KR20110056329A - 스위칭 전원장치 - Google Patents
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Abstract
종래의 다출력 스위칭 전원장치는, 비교적 고압측의 출력으로부터 비교적 저압측의 출력으로, 비교적 큰 전력손실을 발생시키는 드롭퍼 회로를 통하여 전력을 공급하여 비안정화 출력의 전압정밀도를 개선하고 있기 때문에, 전원효율이 나쁘고, 드롭퍼 회로의 발열도 크다.
2차측의 복수의 직류전원 중에서 1개의 직류전원은, 그 출력전압을 1차측 제어회로(4)로 피드백 하여 안정화 하는 전압안정화 수단을 구비한 안정화 출력(24V 출력단자(TM3))이고, 상기 복수의 직류전원 중에서 나머지 다른 직류전원은, 그 출력전압을 1차측으로 피드백 하는 전압안정화 수단을 구비하지 않는 비안정화 출력(12V 출력단자(TM4))이고, 비안정화 출력의 출력과 안정화 출력의 출력과의 사이에 승강압 컨버터를 구비하여, 비안정화 출력의 전압에 따라 각 출력 사이의 전력 수수를 하여, 비안정화 출력의 전압정밀도를 개선한다.
2차측의 복수의 직류전원 중에서 1개의 직류전원은, 그 출력전압을 1차측 제어회로(4)로 피드백 하여 안정화 하는 전압안정화 수단을 구비한 안정화 출력(24V 출력단자(TM3))이고, 상기 복수의 직류전원 중에서 나머지 다른 직류전원은, 그 출력전압을 1차측으로 피드백 하는 전압안정화 수단을 구비하지 않는 비안정화 출력(12V 출력단자(TM4))이고, 비안정화 출력의 출력과 안정화 출력의 출력과의 사이에 승강압 컨버터를 구비하여, 비안정화 출력의 전압에 따라 각 출력 사이의 전력 수수를 하여, 비안정화 출력의 전압정밀도를 개선한다.
Description
본 발명은 다출력(多出力)을 구비하는 스위칭 전원장치(switching 電源裝置)에 관한 것으로서, 특히 2차측으로부터 1차측으로 전압안정화의 피드백 제어(feedback 制御)를 걸지 않는 비안정화 출력(非安定化 出力)에 대하여, 전력손실이 적은 수단에 의하여 전압을 안정화 할 수 있는 스위칭 전원장치에 관한 것이다.
종래, 하나의 트랜스(trans)의 2차측에 출력전압이 2개 회로 이상 있는 스위칭 전원에 있어서, 부하전력이 큰 출력측에 안정된 정전압(定電壓)을 얻기 위하여 1차측 제어회로에 피드백 제어를 걸고, 다른 출력전압은 드롭퍼 회로(dropper 回路) 또는 초퍼 회로(chopper 回路) 등의 강압회로(降壓回路)를 통하여 각각 안정전압(安定電壓)을 얻는 구성이 일반적이다. 그러나 상기의 구성에 있어서는, 항상 드롭퍼 회로에 의한 전력손실 또는 초퍼 회로에 의한 변환 시의 손실이 발생하는 것은 피할 수 없다.
도17은, 2차측에 12V와 24V의 2개의 출력을 구비하고, 24V 출력을 안정화 출력(1차측 제어회로로 피드백을 하는 출력을, 이하 안정화 출력이라고 한다), 12V 출력을 비안정화 출력(1차측 제어회로로 피드백을 하지 않는 다른 출력을, 이하 비안정화 출력이라고 한다)이라고 하였을 때에 있어서 12V 출력전류대 12V 출력전압 특성의 일례를 나타낸 것이다. 도18은, 2차측에 12V와 24V의 2개의 출력을 구비하고, 24V 출력을 안정화 출력, 12V 출력을 비안정화 출력이라고 하였을 때에 있어서 24V 출력전류대 12V 출력전압 특성의 일례를 나타낸 것이다. 이와 같이 비안정화 출력인 12V 출력의 전압은, 12V 출력 또는 24V 출력의 부하상태에 따라 변동된다.
효율을 중시하여, 트랜스의 권선(捲線) 전압 및 구조를 연구함으로써 2차측 권선의 변동을 적게 하여, 안정화 출력의 전류변화에 대하여 비안정화 출력의 전압변동을 억제하는 방법도 있지만, 비안정화 출력의 전압정밀도는 안정화 출력보다 전압정밀도가 나빠서 출력전압의 변동범위가 넓어지게 된다. 또한 안정화 출력의 전류가 과전류영역에 도달한 경우에는, 비안정화 출력의 트랜스 권선에는 트랜스에 존재하는 리키지 인덕턴스(leakage inductance)의 영향에 의하여 서지전압(serge 電壓)이 발생하여, 비안정화 출력의 전압은 대폭적으로 상승하여 버린다. 또한 비안정화 출력을 드롭퍼 회로에 의하여 안정화 하도록 구성되어 있는 경우에는, 드롭퍼 회로의 입력전압이 상승하여 최대정격전압을 넘어 버리는 경우도 있다.
여기에서 상기 문제를 개선하기 위하여 하기 특허문헌1∼3 등의 종래기술에서는, 비교적 고압측의 출력으로부터 비교적 저압측의 출력으로 드롭퍼 회로를 통하여 전력공급을 함으로써, 비안정화 출력의 전압정밀도를 개선하는 것을 제안하고 있다.
그러나 상기 종래기술의 방식에서는, 비교적 고압측의 출력으로부터 비교적 저압측의 출력으로, 비교적 큰 전력손실을 발생하는 드롭퍼 회로를 통하여 전력을 공급하여 비안정화 출력의 전압정밀도를 개선하고 있기 때문에, 전원효율이 나쁘고 또한 드롭퍼 회로의 발열(發熱)도 크다는 문제가 있다.
또한 상기 종래기술의 방식에서는, 안정화 출력의 전압과 비안정화 출력의 전압과의 대소관계가 제약되어 있다는 문제가 있다. 즉 특허문헌1, 2의 기술은 (안정화 출력의 전압) > (비안정화 출력의 전압)의 관계, 특허문헌3의 기술은 (안정화 출력의 전압) < (비안정화 출력의 전압)의 관계에서만 드롭퍼 회로는 동작하지 않는다.
또한 상기 종래기술의 방식에서는, 다이나믹(dyanmic) 부하변동에 대하여 직류출력전압의 변동을 억제하는 효과가 없다는 문제가 있다.
본 발명의 목적은, 상기 문제점을 고려하여 전원효율의 향상을 도모하고 또한 직류출력전압의 정밀도를 높인 다출력의 스위칭 전원장치를 제공하는 것에 있다.
본 발명의 스위칭 전원장치(switching 電源裝置)는, 1차측에 입력된 교류전원을 2차측의 복수의 직류전원으로 변환하여 출력하는 스위칭 전원장치에 있어서, 상기 복수의 직류전원 중에서 1개의 직류전원은, 그 출력전압을 1차측으로 피드백(feedback) 하여 안정화 하는 전압안정화 수단을 구비한 안정화 출력(安定化 出力)이고, 상기 복수의 직류전원 중에서 나머지 다른 직류전원은, 그 출력전압을 1차측으로 피드백 하는 전압안정화 수단을 구비하지 않는 비안정화 출력(非安定化 出力)이고, 상기 비안정화 출력의 출력전압이 제1소정전압을 하회하였을 때에 상기 안정화 출력으로부터 전력을 공급하고, 상기 비안정화 출력의 출력전압이 제2소정전압을 상회하였을 때에 상기 비안정화 출력으로부터 상기 안정화 출력으로 전력을 회생(回生)하는 컨버터(converter)를 구비하는 것을 특징으로 한다.
또한 본 발명의 스위칭 전원장치는, 상기 컨버터가, 승압 컨버터(昇壓 converter) 기능과 강압 컨버터(降壓 converter) 기능을 구비하는 승강압 컨버터(昇降壓 converter)이고 또한 상기 안정화 출력의 출력전압은 상기 비안정화 출력의 출력전압보다 높게 설정되고, 상기 승강압 컨버터는, 상기 비안정화 출력의 출력전압이 상기 제1소정전압을 하회하였을 때에 강압 컨버터 기능에 의하여 상기 안정화 출력의 출력전압을 강압하여 상기 비안정화 출력으로 전력을 공급하고, 상기 비안정화 출력의 출력전압이 상기 제2소정전압을 상회하였을 때에 승압 컨버터 기능에 의하여 상기 비안정화 출력의 출력전압을 승압하여 상기 안정화 출력으로 전력을 회생하는 것을 특징으로 한다.
또한 본 발명의 스위칭 전원장치는, 상기 제1소정전압과 상기 제2소정전압은, 상기 비안정화 출력의 출력전압정밀도가 소정의 정밀도가 되도록 정한 전압정밀도 범위 내에 설정되고 또한 상기 제2소정전압은 상기 제1소정전압에 대하여 소정의 전위차(電位差)에 의하여 높게 설정되어 있는 것을 특징으로 한다.
또한 본 발명의 스위칭 전원장치는, 1차측에 입력된 교류전원을 2차측의 복수의 직류전원으로 변환하여 출력하는 스위칭 전원장치에 있어서, 상기 복수의 직류전원 중에서 1개의 직류전원은, 그 출력전압을 1차측으로 피드백 하여 안정화 하는 전압안정화 수단을 구비한 안정화 출력이고, 상기 복수의 직류전원 중에서 나머지 다른 직류전원은, 그 출력전압을 1차측으로 피드백 하는 전압안정화 수단을 구비하지 않는 비안정화 출력이며, 상기 안정화 출력과 상기 비안정화 출력의 사이에는, 교대로 온·오프(on·off)를 반복하는 제1스위치 소자, 제2스위치 소자 및 리액터를 구비하는 승강압 컨버터가 접속되고, 상기 승강압 컨버터는 상기 비안정화 출력의 출력전압에 따라 상기 안정출력과 상기 비안정출력 사이에서 전력의 수수(授受)를 절환(切換)하는 것을 특징으로 하는 한다.
또한 본 발명의 스위칭 전원장치는, 상기 승강압 컨버터는, 상기 안정화 출력의 출력전압과, 상기 비안정화 출력의 출력전압의 비(比)에 대응한 일정한 듀티비(duty ratio)에 의하여 상기 제1스위치 소자, 제2스위치 소자를 온·오프 시키는 것을 특징으로 한다.
또한 본 발명의 스위칭 전원장치는, 상기 승강압 컨버터는, 상기 비안정화 출력의 출력전압이, 소정전압이 되도록 상기 제1스위치 소자, 제2스위치 소자의 듀티비를 제어하는 것을 특징으로 한다.
또한 본 발명의 스위칭 전원장치는, 상기 승강압 컨버터는, 상기 리액터에 흐르는 전류를 검출하는 수단을 구비하고, 상기 제1스위치 소자 및 제2스위치 소자의 각각의 온 기간에 있어서, 상기 리액터에 흐르는 전류를 소정의 전류값으로 제한하는 것을 특징으로 한다.
또한 본 발명의 스위칭 전원장치는, 상기 승강압 컨버터는, 상기 리액터에 흐르는 전류를 검출하는 수단을 구비하고, 상기 비안정화 출력의 출력전압이 소정전압이 되도록, 상기 제1스위치 소자 및 제2스위치 소자의 각각의 온 기간에 있어서, 상기 리액터에 흐르는 전류의 피크값을 제어하는 것을 특징으로 한다.
본 발명에 의하면, 전원효율의 향상을 도모하고 또한 직류출력전압의 정밀도를 높인 다출력의 스위칭 전원장치를 제공할 수 있다.
도1은 본 발명에 관한 실시예1의 스위칭 전원장치의 회로구성도이다.
도2는 본 발명에 관한 실시예의 스위칭 전원장치의 출력전압특성을 설명하는 도면이다.
도3은 본 발명에 관한 실시예1의 스위칭 전원장치에 있어서의 승강압 컨버터의 회로구성도이다.
도4는 본 발명에 관한 실시예1의 스위칭 전원장치에 있어서의 승강압 컨버터의 동작을 설명하는 도면이다.
도5는 본 발명에 관한 실시예1의 스위칭 전원장치에 있어서의 승강압 컨버터의 강압동작을 설명하는 도면이다.
도6은 본 발명에 관한 실시예1의 스위칭 전원장치에 있어서의 승강압 컨버터의 승압동작을 설명하는 도면이다.
도7은 본 발명에 관한 실시예1의 스위칭 전원장치의 다이나믹 부하변동 시에 있어서의 출력전압변동을 설명하는 도면이다.
도8은 본 발명에 관한 실시예2의 스위칭 전원장치에 있어서의 승강압 컨버터의 기본회로 구성도이다.
도9는 본 발명에 관한 실시예2의 스위칭 전원장치에 있어서의 2차측 제어회로의 동작을 설명하는 도면이다.
도10은 본 발명에 관한 실시예2의 스위칭 전원장치에 있어서의 승강압 컨버터의 동작을 설명하는 도면이다.
도11은 본 발명에 관한 실시예2의 스위칭 전원장치에 있어서의 승강압 컨버터의 강압동작을 설명하는 도면이다.
도12는 본 발명에 관한 실시예2의 스위칭 전원장치에 있어서의 승강압 컨버터의 승압동작을 설명하는 도면이다.
도13은 본 발명에 관한 실시예3의 스위칭 전원장치에 있어서의 승강압 컨버터의 기본회로 구성도이다.
도14는 본 발명에 관한 실시예4의 스위칭 전원장치에 있어서의 승강압 컨버터의 기본회로 구성도이다.
도15는 본 발명에 관한 실시예5의 스위칭 전원장치에 있어서의 승강압 컨버터의 기본회로 구성도이다.
도16은 본 발명에 관한 실시예5의 스위칭 전원장치에 있어서의 승강압 컨버터의 동작을 설명하는 도면이다.
도17은 종래기술에 의한 스위칭 전원장치의 출력전압특성을 설명하는 도면이다.
도18은 종래기술에 의한 스위칭 전원장치의 출력전압특성을 설명하는 도면이다.
도2는 본 발명에 관한 실시예의 스위칭 전원장치의 출력전압특성을 설명하는 도면이다.
도3은 본 발명에 관한 실시예1의 스위칭 전원장치에 있어서의 승강압 컨버터의 회로구성도이다.
도4는 본 발명에 관한 실시예1의 스위칭 전원장치에 있어서의 승강압 컨버터의 동작을 설명하는 도면이다.
도5는 본 발명에 관한 실시예1의 스위칭 전원장치에 있어서의 승강압 컨버터의 강압동작을 설명하는 도면이다.
도6은 본 발명에 관한 실시예1의 스위칭 전원장치에 있어서의 승강압 컨버터의 승압동작을 설명하는 도면이다.
도7은 본 발명에 관한 실시예1의 스위칭 전원장치의 다이나믹 부하변동 시에 있어서의 출력전압변동을 설명하는 도면이다.
도8은 본 발명에 관한 실시예2의 스위칭 전원장치에 있어서의 승강압 컨버터의 기본회로 구성도이다.
도9는 본 발명에 관한 실시예2의 스위칭 전원장치에 있어서의 2차측 제어회로의 동작을 설명하는 도면이다.
도10은 본 발명에 관한 실시예2의 스위칭 전원장치에 있어서의 승강압 컨버터의 동작을 설명하는 도면이다.
도11은 본 발명에 관한 실시예2의 스위칭 전원장치에 있어서의 승강압 컨버터의 강압동작을 설명하는 도면이다.
도12는 본 발명에 관한 실시예2의 스위칭 전원장치에 있어서의 승강압 컨버터의 승압동작을 설명하는 도면이다.
도13은 본 발명에 관한 실시예3의 스위칭 전원장치에 있어서의 승강압 컨버터의 기본회로 구성도이다.
도14는 본 발명에 관한 실시예4의 스위칭 전원장치에 있어서의 승강압 컨버터의 기본회로 구성도이다.
도15는 본 발명에 관한 실시예5의 스위칭 전원장치에 있어서의 승강압 컨버터의 기본회로 구성도이다.
도16은 본 발명에 관한 실시예5의 스위칭 전원장치에 있어서의 승강압 컨버터의 동작을 설명하는 도면이다.
도17은 종래기술에 의한 스위칭 전원장치의 출력전압특성을 설명하는 도면이다.
도18은 종래기술에 의한 스위칭 전원장치의 출력전압특성을 설명하는 도면이다.
다음에 본 발명을 실시하기 위한 구체적인 내용을, 도면을 참조하여 구체적으로 설명한다.
(실시예1)
도1은 본 발명에 관한 실시예1의 승강압 컨버터를 포함하는 스위칭 전원장치의 구성도이다.
도1에 나타나 있는 스위칭 전원장치(switching 電源裝置)(1)에 구비되는 전력변환회로(電力變換回路)는 플라이백 컨버터(flyback coverter)이지만, 이것은 예시이고, 스위칭 전원장치(1)의 전력변환회로는 플라이백 컨버터에 한정되는 것이 아니라, 2차측의 복수의 권선전압(捲線電壓)에 의하여 다출력(多出力)을 얻는 전력변환회로이면 좋다. 또한 스위칭 전원장치(1)로서 2차측에 24V 출력과 12V 출력을 구비하고, 24V 출력을 안정화 출력(安定化 出力), 12V 출력을 비안정화 출력(非安定化 出力)으로 한 다출력의 스위칭 전원장치를 예시하고 있지만, 이것에 한정된다는 의미가 아니라, 어느 출력을 안정화 출력, 비안정화 출력으로 하는 것은 임의로 결정할 수 있다. 또한 다출력의 설정전압은 12V, 24V에 한정되지 않는다는 것은 물론이다.
이하, 스위칭 전원장치(1)의 회로구성을 설명한다.
스위칭 전원장치(1)의 1차측에는 입력단자(TM1), 입력단자(TM2)가 설치되어 있고, 이 입력단자(TM1, TM2)는 단상 100V(50Hz, 60Hz) 상용전원(商用電源) 등의 교류전원(交流電源)(2)에 접속되어 있고 또한 스위칭 전원장치(1)의 2차측에는 24V 출력단자(TM3), 12V 출력단자(TM4) 및 GND 단자가 설치되어 있고, 부하(Ld1)가 24V 출력단자(TM3)와 GND 단자의 사이에 접속되어 있고, 부하(Ld2)가 12V 출력단자(TM4)와 GND 단자의 사이에 접속되어 있다.
교류전원(2)은 입력단자(TM1, TM2)를 통하여 전파정류 브릿지(全波整流 bridge)(3)에 접속되어, 교류전원(2)의 교류전압이 전파정류 브릿지(3)에 의하여 직류전압으로 변환된다. 전파정류 브릿지(3)의 직류출력전압에 포함되는 맥동(脈動)분은, 전파정류 브릿지(3)에 있어서 정극·부극(正極·負極)의 양쪽 출력단자 사이에 접속된 콘덴서(C6)에 의하여 평활(平滑)되어, 맥동이 적은 직류전압이 된다.
스위칭 전원장치(1)에는 1차권선(P1), 2차권선(S1, S2), 3차권선(P2)을 구비하는 트랜스(trans)(T1)를 구비하고 있다. 전파정류 브릿지(3)의 정극출력단자(正極出力端子)는 트랜스(T1)에 있어서 1차권선(P1)의 일방(一方)의 단자에 접속되어 있고, 1차권선(P1)의 타방(他方)의 단자는 스위치 소자인 MOSFET(Q3)의 드레인 단자에 접속되어 있다. 또한 MOSFET(Q3)의 소스 단자는 저항(R2)을 통하여 전파정류 브릿지(3)의 부극출력단자(負極出力端子)(이하, 전파정류 브릿지(3)의 부극출력단자에 접속된 라인을 접지전위(接地電位)(GND1)라고 한다)에 접속되어 있다. 또한 1차권선(P1)의 타방의 단자와 접지전위(GND1)의 사이에는 콘덴서(C5)가 접속되어 있다. 또한 1차권선(P1)의 양쪽 단자 사이에는, 저항(R3)과 콘덴서(C4)의 병렬체를, 순방향(順方向)이 1차권선(P1)의 타방의 단자로부터 일방의 단자를 향한 다이오드(D6)와 직렬로 접속된 직렬체가 접속되어 있다.
트랜스(T1)에 있어서 2차권선(S1)의 일방의 단자는 다이오드(D3)의 애노드 단자에 접속되어 있고, 다이오드(D3)의 캐소드 단자는 24V 출력단자(TM3)에 접속되어 있다. 또한 다이오드(D3)의 캐소드 단자와 24V 출력단자(TM3)의 사이에는 콘덴서(C1)의 일방의 단자가 접속되어 있고, 콘덴서(C1)의 타방의 단자는 스위칭 전원장치(1)의 출력접지단자(GND)(이하, 출력접지단자(GND)에 접속된 라인을 접지전위(GND2)라고 한다)에 접속되어 있다. 또한 트랜스(T1)에 있어서 2차권선(S1)의 타방의 단자와 2차권선(S2)의 일방의 단자가 접속되어 있고, 2차권선(S2)의 타방의 단자는 접지전위(GND2)에 접속되어 있다. 이와 같이 트랜스(T1)의 2차권선(S1과 S2)은 직렬로 접속되어 다이오드(D3)와 콘덴서(C1)로 이루어지는 정류평활회로(整流平滑回路)(11)에 접속됨으로써, 24V 출력단자(TM3)에 24V의 직류전압을 출력하도록 구성되어 있다.
또한 트랜스(T1)에 있어서 2차권선(S1)의 타방의 단자와 2차권선(S2)의 일방의 단자가 접속되어 있고, 이 접속점으로부터 탭(tap)이 취출되어 다이오드(D4)의 애노드 단자에 접속되어 있고, 다이오드(D4)의 캐소드 단자는 12V 출력단자(TM4)에 접속되어 있다. 또한 다이오드(D4)의 캐소드 단자와 12V 출력단자(TM4)의 사이에는 콘덴서(C2)의 일방의 단자가 접속되어 있고, 콘덴서(C2)의 타방의 단자는 접지전위(GND2)에 접속되어 있다. 이와 같이 트랜스(T1)의 2차권선(S2)은 다이오드(D4)와 콘덴서(C2)로 이루어지는 정류평활회로(12)에 접속되어, 12V 출력단자(TM4)에 12V의 직류전압을 출력하도록 구성되어 있다.
1차측 제어회로(4)는, 트랜스(T1), MOSFET(Q3) 등으로 구성되는 전력변환회로 즉 플라이백 컨버터를 제어하는 제어회로(制御回路)이다. 1차측 제어회로(4)의 전원은, 트랜스(T1)의 3차권선(P2), 다이오드(D5), 콘덴서(C3), 기동저항(起動抵抗)(R1) 등에 의하여 만들어져서 공급된다.
또한 1차측 제어회로(4)에는 2차측의 24V 출력의 전압이 피드백(feedback) 되어, 24V 출력의 전압을 안정화 시키도록 되어 있다. 즉 24V 출력단자와 접지전위(GND2)의 사이에는 포토커플러(photo-coupler)(PC)의 발광(發光)측과 전압검출기(電壓檢出器)(6)의 직렬체가 접속되어 있고, 포토커플러(PC)의 수광(受光)측이 1차측 제어회로(4)의 제어입력단자와 접지전위(GND1)의 사이에 접속되어 있다.
24V 출력과 12V 출력에는, 비안정화 출력을 안정화 하는 승강압 컨버터(昇降壓 converter)(13a)가 접속되어 있다. 즉 다이오드(D3)와 24V 출력단자(TM3)의 접속점에 스위치 소자(Q1)(P형 MOSFET)의 소스 단자가 접속되어 있고, 스위치 소자(Q1)의 드레인 단자가 스위치 소자(Q2)(N형 MOSFET)의 드레인 단자에 접속되어 있고, 스위치 소자(Q2)의 소스 단자가 접지전위(GND2)에 접속되어 있다. 또한 스위치 소자(Q1), 스위치 소자(Q2)의 각각에는, 스위치 소자(Q1), 스위치 소자(Q2)의 전류방향과는 역방향의 전류를 흐르게 할 수 있도록 다이오드(D1, D2)가 역병렬(逆竝列)로 접속되어 있다. 또한 스위치 소자(Q1)의 드레인 단자와 스위치 소자(Q2)의 드레인 단자가 접속된 접속점에는 리액터(L1)의 일방의 단자가 접속되어 있고, 리액터(L1)의 타방의 단자는 12V 출력단자(TM4)에 접속되어 있다. 스위치 소자(Q1)와 스위치 소자(Q2)의 게이트 단자에는 이들을 온·오프 제어하는 2차측 제어회로(5a)의 제어단자가 각각 접속되어 있다.
다음에 상기한 바와 같이 구성된 본 실시예의 스위칭 전원장치(1)의 동작을 설명한다. 또 본 실시예의 스위칭 전원장치(1)는 승강압 컨버터(13a)에 특징이 있으며, 승강압 컨버터(13a)를 제외한 그 이외의 부분은 일반적으로 잘 알려져 있는 플라이백 컨버터를 사용한 전력변환회로와 동일하기 때문에, 여기에서는 그 동작 등에 관한 상세한 설명은 생략한다.
우선 승강압 컨버터(13a)가 접속되어 있지 않은 경우(종래기술의 경우)에 대하여 12V 출력과 24V 출력의 특성을 설명한다.
도2에 있어서, 가는 일점쇄선이 12V 출력의 전압특성을 나타내는 것으로서, 도17에 나타나 있는 특성과 동일하다. 상측의 12V 출력의 전압특성은, 24V 출력이 정격부하 시의 12V 출력전류에 대한 12V 출력전압특성을 나타내는 것이다. 또한 하측의 12V 출력의 전압특성은, 24V 출력이 경부하(輕負荷)(혹은 무부하(無負荷)) 시의 12V 출력전류에 대한 12V 출력전압특성을 나타내는 것이다. 도면에 나타나 있는 바와 같이 12V 출력전압은, 24V 출력전류를 일정하게 한 조건일 때에 12V 출력전류가 증가함에 따라 저하되는 특성이 된다. 또한 12V 출력전압은 24V 출력의 부하상태에 의하여 영향을 받아, 24V 출력이 정격부하로부터 무부하로 됨에 따라 도18에 나타나 있는 바와 같이 전압이 저하되는 특성이 된다.
이와 같이 12V 출력은, 12V 출력전류가 일정하다고 하더라도 24V 출력의 부하상태에 관련되어 출력전압이 크게 변화되어, 소위 크로스 레귤레이션(cross regulation) 특성이 현저하게 나타난다. 예를 들면 도2의 예에서는, 24V 출력이 정격부하전류 시의 12V 출력전압은 출력전류가 0%에 있어서 약 14V까지 상승하고, 100%의 출력전류 시에는 10V∼11V 정도까지 저하되어 버린다. 12V의 출력전압의 전압정밀도를 5% 이내(11.4V∼12.6V)로 설정한다고 가정하였을 경우에는, 정밀도를 전혀 만족하지 않게 된다.
다음에 본 발명을 적용하기 위하여 승강압 컨버터(13a)를 24V 출력라인과 12V 출력라인의 사이에 접속한 도1의 스위칭 전원장치(1)의 동작을 설명한다.
도2에 있어서, 2개의 실선의 특성은, 본 발명이 적용된 실시예의 12V 출력의 전압특성을 나타내는 것이다. 상측의 실선의 특성은 24V 출력이 정격부하 시의 12V 출력전류에 대한 12V 출력전압특성이고, 하측의 실선의 특성은 24V 출력이 경부하(혹은 무부하) 시의 12V 출력전류에 대한 12V 출력전압특성이다.
승강압 컨버터(13a)의 기능은 나중에 상세하게 설명하지만, 12V의 출력전압이 제1소정전압(도2의 점선으로 나타나 있는 전압정밀도 범위 내에 설정된 제1소정의 전압) 이하로 내려갔을 경우에, 이것도 도5를 참조하여 나중에 상세하게 설명하지만, 24V 출력라인으로부터 12V 출력라인으로 부족전력을 강압(降壓)하여 공급한다(승강압 컨버터(13a)의 강압 컨버터 기능). 이 모양을 도2의 상방으로 향하는 화살표로 나타내었다.
또한 12V의 출력전압이 제2소정전압(도2의 점선으로 나타나 있는 전압정밀도 범위 내에 설정된 제2소정의 전압) 이상으로 올라간 경우에, 이것도 도6을 참조하여 나중에 상세하게 설명하지만, 12V 출력라인으로부터 24V 출력라인으로 과잉전력을 승압(昇壓)하여 회생(回生)한다(승강압 컨버터(13a)의 승압 컨버터 기능). 이 모양을 도2의 하방을 향하는 화살표로 나타내었다.
여기에서 도2에 나타나 있는 바와 같이 제1소정전압과 제2소정전압은 12V 출력전압 정밀도 이내에 포함되는 것으로 하고, 제1소정전압보다 제2소정전압은 소정의 전위차(電位差)로 높게 설정하는 것으로 한다. 본 실시예에 의하면, 상기의 승강압 컨버터(13a)의 작용에 의하여 12V 출력전압 정밀도를, 요구되는 전압정밀도 예를 들면 5% 이내로 할 수 있다.
여기에서 2차권선(S1과 S2)의 권수비(卷數比) 선정에 대하여 설명한다. 정류평활회로(12)는 예를 들면 24V 출력이 정격부하, 12V 출력이 정격부하의 조건에 있어서, 12V 출력전압이 예를 들면 11V 등 12V를 조금 하회하는 전압을 출력하도록 트랜스(T1)의 2차권선(S1, S2)의 권수비(S1 : S2)를 미리 선정하여 둔다. 또는 24V 출력이 경부하 혹은 무부하 상태 등의 최소부하 조건에서, 12V 출력전압의 최대값이 12V 출력의 전압정밀도에서 규정되는 상한치를 넘지 않도록 트랜스(T1)의 2차권선(S1, S2)의 권수비(S1 : S2)를 미리 선정하여 둔다.
도3은, 승강압 컨버터(13a) 및 그 승강압 컨버터(13a)에 있어서 12V 출력을 안정화 하도록 제어하고 있는 2차측 제어회로(5a)의 더 상세한 구성을 나타내는 도면이다. 도3에 있어서, 점선 프레임으로 나타나 있는 부분이 2차측 제어회로(5a)를 나타내고 있다. 2차측 제어회로(5a)는, 연산증폭기(OP AMP)(OP1, OP2), 비교기(comparator)(CP1, CP2), 기준전압(基準電壓)(Vref1), 삼각파 발신기(OSC), 저항(R4∼R10), 콘덴서(C7, C9) 등으로 구성되어 있다.
12V 출력단자(TM4)와 접지단자(GND)의 사이에 저항(R4, R5, R6)이 직렬로 접속된다. 따라서 저항(R4)과 저항(R5)의 접속점의 전압(Vcv1)은 12V 출력의 전압을 (R4) : (R5 + R6)의 비에 의하여 분압(分壓)한 전압, 저항(R5)과 저항(R6)의 접속점의 전압(Vcv2)은 12V 출력의 전압을 (R4 + R5) : (R6)의 비에 의하여 분압한 전압이 된다. 그리고 저항(R4)과 저항(R5)의 접속점이 연산증폭기(OP1)의 비반전입력단자에 접속되어 있고 또한 저항(R5)과 저항(R6)의 접속점이 연산증폭기(OP2)의 비반전입력단자에 접속되어 있다.
연산증폭기(OP1, OP2)의 반전입력단자에는 각각 저항(R8, R10)을 통하여 기준전압(Vref1)이 입력되어 있다. 연산증폭기(OP1)의 출력단자와 반전입력단자의 사이에는 부귀환 임피던스(負歸還 impedance)로서 저항(R7)과 콘덴서(C7)의 직렬체가 접속되어 있고, 연산증폭기(OP2)의 출력단자와 반전입력단자의 사이에는 부귀환 임피던스로서 저항(R9)과 콘덴서(C9)의 직렬체가 접속되어 있다. 연산증폭기(OP1)의 출력단자는 비교기(CP1)의 비반전입력단자에 접속되어 있고, 연산증폭기(OP2)의 출력단자는 비교기(CP2)의 비반전입력단자에 접속되어 있다.
비교기(CP1, CP2)의 반전입력단자에는 삼각파 발신기(OSC)로부터의 신호가 입력되어 있다. 그리고 비교기(CP1)의 출력단자는 스위치 소자(Q1)의 게이트 단자에 접속되어 있고, 비교기(CP2)의 출력단자는 스위치 소자(Q2)의 게이트 단자에 접속되어 있다.
상기의 승강압 컨버터(13a)의 구성 중에서 강압 컨버터로서의 회로는, 스위치 소자(Q1), 스위치 소자(Q2)에 역병렬로 접속된 다이오드(D2), 리액터(L1), 콘덴서(C2)로 구성된다.
또한 상기한 승강압 컨버터(13a)의 구성 중에서 승압 컨버터로서의 회로는, 스위치 소자(Q2), 스위치 소자(Q1)에 역병렬로 접속된 다이오드(D1), 리액터(L1), 콘덴서(C2)로 구성된다.
승압·강압 컨버터의 동작 절환은 연산증폭기(OP1, OP2) 및 비교기(CP1, CP2)에 의하여 이루어진다.
12V 출력의 전압이 도2에 나타나 있는 전압정밀도 범위에 설정된 제1소정전압보다 저하하였을 경우에, 승강압 컨버터(13a)는, 이 전압저하를 검출하면 12V 출력의 전압을 회복시키기 위하여 24V 출력으로부터 12V 출력으로 전력을 공급하도록 동작한다. 12V 출력은 24V 출력으로부터 전력이 공급됨으로써 제1소정전압까지 회복된다. 승강압 컨버터(13a)의 강압 컨버터로서의 동작을 이하에서 상세하게 설명한다.
도3에 나타나 있는 바와 같이 12V 출력단자(TM4)와 접지단자(GND)의 사이에 직렬로 접속된 저항(R4, R5, R6)에 의하여 저항(R4)과 저항(R5)의 접속점의 전압이, 12V 출력의 전압을 (R4) : (R5 + R6)의 비에 의하여 분압한 전압(Vcv1)으로서 얻어진다. 이 전압(Vcv1)은 연산증폭기(OP1)에 의하여 기준전압(Vref1)과 차이가 제거되어, 연산증폭기(OP1)의 출력(Vop1)이 된다. 연산증폭기(OP1)의 출력(Vop1)은 비교기(CP1)의 비반전입력단자에 입력되어, 삼각파 발신기(OSC)로부터 입력된 삼각파 신호와 비교된다. 도4의 기간(Ta)에 있어서의 Vop1, OSC는 이 때의 연산증폭기(OP1)의 출력(Vop1)과 삼각파 발신기(OSC)의 신호전압의 관계를 도면에 나타낸 것이다. 비교기(CP1)는, 연산증폭기(OP1)의 출력(Vop1)이 삼각파 신호(OSC)보다 낮은 기간에는 그 출력신호(Vcp1)를 로 레벨 신호(low level信號)로 하여, 스위치 소자(Q1)의 게이트 신호(Vg1)가 온 신호(로 레벨 신호)가 되도록 한다. 이 동작파형을 도4의 기간(Ta)에 신호파형(Vg1)으로서 나타낸다. 여기에서 서서히 12V 출력의 전압이 상승하면, 연산증폭기(OP1)의 출력(Vop1)은 더 상승하여 삼각파 신호(OSC)와의 교차하는 기간이 없어지게 되어, 비교기(CP1)의 출력(Vcp1)은 하이 레벨(high level)로 고정됨으로써, 스위치 소자(Q1)의 게이트 신호(Vg1)(= 비교기(CP1)의 출력(Vcp1))는 오프 신호(하이 레벨 신호)인 상태가 된다(기간(Tb), 기간(Tc)).
승강압 컨버터(13a)의 강압 컨버터는, 도3에 있어서의 비교기(CP1)의 출력신호(Vg1)가 온 신호(로 레벨 신호)로서 스위치 소자(Q1)의 게이트에 공급되면 스위치 소자(Q1)가 온 되어, 도5의 전류(i1)와 같이 24V 출력으로부터 스위치 소자(Q1), 리액터(L1), 12V 출력단자(TM4)를 통하여 부하(Ld2)에 전류가 흘러서, 24V 출력으로부터 12V 출력으로 전력이 공급된다. 또한 도3에 있어서의 비교기(CP1)의 출력신호(Vg1)가 오프 신호(하이 레벨 신호)로서 스위치 소자(Q1)의 게이트에 공급되면 스위치 소자(Q1)가 오프 되어, 리액터(L1)를 흐르고 있었던 전류(i1)는, 도5의 i2와 같이 리액터(L1), 부하(Ld2), 다이오드(D2)를 통하여 순환전류로서 흐른다. 이 때에 스위치 소자(Q2)는 오프 상태를 유지하고 있다. 12V 출력의 전압이 낮아짐에 따라 스위치 소자(Q1)의 온 기간에 있어서의 삼각파 신호(OSC)의 1주기에 차지하는 비율이 많아지기 때문에, 이에 따라 24V 출력으로부터 12V 출력으로 공급되는 전력의 비율이 많아지도록 동작한다.
12V 출력의 전압이 도2에 나타나 있는 전압정밀도 범위에 설정된 제2소정전압보다 상승하였을 경우에, 승강압 컨버터(13a)는, 이 전압상승을 검출하면 12V 출력의 전압을 회복시키기 위하여 12V 출력의 전력을 24V 출력측으로 회생시켜서 12V 출력의 전압을 제2소정전압까지 저하시키도록 동작한다. 12V 출력은 24V 출력으로 회생되어 전력이 공급됨으로써 제2소정전압으로 회복된다. 승강압 컨버터(13a)의 승압 컨버터로서의 동작을 이하에서 상세하게 설명한다.
도3에 나타나 있는 바와 같이 12V 출력단자(TM4)와 접지단자(GND)의 사이에 직렬로 접속된 저항(R4, R5, R6)에 의하여 저항(R5)과 저항(R6)의 접속점의 전압이, 12V 출력의 전압을 (R4 + R5) : (R6)의 비에 의하여 분압한 전압(Vcv2)으로서 얻어진다. 이 전압(Vcv2)은 연산증폭기(OP2)에 의하여 기준전압(Vref1)과 차이가 제거되어, 연산증폭기(OP2)의 출력(Vop2)이 된다. 연산증폭기(OP2)의 출력(Vop2)은 비교기(CP2)의 비반전입력단자에 입력되어, 삼각파 발신기(OSC)로부터 입력된 삼각파 신호와 비교된다. 도4의 기간(Tc)에 있어서의 Vop2, OSC는 이 때의 연산증폭기(OP2)의 출력(Vop2)과 삼각파 발신기(OSC)의 신호전압의 관계를 도면에 나타낸 것이다. 비교기(CP2)는, 연산증폭기(OP2)의 출력(Vop2)이 삼각파 신호(OSC)보다 높은 기간에는 그 출력신호(Vcp2)를 하이 레벨 신호로 하여, 스위치 소자(Q2)의 게이트 신호(Vg2)가 온 신호(하이 레벨 신호)가 되도록 한다. 이 동작파형을 도4의 Tc 기간에 신호파형(Vg2)으로서 나타낸다. 여기에서 서서히 12V 출력의 전압이 상승하면, 연산증폭기(OP2)의 출력(Vop2)은 상승하여 삼각파 신호(OSC)와의 교차하는 기간이 서서히 증가한다. 비교기(CP2)의 출력(Vcp2)은 연산증폭기(OP2)의 출력(Vop2)과 삼각파 신호(OSC)와의 교차하는 기간, 하이 레벨 전압을 출력하기 때문에 스위치 소자(Q2)의 게이트 신호(Vg2)인 온 신호를 출력한다.
또 도4에 나타나 있는 기간(Ta)과 기간(Tb)에 있어서는, 연산증폭기(OP2)의 출력(Vop2)은 삼각파 신호(OSC)와의 교차하는 기간이 없어, 스위치 소자(Q2)의 게이트 신호(Vg2)는 오프 신호(로 레벨 신호)인 상태가 된다.
승강압 컨버터(13a)의 승압 컨버터는, 도3에 있어서의 비교기(CP2)의 출력신호(Vg2)가 온 신호(하이 레벨 신호)로서 스위치 소자(Q2)의 게이트에 공급되면 스위치 소자(Q2)가 온 되어, 도6의 전류(i3)와 같이 12V 출력으로부터 리액터(L1), 스위치 소자(Q2)의 루프로 전류가 흐른다. 또한 도3에 있어서의 비교기(CP2)의 출력신호(Vg2)가 오프 신호(로 레벨 신호)로서 스위치 소자(Q2)의 게이트에 공급되면 스위치 소자(Q2)가 오프 되어, 리액터(L1)를 흐르고 있었던 전류는 도6의 전류(i4)와 같이 부하(Ld2), 리액터(L1), 다이오드(D1)를 통하여 12V 출력의 전류가 24V 출력측으로 회생전류로서 흐른다. 이 때에 스위치 소자(Q1)는 오프 상태를 유지하고 있다. 12V 출력의 전압이 높아짐에 따라 스위치 소자(Q2)의 온 기간에 있어서의 삼각파 신호(OSC)의 1주기에 차지하는 비율이 많아지기 때문에, 이에 따라 12V 출력으로부터 24V 출력으로 회생되는 전력의 비율이 많아지도록 동작한다.
상기한 바와 같이 승압, 강압 컨버터의 동작 절환은, 연산증폭기(OP1, OP2)의 입력전압(Vcv1)과 전압(Vcv2)의 범위 내에서 절환이 이루어지고, Vcv1과 Vcv2에 전위차가 있기 때문에 승압 컨버터의 동작과 강압 컨버터의 동작이 동시에 이루어지는 경우는 없다. 또한 전압(Vcv1)과 전압(Vcv2)은 전압 레벨은 다르지만, 도3에 있어서의 제1소정전압과 제2소정전압에 상당한다.
또 도4에 있어서의 기간(Tb)은, 스위치 소자(Q1), 스위치 소자(Q2)가 모두 온·오프 동작하지 않는 기간이다.
보통의 경우에 있어서 안정화 출력은 1차측으로 피드백을 하고 있기 때문에 안정한 전압이 얻어지지만, 부하가 급변하는 것과 같은 다이나믹 부하변동에 대해서는, 피드백 제어의 제어 지연에 의하여 과도적으로 전압의 저조가 발생한다. 이 전압저조에 대해서도 본 실시예는 유효하게 동작하여, 전압저조를 적게 할 수 있다.
본 실시예에 의하면, 다이나믹 부하변동의 경우에는, 24V 출력전압의 전압 딥(voltage dips)은 개선되어, 12V 출력전압도 24V 출력으로 전압회생에 의하여 크로스 레귤레이션의 영향에 의한 전압정밀도를 개선할 수 있다. 도7에, 24V 출력전류를 10% 정도의 경부하로부터 100%의 정격부하로 스텝 모양으로 변화시켰을 때에 있어서, 스위칭 전원장치(1)(본 발명을 적용한 본 실시예)와 본 발명을 적용하지 않고 있는 종래기술(도1에 있어서 승강압 컨버터(13a)를 구비하지 않고 있는 것)의 12V 출력전압, 24V 출력전압의 변화를 나타내었다. 도7에 의하면, 24V 출력전압의 부하 급변에 의한 과도적인 전압저조가 개선되어 있다. 또한 24V 부하가 경부하가 된 시점에서 12V 출력전압의 잉여전력이 갈 곳이 없어지기 때문에 12V 출력전압은 조금 상승하는 영향은 남지만, 12V 출력전압도 24V 출력으로 전력이 회생되고 있기 때문에 크로스 레귤레이션의 영향에 의한 전압정밀도의 악화를 개선할 수 있다.
(실시예2)
다음에 본 발명에 관한 실시예2에 대하여 설명한다. 본 실시예는, 도1에 나타나 있는 스위칭 전원장치(1)의 승강압 컨버터(13a)를 대신하여 도8의 승강압 컨버터(13b)와 같이 구성한 것이다. 여기에서 실시예1에 있어서의 승강압 컨버터(13a)의 스위치 소자(Q1)는 P형 MOSFET인 것에 대하여, 이 스위치 소자(Q1)에 상당하는 본 실시예의 스위치 소자(Q21)는 N형 MOSFET로 되어 있는 점이 다르게 되어 있다. 즉 다이오드(D3)와 24V 출력단자(TM3)의 접속점에 스위치 소자(Q21)의 드레인 단자가 접속되어 있고, 스위치 소자(Q21)의 소스 단자가 스위치 소자(Q2)의 드레인 단자에 접속되어 있고, 스위치 소자(Q2)의 소스 단자가 접지전위(GND2)에 접속되어 있다. 또한 스위치 소자(Q21), 스위치 소자(Q2)의 각각에는, 스위치 소자(Q21), 스위치 소자(Q2)의 전류방향과는 역방향의 전류를 흐르게 할 수 있도록 다이오드(D1, D2)가 역병렬로 접속되어 있다. 다이오드(D1, D2)는 각각 스위치 소자(Q21), 스위치 소자(Q2)의 기생다이오드로 대용하더라도 좋다. 또한 스위치 소자(Q21)의 소스 단자와 스위치 소자(Q2)의 드레인 단자가 접속된 접속점에는 리액터(L1)의 일방의 단자가 접속되어 있고, 리액터(L1)의 타방의 단자는 12V 출력단자(TM4)에 접속되어 있다. 스위치 소자(Q21)와 스위치 소자(Q2)의 게이트에는 이들을 온·오프 제어하는 2차측 제어회로(5b)의 제어단자가 각각 접속되어 있다. 또한 실시예1에 있어서의 2차측 제어회로(5a)에 대하여, 본 실시예의 2차측 제어회로(5b)는 구성이 다르게 되어 있다. 또 실시예2에 있어서도 논리의 재조합에 의하여 스위치 소자(Q21)를 P형 MOSFET로 하여도 좋다.
본 실시예에서는, 24V 출력전압에 대한 12V 출력전압의 비율이 저하하였을 경우에 도11을 참조하여 나중에 상세하게 설명하지만, 승강압 컨버터(13b)는 24V 출력라인으로부터 12V 출력라인으로 부족전력을 강압하여 공급한다(승강압 컨버터(13b)의 강압 컨버터 기능). 이 모양을 도2의 상방으로 향하는 화살표로 나타내었다.
또한 24V 출력전압에 대한 12V 출력전압의 비율이 상승하였을 경우에 이것도 도12를 참조하여 나중에 상세하게 설명하지만, 승강압 컨버터(13b)는 12V 출력라인으로부터 24V 출력라인으로 과잉전력을 승압하여 공급한다(승강압 컨버터(13b)의 승압 컨버터 기능). 이 모양을 도2의 하방으로 향하는 화살표로 나타내었다.
본 실시예에 의하면, 상기 승강압 컨버터(13b)의 작용에 의하여 12V 출력전압 정밀도를, 요구되는 전압정밀도 예를 들면 5% 이내로 할 수 있다.
도8은, 승강압 컨버터(13b) 및 그 승강압 컨버터(13b)에 있어서 스위치 소자(Q21), 스위치 소자(Q2)의 온·오프를 제어하고 있는 2차측 제어회로(5b)의 상세한 구성을 나타내는 도면이다. 도8에 있어서, 점선 프레임으로 나타나 있는 부분이 2차측 제어회로(5b)를 나타내고 있다. 2차측 제어회로(5b)는, 비교기(comparator)(CP1, CP2), 기준전압(Vref2), 삼각파 발신기(OSC), 저항(R24, R25), 드라이버(Hdr) 등으로 구성되어 있다.
또 도면에 나타내지 않았지만, 스위치 소자(Q21, Q2)의 온/오프 제어에 있어서, 온/오프 절환 시에 상기 스위치 소자(Q21, Q2)가 동시에 온 되지 않는 데드타임 기간을 설정하는 회로를 구비하는 것이 바람직하다.
기준전압(Vref2)의 양단에는 저항(R24, R25)이 직렬로 접속되어 있다. 따라서 저항(R24)과 저항(R25)의 접속점의 전압(Vadj)은, 기준전압(Vref2)의 전압을 R24 : R25의 비에 의하여 분압한 전압이 된다. 그리고 저항(R24)과 저항(R25)의 접속점은 비교기(CP1)의 비반전입력단자와, 비교기(CP2)의 반전입력단자에 접속되어 있다.
비교기(CP1)의 반전입력단자와 비교기(CP2)의 비반전입력단자에는 삼각파 발신기(OSC)로부터의 신호가 입력되고 있다. 그리고 비교기(CP1)의 출력단자는, 비교기(CP1)가 출력하는 신호를, 스위치 소자(Q21)의 소스 단자를 기준으로 하는 신호로 레벨 시프트(level shift) 하는 드라이버(Hdr)를 통하여 스위치 소자(Q21)의 게이트 단자에 접속되어 있고, 비교기(CP2)의 출력단자는 스위치 소자(Q2)의 게이트 단자에 접속되어 있다.
2차측 제어회로(5b)의 동작을 이하에서 상세하게 설명한다.
도8에 나타나 있는 바와 같이 기준전압(Vref2)과 접지전위(GND)의 사이에 직렬로 접속된 저항(R24, R25)에 의하여 저항(R24)과 저항(R25)의 접속점의 전압은, 기준전압(Vref2)의 전압을 R24 : R25의 비에 의하여 분압한 전압(Vadj)으로서 얻어진다. 이 전압은 비교기(CP1)의 비반전입력단자와, 비교기(CP2)의 반전입력단자에 입력되어, 삼각파 발신기(OSC)로부터 입력된 삼각파 신호와 비교된다.
도9는 2차측 제어회로(5b) 내부의 동작파형을 나타낸 것이다. 전압(Vadj)이 삼각파 신호(OSC)보다 높은 기간에는, 비교기(CP1)의 출력은 하이 레벨이 되어, 드라이버(Hdr)를 통하여 스위치 소자(Q21)에 게이트 신호(Vg21)가 온 신호로서 입력된다. 또한 비교기(CP2)의 출력은 로 레벨이 되어, 스위치 소자(Q2)에 게이트 신호(Vg2)가 오프 신호로서 입력된다. 전압(Vadj)이 삼각파 신호(OSC)보다 낮은 기간에는, 비교기(CP1)의 출력은 로 레벨이 되어, 드라이버(Hdr)를 통하여 스위치 소자(Q21)에 게이트 신호(Vg21)가 오프 신호로서 입력된다. 또한 비교기(CP2)의 출력은 하이 레벨이 되어, 스위치 소자(Q2)에 게이트 신호(Vg2)가 온 신호로서 입력된다.
다음에 이와 같이 동작하는 승강압 컨버터(13b)의 동작을 이하에서 상세하게 설명한다. 또한 더 일반적인 설명으로 하기 위하여 2개의 출력 중에서 출력전압이 높은 쪽(도1에서는 24V 출력)을 Vo1로 하고, 출력전압이 낮은 쪽(도1에서는 12V 출력)을 Vo2로 하여 설명한다. 상기한 바와 같이 스위치 소자(Q21)와 스위치 소자(Q2)는 일정한 듀티비(duty ratio)에 의하여 교대로 온·오프를 반복한다. 또한 이 듀티비는 저항(R24)과 저항(R25)의 비율에 의하여 임의의 값으로 설정할 수 있다. 이 듀티비는, Don = (Vo2 / Vo1)이 되도록 설정하면 더 효과적이고, 예를 들면 출력전압이 24V와 12V인 경우에 12V / 24V = 50%가 되도록 저항(R24, R25)을 설정한다. 이와 같이 스위치 소자(Q21)와 스위치 소자(Q2)는 Don = (Vo2 / Vo1)에 의하여 온·오프를 반복하고 있는 것으로 한다.
이하, 비안정화 출력인 Vo2의 출력전압에 의하여 3개의 상태로 나누어서 설명한다. 또 스위치 소자(Q21, Q2) 및 다이오드(D1, D2)에 발생하는 전압강하는 출력전압(Vo1, Vo2)에 비하여 매우 작으므로, 설명을 간략하게 하기 위하여 무시하고 설명한다.
우선 비안정화 출력인 출력(Vo2)이 정격출력전압(도1에서는 12V)이 되는 부하조건인 경우의 동작에 대하여 설명한다.
스위치 소자(Q21)가 온 상태이고, 스위치 소자(Q2)가 오프 상태인 때에, 리액터(L1)에는 출력(Vo1)과 출력(Vo2)의 전압의 차이 즉 (Vo1 - Vo2)가 인가된다. 승강압 컨버터(13b)의 스위칭 주파수의 1주기를 T라고 하면, 이 때에 리액터(L1)의 전류 리플(IL1)은,
IL1 = {(Vo1 - Vo2) / L1} × T × (Vo2 / Vo1) …… (1)
이 된다.
다음에 스위치 소자(Q21)가 오프 상태이고, 스위치 소자(Q2)가 온 상태일 때에, 리액터(L1)에는 출력(Vo2)의 전압이 발생한다. 이 때의 리액터(L1)의 전류 리플(IL1')은
IL1' = (Vo2 / L1) × T × {1 - (Vo2 / Vo1)} …… (2)
가 된다.
(1)식, (2)식을 정리하면, 이들 2개의 식은 동일한 식이 된다. 즉 스위치 소자(Q21)가 온 상태이고 스위치 소자(Q2)가 오프 상태일 때와, 스위치 소자(Q21)가 오프 상태이고 스위치 소자(Q2)가 온 상태일 때에 있어서의 리액터(L1)의 전류 리플이 동일하여, 출력(Vo1)과 출력(Vo2)의 사이에서 평균하면 전력의 이동이 없다고 말할 수 있다.
도10은, 비안정화 출력인 출력(Vo2)의 출력전압이 정격출력전압인 경우의 승강압 컨버터(13b)의 동작파형을 나타내는 도면이다. 도10에 나타나 있는 바와 같이 리액터(L1)의 전류는 0A를 중심으로 Vo2 방향과 Vo1 방향을 오고 가서, 그 평균전류는 0A가 된다.
다음에 비안정화 출력인 출력(Vo2)이 정격출력전압(Vo2)보다 낮은 전압(Vo2a)이 되는 부하조건인 경우의 동작에 대하여 설명한다.
스위치 소자(Q21)가 온 상태이고, 스위치 소자(Q2)가 오프 상태일 때에, 리액터(L1)에는 출력(Vo1)과 출력(Vo2)의 전압 차이 즉 (Vo1 - Vo2a)가 인가된다. 이 때의 리액터(L1)의 전류 리플(IL1a)은,
IL1a = {(Vo1 - Vo2a) / L1} × T × (Vo2 / Vo1) …… (3)
이 된다.
다음에 스위치 소자(Q21)가 오프 상태이고, 스위치 소자(Q2)가 온 상태일 때에, 리액터(L1)에는 출력전압(Vo2a)이 발생한다. 이 때의 리액터(L1)의 전류 리플(IL1a')은,
IL1a' = (Vo2a / L1) × T × {1 - (Vo2 / Vo1)} …… (4)
가 된다.
[0061]여기에서 (3)식을 변형하여 (4)식에 대입하여 정리하면,
T / L1 = IL1a × Vo1 / {Vo2 × (Vo1 - Vo2a)} …… (3')
IL1a' = IL1a × {Vo2a × (Vo1 - Vo2)} / {Vo2 × (Vo1 - Vo2a)} …… (4')
가 되고, Vo2 > Vo2a이고, (4')식의 우변은, 분자가 작고 분모가 커지게 되기 때문에 IL1a > IL1a'가 성립한다.
즉 스위치 소자(Q21)가 온 상태이고 스위치 소자(Q2)가 오프 상태일 때에 있어서의 리액터(L1)의 전류 리플이, 스위치 소자(Q21)가 오프 상태이고 스위치 소자(Q2)가 온 상태일 때에 있어서의 리액터(L1)의 전류 리플보다 커지게 되어, 출력(Vo1)으로부터 출력(Vo2)으로 전력을 공급하는 방향으로 리액터(L1)의 전류가 변화된다.
도11은, 비안정화 출력인 출력(Vo2)의 출력전압이 정격출력전압보다 낮은 경우에 있어서의 승강압 컨버터(13b)의 동작파형을 나타내는 도면이다. 도11에 나타나 있는 바와 같이 리액터(L1)의 전류는 출력(Vo1)으로부터 출력(Vo2)으로 전력을 공급하는 방향으로 기울어져 온다.
시간(t2)에서의 출력(Vo2)은 Vo2a 전압값에 있고, 출력(Vo2)은 출력(Vo1)으로부터의 전력의 공급에 의하여 출력전압이 상승하여, 정격출력전압인 Vo2에 근접한 시간(t3)일 때에, 리액터(L1)의 전류 리플(IL1a)과 전류 리플(IL1a')이 균형을 이루어서 안정동작이 된다. 또한 도2에 나타나 있는 바와 같이 출력(Vo2)이 정격출력전압보다 저하하는 부하조건은 안정화 출력인 Vo1이 경부하 혹은 무부하 상태일 때이지만, 본 발명의 승강압 컨버터(13b)의 동작에 의하여 비안정화 출력(Vo2)에 공급되는 전력은, 안정화 출력(Vo1)에서 보면 부하로서 작용하기 때문에 크로스 레귤레이션 특성을 더 개선하는 방향으로 기능을 한다.
다음에 비안정화 출력인 출력(Vo2)이 정격출력전압(Vo2)보다 높은 전압(Vo2b)이 되는 부하조건인 경우의 동작에 대하여 설명한다.
스위치 소자(Q21)가 온 상태이고, 스위치 소자(Q2)가 오프 상태일 때에, 리액터(L1)에는 출력(Vo1)과 출력(Vo2)의 전압 차이 즉 (Vo1 - Vo2b)가 인가된다. 이 때의 리액터(L1)의 전류 리플(IL1b)은,
IL1b = {(Vo1 - Vo2b) / L1} × T × (Vo2 / Vo1) …… (5)
가 된다.
다음에 스위치 소자(Q21)가 오프 상태이고, 스위치 소자(Q2)가 온 상태일 때에, 리액터(L1)에는 출력(Vo2b)의 전압이 발생한다. 이 때의 리액터(L1)의 전류 리플(IL1b')은,
IL1b' = (Vo2b / L1) × T × {1 - (Vo2 / Vo1)} …… (6)
이 된다.
여기에서 (5)식을 변형하여 (6)식에 대입하여 정리하면,
T / L1 = IL1b × Vo1 / {Vo2 × (Vo1 - Vo2b)} …… (5')
IL1b' = IL1b × {Vo2b × (Vo1 - Vo2)} / {Vo2 × (Vo1 - Vo2b)} … (6')
가 되고, Vo2 < Vo2b이며, (5')식의 우변은, 분자가 크고 분모가 작아지기 때문에 IL1b < IL1b'가 성립한다.
즉 스위치 소자(Q21)가 온 상태이고 스위치 소자(Q2)가 오프 상태일 때에 있어서의 리액터(L1)의 전류 리플이, 스위치 소자(Q21)가 오프 상태이고 스위치 소자(Q2)가 온 상태일 때에 있어서의 리액터(L1)의 전류 리플보다 작아지게 되어, 출력(Vo2)으로부터 출력(Vo1)으로 전력을 공급하는 방향으로 리액터(L1)의 전류가 변화된다.
도12는, 비안정화 출력인 출력(Vo2)의 출력전압이 정격출력전압보다 높은 경우에 있어서의 승강압 컨버터(13b)의 동작파형을 나타내는 도면이다. 도12에 나타나 있는 바와 같이 리액터(L1)의 전류는 출력(Vo2)으로부터 출력(Vo1)으로 전력을 공급하는 방향으로 기울어져서 온다.
시간(t4)의 출력(Vo2)은 Vo2b 전압값에 있고, 출력(Vo2)은 출력(Vo1)으로의 전력의 공급에 의하여 출력전압이 저하되어, 정격출력전압인 Vo2에 근접한 시간(t5)일 때에 리액터(L1)의 전류 리플(IL1b)과 전류 리플(IL1b')이 균형을 이루어서 안정동작이 된다. 또한 출력(Vo2)이 정격출력전압보다 상승하는 부하조건은, 안정화 출력인 Vo1의 부하가 큰 만큼 현저하게 나타나지만, 본 발명의 승강압 컨버터(13b)의 동작에 의하여 비안정화 출력(Vo2)으로부터 안정화 출력(Vo1)으로 전력이 공급됨으로써 2차권선(S1)으로부터 안정화 출력(Vo1)으로 공급되는 전력은 경감되기 때문에, 크로스 레귤레이션 특성을 더 개선하는 방향으로 기능을 한다.
(실시예3)
다음에 본 발명의 실시예3에 대하여 설명한다. 도13은 본 발명의 실시예3에 관한 승강압 컨버터(13c) 및 그 승강압 컨버터(13c)에 있어서 스위치 소자(Q21), 스위치 소자(Q2)의 온·오프를 제어하고 있는 2차측 제어회로(5c)의 더 상세한 구성을 나타내는 도면이다. 도13에 있어서, 점선 프레임으로 나타나 있는 부분이 2차측 제어회로(5c)를 나타내고 있다.
2차측 제어회로(5c)는, 도8의 실시예2에 있어서의 2차측 제어회로(5b)의 저항(R24, R25)이 저항(R36, R37), 연산증폭기(OP31)로 치환된 구성으로 되어 있다.
비안정화 출력인 Vo2의 양단에는 저항(R36, R37)이 직렬로 접속되어 있다. 따라서 저항(R36)과 저항(R37)의 접속점의 전압은, 출력(Vo2)의 전압을 R36 : R37의 비에 의하여 분압한 전압이 된다. 그리고 저항(R36)과 저항(R37)의 접속점은 연산증폭기(OP31)의 반전입력단자에 접속되어 있다.
연산증폭기(OP31)의 비반전입력단자에는 기준전압인 Vref3이 접속되어 있다. 그리고 연산증폭기(OP31)는, 저항(R36)과 저항(R37)의 접속점의 전압과 기준전압(Vref3)을 비교한 오차신호를 전압(Vadj-a)으로서 출력하여, 비교기(CP1)의 비반전입력단자와, 비교기(CP2)의 반전입력단자에 입력한다. 그 이외의 구성은 도8에 나타나 있는 본 발명의 실시예2의 2차측 제어회로(5b)와 동일한 구성이기 때문에 이에 대한 설명은 생략한다.
2차측 제어회로(5c)의 동작을 이하에서 상세하게 설명한다.
도13에 나타나 있는 바와 같이 연산증폭기(OP31)는 비안정화 출력(Vo2)의 전압을 저항(R36, R37)에 의하여 분압한 전압과, 기준전압(Vref3)과의 오차신호를 전압(Vadj-a)으로서 출력한다. 이 전압은 비교기(CP1)의 비반전입력단자와, 비교기(CP2)의 반전입력단자에 입력되어, 삼각파 발신기(OSC)로부터 입력된 삼각파 신호와 비교된다. 실시예2와 마찬가지로 스위치 소자(Q21)와 스위치 소자(Q2)는 전압(Vadj-a)의 전압에 따른 듀티비에 의하여 교대로 온·오프를 반복한다. 전압(Vadj-a)은 저항(R36)과 저항(R37)의 접속점의 전압이 기준전압(Vref3)보다 높아지면 저하하고, 낮아지면 상승한다. 즉 비안정화 출력(Vo2)이 상승하면 스위치 소자(Q21)의 온 듀티가 좁아지고, 비안정화 출력(Vo1)이 저하하면 스위치 소자(Q21)의 온 듀티가 넓어진다.
도8에 나타나 있는 실시예2의 2차측 제어회로에서는, 스위치 소자(Q21)와 스위치 소자(Q2)의 듀티비는 일정하게 되어 있었다. 그러나 실제에 있어서는 승강압 컨버터(13)에 흐르는 전류에 의하여 스위치 소자(Q21, Q2), 다이오드(D1, D2)의 전압강하가 발생하기 때문에, 각 스위치 소자의 온 기간에 리액터(L1)에 발생하는 전압이 달라진다. 또한 스위치 소자(Q21)와 스위치 소자(Q2)의 온·오프의 절환 시에는, 양방의 소자가 동시에 온이 되는 것을 방지하기 위하여 일반적으로는 양방의 소자가 오프가 되는 기간이 존재한다. 이 때문에 실시예2의 방법에서는, 예를 들면 5% 등의 전압정밀도 내에서 크로스 레귤레이션 특성을 개선하는 것은 가능하지만, 스위치 소자(Q21)와 스위치 소자(Q2)의 듀티비에 의하여 설정한 정격출력전압으로 완전하게 제어할 수는 없다. 그러나 도13의 실시예3에 의하면, 비안정화 출력인 Vo2의 전압을 검출하여 스위치 소자(Q21)와 스위치 소자(Q2)의 듀티비를 제어하기 때문에, 더 고정밀도의 크로스 레귤레이션 특성을 얻을 수 있다.
(실시예4)
도14는, 본 발명의 실시예4를 나타낸 것이다. 도14에 나타나 있는 본 발명의 실시예4에 있어서의 승강압 컨버터(13d)의 회로구성은, 도13에 나타나 있는 본 발명의 실시예3에 있어서의 승강압 컨버터(13c)의 회로구성에 대하여, 2차측 제어회로(5c)의 기준전압(Vref3)을 대신하여 출력전압(Vo1)의 양단에 직렬로 접속된 저항(R48, R49)의 접속점이 연산증폭기(OP31)의 비반전입력단자에 접속되어 있는 2차측 제어회로(5d)로 되어 있다. 그 이외에는 완전히 동일한 구성이다.
출력전압(Vo1)과 출력전압(Vo2)의 관계는, 2차권선(S1)과 2차권선(S1 + S2)의 권수비(卷數比)의 배의 전압이 되는 것이 이상적이다. 이 때문에 안정화 출력(Vo1)의 전압이, 전압검출기(6)의 검출정밀도의 오차나 과부하상태에 있어서의 출력전압의 하락 등에 의하여 변동되었을 경우에, 2차권선(S1)에 발생하는 전압도 이것에 비례하여 변동된다. 이 때문에 승강압 컨버터(13d)의 제어전압(연산증폭기(OP31)의 비반전입력단자에 입력하는 전압)도 출력(Vo1)의 변동에 따라 변화시킴으로써 승강압 컨버터(13d)가 취급하는 전력을 작게 억제할 수 있다.
도14에 나타나 있는 본 발명의 실시예4에 있어서의 2차측 제어회로(5d)의 연산증폭기(OP31)에는, 안정화 출력(Vo1)의 출력전압을 저항(R48)과 저항(R49)에 의하여 분압한 전압과, 비안정화 출력(Vo2)의 전압을 저항(R36)과 저항(R37)에 의하여 분압한 전압이 입력되고, 이들 2개 전압의 오차신호를 전압(Vadj-b)으로서 출력한다. 즉 안정화 출력(Vo1)의 출력전압이 변동하였을 경우에 2차측 제어회로(5d)의 제어전압도 변동하는 구성으로 되어 있다. R37 = R49 = r이라고 하였을 경우에, 저항(R36)과 저항(R48)의 관계를 트랜스(T1)의 2차권선의 권수비(S1 : S2)로부터 구하면,
R48 = {S1 × R36 + (S1 - S2) × r} / S2
로 함으로써 2차권선(S1)과 2차권선(S2)의 권수비와 동일한 비율로 출력전압(Vo1)과 출력전압(Vo2)을 제어할 수 있다.
(실시예5)
다음에 본 발명의 실시예5에 대하여 설명한다.
상기 본 발명의 실시예는, 도1 등에 나타나 있는 바와 같이 출력(Vo1)과 출력(Vo2)의 사이에, 스위치 소자(Q21), 스위치 소자(Q2), 리액터(L1), 2차측 제어회로(5a∼5d) 등으로 이루어지는 승강압 컨버터(13a∼13d)가 접속된 구성이고, 이것은 종래부터 일반적으로 사용되고 있는 강압 초퍼(降壓 chopper)와 동일한 회로구성으로 되어 있다.
종래의 강압 초퍼는 출력전압이 높은 측의 출력(Vo1)을 강압하여 출력(Vo2)으로 전체 전력을 출력하기 때문에, 출력(Vo2)의 전력이 큰 경우에 강압 초퍼에서의 전력손실이 커지게 되어 고가의 스위치 소자나 리액터가 필요하게 된다. 이에 대하여 상기 실시예1∼4의 승강압 컨버터(13a∼13d)는, 비안정화 출력의 전력 과부족분만을 전력변환하기 때문에, 취급하는 전력은 매우 작아서 저렴한 스위치 소자나 리액터를 사용할 수 있다.
그러나 과부하 등의 이상상태가 된 경우에 비안정화 출력을 설정전압으로 제어하고자 하였을 경우에, 승강압 컨버터(13a∼13d)에 흐르지 않으면 안 되는 전류가 증대되어, 스위치 소자의 파손 등을 야기할 우려가 있다.
도15는 상기한 문제를 해결하기 위한 본 발명의 실시예5이다. 도15에 나타나 있는 본 발명의 실시예5는, 도14에 나타나 있는 실시예4에 대하여, 승강압 컨버터(13e)의 리액터(L1)와 콘덴서(C2)의 사이에 전류검출저항(電流檢出抵抗)(R56)이 삽입되어, 2차측 제어회로(5e)의 구성이 다르게 되어 있다.
저항(R56)과 콘덴서(C2)의 접속점과 GND 단자의 사이에는 저항(R51, R52, R53)이 직렬로 접속되어 있고, 저항(R51)과 저항(R52)의 접속점은 비교기(CP1)의 반전입력단자에 전압(Va)으로서 입력되어 있고, 저항(R52)과 저항(R53)의 접속점은 비교기(CP2)의 비반전입력단자에 전압(Vb)으로서 입력되어 있다. 리액터(L1)와 저항(R56)의 접속점과 GND 단자의 사이에는 저항(R54)과 저항(R55)이 직렬로 접속되어 있고, 저항(R54)과 저항(R55)의 접속점은 비교기(CP1)의 비반전입력단자와, 비교기(CP2)의 반전입력단자에 전압(Vc)으로서 입력되어 있다.
비교기(CP1)의 출력단자는 상승 엣지에서 상태천이하는 RS플립플롭(FF)의 리셋입력단자(R)에 접속되어 있고, 비교기(CP2)의 출력단자는 RS플립플롭(FF)의 세트입력단자(S)에 입력되어 있다. RS플립플롭(FF)의 출력(Q)은 신호를 레벨 시프트 하는 드라이버(Hdr)를 통하여 스위치 소자(Q21)의 게이트 단자에 접속되어 있고, 출력(-Q)은 스위치 소자(Q2)의 게이트 단자에 접속되어 있다.
도14에 나타나 있는 실시예4와 마찬가지로 출력전압(Vo2)은 저항(R36, R37)에 의하여 분압되어 연산증폭기(OP31)의 반전입력단자에 접속되어 있고, 출력전압(Vo1)은 저항(R48, R49)에 의하여 분압되어 연산증폭기(OP31)의 비반전입력단자에 접속되어 있다. 그리고 연산증폭기(OP31)의 출력단자는 직렬로 접속된 저항(R50)과 다이오드(D7)를 통하여 저항(R51)과 저항(R52)의 접속점에 접속되어 있다. 다이오드(D7)는 애노드 단자가 저항(R51)과 저항(R52)의 접속점에 접속되는 방향으로 되어 있다.
이하, 2차측 제어회로(5e)의 상세한 동작에 대하여 설명한다.
도16은 승강압 컨버터(5e)의 동작파형을 나타낸 것이다.
저항(R51)과 저항(R52)의 접속점의 전압(Va)은 출력전압(Vo2)을 (R51) : (R52 + R53)의 비에 의하여 분압한 전압이 되고, 저항(R52)과 저항(R53)의 접속점의 전압(Vb)은 출력전압(Vo2)을 (R52 + R53) : (R51)의 비에 의하여 분압한 전압으로, 전압(Va)보다 낮은 전압이 된다. 또 저항(R54)과 저항(R55)의 접속점의 전압(Vc)은 리액터(L1)와 저항(R56)의 접속점과 GND 단자 사이의 전압을, R54 : R55의 비에 의하여 분압한 전압이 된다. 저항(R51∼R55)의 저항값은, 저항(R56)의 전압강하가 없고 저항(R51)과 저항(R52)의 접속점에 다이오드(D7)가 접속되어 있지 않은 경우에, 전압(Vc)이 전압(Va)보다 수 100mV 정도 낮은 저항값으로 설정되어 있는 것으로 한다.
우선 비안정화 출력(Vo2)이 설정전압인 Vo2보다 낮은 경우(도16의 기간1)에 연산증폭기(OP31)의 출력은 하이 레벨이 된다. 연산증폭기(OP31)의 출력단자와 저항(R51, R52)의 접속점 사이에는 다이오드(D7)가 접속되어 있기 때문에, 저항(R51)과 저항(R52)의 접속점의 전압(Va) 및 저항(R52)과 저항(R53)의 접속점의 전압(Vb)으로의 영향은 없다. 이 때문에 상기한 바와 같이 저항(R56)의 전압강하가 없는 경우에는, 전압(Vc)이 전압(Va)보다 낮은 상태에 있다.
스위치 소자(Q21)가 온 상태인 경우에, 리액터(L1)에는 출력(Vo1)으로부터 출력(Vo2)의 방향으로 전류가 흘러서 저항(R56)에 전압강하가 발생하고, 이에 따라 전압(Vc)도 상승한다. 전압(Vc)이 전압(Va)에 도달하면 비교기(CP1)의 출력이 하이가 되어, RS플립플롭(FF)의 출력이 반전되어 스위치 소자(Q21)가 오프로 절환되고, 스위치 소자(Q2)가 온으로 절환된다. 스위치 소자(Q21)가 오프 되면, 리액터(L1)의 전류는 스위치 소자(Q2)를 통과하여 출력(Vo2)으로 방출되어, 리액터(L1)의 전류는 서서히 감소하여 간다. 이에 따라 저항(R56)의 전압강하도 감소되어, 전압(Vc)도 내려간다. 전압(Vc)이 전압(Vb)까지 저하되면, 비교기(CP2)의 출력이 하이가 되어, RS플립플롭(FF)의 출력이 반전되어 스위치 소자(Q2)가 오프로 절환되고, 스위치 소자(Q21)가 다시 온으로 절환된다.
이상과 같이 승강압 컨버터(13e)는 스위치 소자(Q21)의 온 기간에 리액터(L1)에 흐르는 전류의 피크값과, 스위치 소자(Q2)의 온 기간에 리액터(L1)에 흐르는 전류의 피크값에 의하여 스위치 소자(Q21), 스위치 소자(Q2)의 온 기간을 결정함으로써 도14의 실시예4와 마찬가지로 안정화 출력(Vo1)으로부터 비안정화 출력(Vo2)으로 부족전력을 공급하는 강압 컨버터의 동작을 실현할 수 있다. 또한 저항(R51∼R55) 및 전류검출용의 저항(R56)의 저항값에 의하여 출력(Vo1)으로부터 출력(Vo2)으로 흐르는 전류의 최대값을 제한할 수 있기 때문에, 과부하 시 등에서도 승강압 컨버터(13e)에 과대한 전류가 흐르는 경우가 없어 저렴한 스위칭 소자 등을 사용할 수 있다.
다음에 비안정화 출력(Vo2)이 설정전압인 Vo2보다 높은 경우(도16의 기간3)에 연산증폭기(OP31)의 출력은 로 레벨이 된다. 연산증폭기(OP31)의 출력이 로 레벨이 되면, 저항(R50)과 다이오드(D7)를 통하여 저항(R51, R52)의 접속점으로부터 전류가 흐른다. 저항(R51)과 저항(R52)의 접속점으로부터 연산증폭기(OP31)로 전류가 흐름으로써 저항(R51)과 저항(R52)의 접속점의 전압(Va) 및 저항(R52)과 저항(R53)의 접속점의 전압(Vb)은 저하된다. 저항(R50)은, 이 상태에 있어서, 저항(R56)의 전압강하가 없는 경우에 전압(Vb)이 전압(Vc)보다 수 100mV 정도 낮은 저항값으로 설정되어 있는 것으로 한다.
스위치 소자(Q2)가 온 상태인 경우에, 리액터(L1)에는 출력(Vo2)의 전압이 인가되어, 콘덴서(C2)로부터 리액터(L1)의 방향으로 전류가 흐른다. 이 전류에 의하여 저항(R56)에 전압강하가 발생하여, 전압(Vc)이 저하된다. 전압(Vc)이 전압(Vb)에 도달하면 비교기(CP2)의 출력이 하이 레벨이 되어, RS플립플롭(FF)의 출력이 반전되어 스위치 소자(Q2)가 오프로 절환되고, 스위치 소자(Q21)가 온으로 절환된다. 스위치 소자(Q2)가 오프 되면, 리액터(L1)의 전류는 스위치 소자(Q21)를 통과하여 출력(Vo2)으로부터 출력(Vo1)으로 방출되어, 리액터(L1)의 전류는 서서히 감소되어 간다. 이에 따라 저항(R56)의 전압강하도 감소되어, 전압(Vc)은 상승되어 간다. 전압(Vc)이 전압(Va)에 도달하면, 비교기(CP1)의 출력이 하이 레벨이 되어, RS플립플롭(FF)의 출력이 반전되어 스위치 소자(Q21)가 오프로 절환되고, 스위치 소자(Q2)가 다시 온으로 절환된다.
이상과 같이 승강압 컨버터(13e)는 스위치 소자(Q2)의 온 기간에 리액터(L1)에 흐르는 전류의 피크값과, 스위치 소자(Q21)의 온 기간에 리액터(L1)에 흐르는 전류의 피크값에 의하여 스위치 소자(Q21), 스위치 소자(Q2)의 온 기간을 결정함으로써 도14의 실시예4와 마찬가지로 안정화 출력(Vo2)으로부터 비안정화 출력(Vo1)으로 과잉전력을 방출하는 승압 컨버터의 동작을 실현할 수 있다. 또한 저항(R51∼R55) 및 저항(R50), 전류검출용의 저항(R56)의 저항값에 의하여 스위치 소자(Q2)의 온 기간에 출력(Vo2)으로부터 리액터(L1)에 흐르는 전류의 최대값을 제한할 수 있기 때문에, 과부하 시 등에서도 승강압 컨버터(13e)에 과대한 전류가 흐르는 경우가 없어, 저렴한 스위칭 소자 등을 사용할 수 있다.
비안정화 출력(Vo2)이 설정전압인 Vo2인 경우(도16의 기간2)에 출력(Vo2)에 전력의 과부족이 없기 때문에, 연산증폭기(OP31)에 의하여 리액터(L1)에 흐르는 전류가 0A가 되는 전압(Va) 및 전압(Vb)으로 제어된다.
이상, 본 발명의 상기 실시예에 의하면, 비안정화 출력의 전압이 강하 혹은 상승하였을 때에, 승강압 컨버터(13a∼13e)에 의하여 안정화 출력측과 비안정화 출력에 의하여 전력의 부족분 혹은 과잉분을 주고 받도록 하였기 때문에, 종래기술과 같은 전력의 손실을 따르지 않고 전력효율이 좋은 스위칭 전원장치를 얻을 수 있다.
또한 본 발명의 상기 실시예에 의하면, 안정화 출력의 전압과 비안정화 출력의 전압과의 대소관계가 제약되지 않는다. 즉 (안정화 출력의 전압) > (비안정화 출력의 전압)인 관계 혹은 (안정화 출력의 전압) < (비안정화 출력의 전압)인 관계에서만 동작하지 않는 것과 같은 제약을 발생시키지 않는다. 따라서 또한 24V 출력을 안정화 출력으로 하고, 12V 출력을 비안정화 출력으로 하였지만, 그 관계가 역으로 되더라도 동일한 효과가 얻어진다.
또한 본 실시예에 의하면, 정적(靜的)인 부하는 물론 다이나믹 부하변동에 대해서도 안정화 출력의 과도적인 전압변동을 억제하여 비안정화 출력의 출력전압을 안정화 시켜서, 비안정화 출력의 전압정밀도를 높이는 효과가 있다.
또한 본 발명의 실시예5에 의하면, 승강압 컨버터(13e)에 흐르는 전류를 제한하는 것도 가능하여, 보다 저렴한 스위칭 소자, 리액터로 구성할 수 있다.
이상, 본 발명을 구체적인 실시예에 의하여 설명하였지만, 이들 실시예는 예시이며, 본 발명은 이들 실시예에 한정되지 않는다는 것은 말할 필요도 없다.
1 : 스위칭 전원장치
2 : 교류전원
3 : 전파정류 브릿지
4 : 1차측 제어회로
5a∼5e : 2차측 제어회로
6 : 전압검출기
11, 12 : 정류평활회로
13a∼13e : 승강압 컨버터
T1 : 트랜스
P1 : 트랜스(T1)의 1차권선
S1, S2 : 트랜스(T1)의 2차권선
P2 : 트랜스(T1)의 3차권선
R1∼R10 : 저항
R24, R25, R36, R37, R48, R49, R50∼R56 : 저항
C1∼C7, C9 : 콘덴서
L1 : 리액터
D1∼D7 : 다이오드
Q1, Q2, Q21 : 스위치 소자
Q3 : MOSFET
PC : 포토커플러
TM1, TM2 : 입력단자
TM3 : 24V 출력단자
TM4 : 12V 출력단자
GND : GND 단자
GND1, GND2 : 접지전위
Ld1, Ld2 : 부하
OSC : 삼각파 발진기
OP1, OP2, OP31 : 연산증폭기(OP AMP)
CP1, CP2 : 비교기(comparator)
Vop1 : 연산증폭기(OP1)의 출력
Vop2 : 연산증폭기(OP2)의 출력
Vg1 : 스위치 소자(Q1)의 게이트 신호
Vg2 : 스위치 소자(Q2)의 게이트 신호
Vg21 : 스위치 소자(Q21)의 게이트 신호
Vref1∼Vref3 : 기준전압
FF : RS플립플롭
Hdr : 드라이버
2 : 교류전원
3 : 전파정류 브릿지
4 : 1차측 제어회로
5a∼5e : 2차측 제어회로
6 : 전압검출기
11, 12 : 정류평활회로
13a∼13e : 승강압 컨버터
T1 : 트랜스
P1 : 트랜스(T1)의 1차권선
S1, S2 : 트랜스(T1)의 2차권선
P2 : 트랜스(T1)의 3차권선
R1∼R10 : 저항
R24, R25, R36, R37, R48, R49, R50∼R56 : 저항
C1∼C7, C9 : 콘덴서
L1 : 리액터
D1∼D7 : 다이오드
Q1, Q2, Q21 : 스위치 소자
Q3 : MOSFET
PC : 포토커플러
TM1, TM2 : 입력단자
TM3 : 24V 출력단자
TM4 : 12V 출력단자
GND : GND 단자
GND1, GND2 : 접지전위
Ld1, Ld2 : 부하
OSC : 삼각파 발진기
OP1, OP2, OP31 : 연산증폭기(OP AMP)
CP1, CP2 : 비교기(comparator)
Vop1 : 연산증폭기(OP1)의 출력
Vop2 : 연산증폭기(OP2)의 출력
Vg1 : 스위치 소자(Q1)의 게이트 신호
Vg2 : 스위치 소자(Q2)의 게이트 신호
Vg21 : 스위치 소자(Q21)의 게이트 신호
Vref1∼Vref3 : 기준전압
FF : RS플립플롭
Hdr : 드라이버
Claims (8)
1차측에 입력된 교류전원을 2차측의 복수의 직류전원으로 변환하여 출력하는 스위칭 전원장치(switching 電源裝置)에 있어서,
상기 복수의 직류전원 중에서 1개의 직류전원은, 그 출력전압을 1차측으로 피드백(feedback) 하여 안정화 하는 전압안정화 수단을 구비한 안정화 출력(安定化 出力)이고,
상기 복수의 직류전원 중에서 나머지 다른 직류전원은, 그 출력전압을 1차측으로 피드백 하는 전압안정화 수단을 구비하지 않는 비안정화 출력(非安定化 出力)이고,
상기 비안정화 출력의 출력전압이 제1소정전압을 하회하였을 때에 상기 안정화 출력으로부터 전력을 공급하고, 상기 비안정화 출력의 출력전압이 제2소정전압을 상회하였을 때에 상기 비안정화 출력으로부터 상기 안정화 출력으로 전력을 회생(回生)하는 컨버터(converter)를 구비하는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원장치.
상기 복수의 직류전원 중에서 1개의 직류전원은, 그 출력전압을 1차측으로 피드백(feedback) 하여 안정화 하는 전압안정화 수단을 구비한 안정화 출력(安定化 出力)이고,
상기 복수의 직류전원 중에서 나머지 다른 직류전원은, 그 출력전압을 1차측으로 피드백 하는 전압안정화 수단을 구비하지 않는 비안정화 출력(非安定化 出力)이고,
상기 비안정화 출력의 출력전압이 제1소정전압을 하회하였을 때에 상기 안정화 출력으로부터 전력을 공급하고, 상기 비안정화 출력의 출력전압이 제2소정전압을 상회하였을 때에 상기 비안정화 출력으로부터 상기 안정화 출력으로 전력을 회생(回生)하는 컨버터(converter)를 구비하는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원장치.
제1항에 있어서,
상기 컨버터는, 승압 컨버터(昇壓 converter) 기능과 강압 컨버터(降壓 converter) 기능을 구비하는 승강압 컨버터(昇降壓 converter)이고 또한 상기 안정화 출력의 출력전압은 상기 비안정화 출력의 출력전압보다 높게 설정되고,
상기 승강압 컨버터는,
상기 비안정화 출력의 출력전압이 상기 제1소정전압을 하회하였을 때에 강압 컨버터 기능에 의하여 상기 안정화 출력의 출력전압을 강압하여 상기 비안정화 출력으로 전력을 공급하고,
상기 비안정화 출력의 출력전압이 상기 제2소정전압을 상회하였을 때에 승압 컨버터 기능에 의하여 상기 비안정화 출력의 출력전압을 승압하여 상기 안정화 출력으로 전력을 회생하는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원장치.
상기 컨버터는, 승압 컨버터(昇壓 converter) 기능과 강압 컨버터(降壓 converter) 기능을 구비하는 승강압 컨버터(昇降壓 converter)이고 또한 상기 안정화 출력의 출력전압은 상기 비안정화 출력의 출력전압보다 높게 설정되고,
상기 승강압 컨버터는,
상기 비안정화 출력의 출력전압이 상기 제1소정전압을 하회하였을 때에 강압 컨버터 기능에 의하여 상기 안정화 출력의 출력전압을 강압하여 상기 비안정화 출력으로 전력을 공급하고,
상기 비안정화 출력의 출력전압이 상기 제2소정전압을 상회하였을 때에 승압 컨버터 기능에 의하여 상기 비안정화 출력의 출력전압을 승압하여 상기 안정화 출력으로 전력을 회생하는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원장치.
제1항 또는 제2항에 있어서,
상기 제1소정전압과 상기 제2소정전압은, 상기 비안정화 출력의 출력전압정밀도가 소정의 정밀도가 되도록 정한 전압정밀도 범위 내에 설정되고 또한 상기 제2소정전압은 상기 제1소정전압에 대하여 소정의 전위차(電位差)에 의하여 높게 설정되어 있는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원장치.
상기 제1소정전압과 상기 제2소정전압은, 상기 비안정화 출력의 출력전압정밀도가 소정의 정밀도가 되도록 정한 전압정밀도 범위 내에 설정되고 또한 상기 제2소정전압은 상기 제1소정전압에 대하여 소정의 전위차(電位差)에 의하여 높게 설정되어 있는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원장치.
1차측에 입력된 교류전원을 2차측의 복수의 직류전원으로 변환하여 출력하는 스위칭 전원장치에 있어서,
상기 복수의 직류전원 중에서 1개의 직류전원은, 그 출력전압을 1차측으로 피드백 하여 안정화 하는 전압안정화 수단을 구비한 안정화 출력이고, 상기 복수의 직류전원 중에서 나머지 다른 직류전원은, 그 출력전압을 1차측으로 피드백 하는 전압안정화 수단을 구비하지 않는 비안정화 출력이며, 상기 안정화 출력과 상기 비안정화 출력의 사이에는, 교대로 온·오프(on·off)를 반복하는 제1스위치 소자, 제2스위치 소자 및 리액터를 구비하는 승강압 컨버터가 접속되고, 상기 승강압 컨버터는 상기 비안정화 출력의 출력전압에 따라 상기 안정출력과 상기 비안정출력 사이에서 전력의 수수(授受)를 절환(切換)하는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원장치.
상기 복수의 직류전원 중에서 1개의 직류전원은, 그 출력전압을 1차측으로 피드백 하여 안정화 하는 전압안정화 수단을 구비한 안정화 출력이고, 상기 복수의 직류전원 중에서 나머지 다른 직류전원은, 그 출력전압을 1차측으로 피드백 하는 전압안정화 수단을 구비하지 않는 비안정화 출력이며, 상기 안정화 출력과 상기 비안정화 출력의 사이에는, 교대로 온·오프(on·off)를 반복하는 제1스위치 소자, 제2스위치 소자 및 리액터를 구비하는 승강압 컨버터가 접속되고, 상기 승강압 컨버터는 상기 비안정화 출력의 출력전압에 따라 상기 안정출력과 상기 비안정출력 사이에서 전력의 수수(授受)를 절환(切換)하는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원장치.
제4항에 있어서,
상기 승강압 컨버터는, 상기 안정화 출력의 출력전압과, 상기 비안정화 출력의 출력전압의 비(比)에 대응한 일정한 듀티비(duty ratio)에 의하여 상기 제1스위치 소자, 제2스위치 소자를 온·오프 시키는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원장치.
상기 승강압 컨버터는, 상기 안정화 출력의 출력전압과, 상기 비안정화 출력의 출력전압의 비(比)에 대응한 일정한 듀티비(duty ratio)에 의하여 상기 제1스위치 소자, 제2스위치 소자를 온·오프 시키는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원장치.
제4항에 있어서,
상기 승강압 컨버터는, 상기 비안정화 출력의 출력전압이, 소정전압이 되도록 상기 제1스위치 소자, 제2스위치 소자의 듀티비를 제어하는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원장치.
상기 승강압 컨버터는, 상기 비안정화 출력의 출력전압이, 소정전압이 되도록 상기 제1스위치 소자, 제2스위치 소자의 듀티비를 제어하는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원장치.
제4항 내지 제6항 중 어느 하나의 항에 있어서,
상기 승강압 컨버터는, 상기 리액터에 흐르는 전류를 검출하는 수단을 구비하고, 상기 제1스위치 소자 및 제2스위치 소자의 각각의 온 기간에 있어서, 상기 리액터에 흐르는 전류를 소정의 전류값으로 제한하는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원장치.
상기 승강압 컨버터는, 상기 리액터에 흐르는 전류를 검출하는 수단을 구비하고, 상기 제1스위치 소자 및 제2스위치 소자의 각각의 온 기간에 있어서, 상기 리액터에 흐르는 전류를 소정의 전류값으로 제한하는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원장치.
제4항 내지 제6항 중 어느 하나의 항에 있어서,
상기 승강압 컨버터는, 상기 리액터에 흐르는 전류를 검출하는 수단을 구비하고, 상기 비안정화 출력의 출력전압이 소정전압이 되도록, 상기 제1스위치 소자 및 제2스위치 소자의 각각의 온 기간에 있어서, 상기 리액터에 흐르는 전류의 피크값을 제어하는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원장치.
상기 승강압 컨버터는, 상기 리액터에 흐르는 전류를 검출하는 수단을 구비하고, 상기 비안정화 출력의 출력전압이 소정전압이 되도록, 상기 제1스위치 소자 및 제2스위치 소자의 각각의 온 기간에 있어서, 상기 리액터에 흐르는 전류의 피크값을 제어하는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원장치.
Applications Claiming Priority (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2009021546 | 2009-02-02 | ||
| JPJP-P-2009-021546 | 2009-02-02 | ||
| JPJP-P-2009-092450 | 2009-04-06 | ||
| JP2009092450 | 2009-04-06 | ||
| PCT/JP2009/006954 WO2010086946A1 (ja) | 2009-02-02 | 2009-12-17 | スイッチング電源装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| KR20110056329A true KR20110056329A (ko) | 2011-05-26 |
| KR101185002B1 KR101185002B1 (ko) | 2012-10-02 |
Family
ID=42395217
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| KR1020117008753A KR101185002B1 (ko) | 2009-02-02 | 2009-12-17 | 스위칭 전원장치 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US8644036B2 (ko) |
| JP (1) | JP5402945B2 (ko) |
| KR (1) | KR101185002B1 (ko) |
| CN (1) | CN102224665B (ko) |
| WO (1) | WO2010086946A1 (ko) |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR101381631B1 (ko) * | 2011-09-29 | 2014-04-04 | 주식회사엘디티 | 직류-직류 변환기의 출력전압 안정화 회로 |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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- 2009-12-17 CN CN200980147080.0A patent/CN102224665B/zh not_active Expired - Fee Related
- 2009-12-17 US US13/145,889 patent/US8644036B2/en not_active Expired - Fee Related
- 2009-12-17 KR KR1020117008753A patent/KR101185002B1/ko not_active IP Right Cessation
- 2009-12-17 WO PCT/JP2009/006954 patent/WO2010086946A1/ja active Application Filing
- 2009-12-17 JP JP2010548271A patent/JP5402945B2/ja not_active Expired - Fee Related
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|---|---|
| CN102224665B (zh) | 2014-06-18 |
| WO2010086946A1 (ja) | 2010-08-05 |
| CN102224665A (zh) | 2011-10-19 |
| JP5402945B2 (ja) | 2014-01-29 |
| US8644036B2 (en) | 2014-02-04 |
| KR101185002B1 (ko) | 2012-10-02 |
| US20110278925A1 (en) | 2011-11-17 |
| JPWO2010086946A1 (ja) | 2012-07-26 |
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