制約を生じない。したがって、また、24V出力を安定化出力とし、12V出力を非安定化出力としたが、その関係が逆でもあっても同様の効果が得られる。
また、本実施例によれば、静的な負荷はもとより、ダイナミック負荷変動に対しても安定化出力の過渡的な電圧変動を抑制して非安定化出力の出力電圧を安定化させ、非安定化出力の電圧精度を高める効果がある。
また、本発明の実施例5によれば、昇降圧コンバータ13eに流れる電流を制限することも可能であり、より安価なスイッチング素子、リアクトルで構成することが可能となる。
2・・・交流電源
3・・・全波整流ブリッジ
4・・・1次側制御回路
5a〜5e・・・2次側制御回路
6・・・電圧検出器
11、12・・・整流平滑回路
13a〜13e・・・昇降圧コンバータ
T1・・・トランス
P1・・・トランスT1の1次巻線
S1、S2・・・トランスT1の2次巻線
P2・・・トランスT1の3次巻線
R1〜R10・・・抵抗
R24、R25、R36、R37、R48、R49、R50〜R56・・・抵抗
C1〜C7、C9・・・コンデンサ
L1・・・リアクトル
D1〜D7・・・ダイオード
Q1、Q2、Q21・・・スイッチ素子
Q3・・・MOSFET
PC・・・ホトカプラ
TM1、TM2・・・入力端子
TM3・・・24V出力端子
TM4・・・12V出力端子
GND・・・GND端子
GND1、GND2・・・接地電位
Ld1、Ld2・・・負荷
OSC・・・三角波発振器
OP1、OP2、OP31・・・オペアンプ(演算増幅器)
CP1、CP2・・・コンパレータ(比較器)
Vop1・・・オペアンプOP1の出力
Vop2・・・オペアンプOP2の出力
Vg1・・・スイッチ素子Q1のゲート信号
Vg2・・・スイッチ素子Q2のゲート信号
Vg21・・・スイッチ素子Q21のゲート信号
Vref1〜Vref3・・・基準電圧
FF・・・RSフリップフロップ
Hdr・・・ドライバ
Claims (8)
- 1次側に入力された交流電源を2次側の複数の直流電源に変換して出力するスイッチング電源装置において、
前記複数の直流電源のうち1つの直流電源は、第1の2次巻線を整流平滑することにより出力電圧を取り出し、その出力電圧を1次側にフィードバックして安定化する電圧安定化手段を有した安定化出力であり、
前記複数の直流電源のうち残りの他の直流電源は、第2の2次巻線を整流平滑することにより出力電圧を取り出し、その出力電圧を1次側あるいは2次側で制御する電圧安定化手段を有しない非安定化出力であり、
前記安定化出力の出力電圧は前記非安定化出力の出力電圧より高く設定され、
前記安定化出力と前記非安定化出力の間には昇圧コンバータ機能と降圧コンバータ機能を有する昇降圧コンバータが接続され、
前記昇降圧コンバータは、
前記非安定化出力の出力電圧が第1の所定の電圧を下回ったとき降圧コンバータ機能により前記安定化出力の出力電圧を降圧して前記非安定化出力に電力を供給し、
前記非安定化出力の出力電圧が第2の所定の電圧を上回ったとき昇圧コンバータ機能により前記非安定化出力の出力電圧を昇圧して前記安定化出力に電力を回生することを特徴とするスイッチング電源装置。 - 1次側に入力された交流電源を2次側の複数の直流電源に変換して出力するスイッチング電源装置において、
前記複数の直流電源のうち1つの直流電源は、第1の2次巻線を整流平滑することにより出力電圧を取り出し、その出力電圧を1次側にフィードバックして安定化する電圧安定化手段を有した安定化出力であり、
前記複数の直流電源のうち残りの他の直流電源は、第2の2次巻線を整流平滑することにより出力電圧を取り出し、その出力電圧を1次側あるいは2次側で制御する電圧安定化手段を有しない非安定化出力であり、
前記安定化出力の出力電圧は前記非安定化出力の出力電圧より低く設定され、
前記安定化出力と前記非安定化出力の間には昇圧コンバータ機能と降圧コンバータ機能を有する昇降圧コンバータが接続され、
前記昇降圧コンバータは、
前記非安定化出力の出力電圧が前記第1の所定の電圧を下回ったとき昇圧コンバータ機能により前記安定化出力の出力電圧を昇圧して前記非安定化出力に電力を供給し、
前記非安定化出力の出力電圧が前記第2の所定の電圧を上回ったとき降圧コンバータ機能により前記非安定化出力の出力電圧を降圧して前記安定化出力に電力を回生することを特徴とする請求項1に記載のスイッチング電源装置。 - 前記第1の所定の電圧と前記第2の所定の電圧は、前記非安定化出力の出力電圧精度が所定の精度になるように定めた電圧精度範囲内に設定され、且つ前記第2の所定の電圧は前記第1の所定の電圧に対して所定の電位差で高く設定されていることを特徴とする請求項1または請求項2のいずれか一項に記載のスイッチング電源装置。
- 1次側に入力された交流電源を2次側の複数の直流電源に変換して出力するスイッチング電源装置において、
前記複数の直流電源のうち1つの直流電源は、第1の2次巻線を整流平滑することにより出力電圧を取り出し、その出力電圧を1次側にフィードバックして安定化する電圧安定化手段を有した安定化出力であり、
前記複数の直流電源のうち残りの他の直流電源は、第2の2次巻線を整流平滑することにより出力電圧を取り出し、その出力電圧を1次側あるいは2次側で制御する電圧安定化手段を有しない非安定化出力であり、
前記安定化出力と前記非安定化出力の間には、交互にオン・オフを繰り返す第1のスイッチ素子、第2のスイッチ素子およびリアクトルを有する昇降圧コンバータが接続され、前記昇降圧コンバータは前記非安定化出力の出力電圧に応じて、前記安定化出力と前記非安定化出力間で電力の授受を切り替えることを特徴とするスイッチング電源装置。 - 前記昇降圧コンバータは、前記安定化出力の出力電圧と、前記非安定化出力の出力電圧の比に対応した一定のデューティー比で前記第1のスイッチ素子、前記第2のスイッチ素子をオン・オフさせることを特徴とする請求項4に記載のスイッチング電源装置。
- 前記昇降圧コンバータは、前記非安定化出力の出力電圧が、所定の電圧となるように前記第1のスイッチ素子、前記第2のスイッチ素子のデューティー比を制御することを特徴とする請求項4に記載のスイッチング電源装置。
- 前記昇降圧コンバータは、前記リアクトルに流れる電流を検出する手段を備え、前記第1のスイッチ素子および前記第2のスイッチ素子のそれぞれのオン期間において、前記リアクトルに流れる電流を所定の電流値で制限することを特徴とする請求項4乃至6のいずれか一項に記載のスイッチング電源装置。
- 前記昇降圧コンバータは、前記リアクトルに流れる電流を検出する手段を備え、前記非安定化出力の出力電圧が所定の電圧となるように、前記第1のスイッチ素子および前記第2のスイッチ素子のそれぞれのオン期間において、前記リアクトルに流れる電流のピーク値を制御することを特徴とする請求項4乃至6のいずれか一項に記載のスイッチング電源装置。
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