JP2022144488A - スイッチング電源 - Google Patents

Abstract

【課題】電圧制御型出力回路が無負荷または軽負荷のとき、非電圧制御型出力回路が重負荷となっても、電圧制御型出力回路から電力供給を受けることなく、非電圧制御型出力回路の電圧低下を抑え、損失を低減できるスイッチング電源を提供する。【解決手段】スイッチング電源１は、１次巻線と複数の２次巻線を有するトランスＴと、トランスの１次巻線Ｎ１に接続されたスイッチング素子Ｑ１と、複数の２次巻線Ｎ２、Ｎ３の少なくとも１つに接続された１１電圧制御型出力回路と、他の２次巻線に接続された非電圧制御型出力回路１０と、を備える。非電圧制御型出力回路に接続されるトランスの２次巻線は、互いに発生電圧の異なる複数の巻線出力端子を有する。非電圧制御型出力回路は、複数の巻線出力端子に誘起された電圧を入力可能とされ、負荷の大小に応じて複数の巻線出力端子に誘起された電圧のいずれかに基づいて直流化した電圧を選択的に負荷に供給する。【選択図】図１

Description

本発明は、出力を複数備える多出力のスイッチング電源に関し、詳しくは出力電圧を制御する電圧制御型出力回路と、出力電圧を制御しない非電圧制御型出力回路とを備えたスイッチング電源に関する。

多出力のスイッチング電源で、１の出力は電圧制御型出力回路で構成され、他の出力は非電圧制御型出力回路で構成され、その非電圧制御型出力回路の出力電圧を安定化させるために、電圧制御型出力回路から非電圧制御型出力回路に電力を供給する発明が特許文献１に記載されている。

図６は、その特許文献１に記載された従来のスイッチング電源の回路図である。このスイッチング電源は、トランスの２次側の巻線Ｐ２から出力される電圧を整流・平滑化し、電圧Ｖ１を制御する制御回路を備えた電圧制御型出力回路と、もう一つの２次側の巻線Ｐ３から出力される電圧を整流・平滑し、定電圧回路ＩＣ１により出力電圧Ｖ３とする非電圧制御型出力回路とを備えている。
このスイッチング電源では、電圧制御型出力回路と非電圧制御型出力回路との間に定電圧調整回路を接続し、非電圧制御型出力回路の出力が重負荷となって出力電圧が低下するとき、電圧制御型出力回路からトランジスタＱ２を介して非電圧制御型出力回路に電流を流し、非電圧制御型出力回路の電圧Ｖ２を上昇させて定電圧回路ＩＣ１の入力電圧を安定化させている。

すなわち、電圧制御型出力回路に接続された負荷が無負荷あるいは軽負荷で変動がないとき、制御回路により制御されるスイッチング素子Ｑ１のオンする期間が変わらないため、非電圧制御型出力回路の出力が重負荷となると、２次巻線の電圧が低下して非電圧制御回路の出力電圧Ｖ３が低下する。
そこで、非電圧制御型出力回路の電圧Ｖ２が所定の関係を満たす値より低下すると、定電圧調整回路が動作して、電圧制御型出力回路から非電圧制御型出力回路へ電流が流れ、非電圧制御型出力回路の出力電圧が低下するのを抑制する。

特開２００２－２７２１０８号公報

ところが、図６に示す定電圧調整回路により電圧制御型出力回路から非電圧制御型出力回路に電力が供給されるとき、電圧制御型出力回路の電圧Ｖ１と非電圧制御型出力回路の電圧Ｖ２の差が大きいほど損失が大きくなるという課題がある。
例えば、このスイッチング電源がプリンタの電源として使用される場合、電圧制御型出力回路の電圧Ｖ１はプリンタが動作する電圧の６５Ｖ程度、非電圧制御型出力回路の出力電圧Ｖ３は５Ｖ程度である。ここで、電圧制御型出力回路から供給される電流が０．６Ａとすると、定電圧調整回路の損失は、電圧Ｖ１および電圧Ｖ２との電圧差と供給される電流との積となり、約３６Ｗと非常に大きくなってしまう。

本発明は、上記の課題を解決するもので、電圧制御型出力回路から非電圧制御型出力回路に電力を供給するのではなく、トランスの２次巻線に複数の巻線出力端子を設け、当該複数の巻線出力端子を入力とする非電圧制御型出力回路を構成し、非電圧制御型出力回路は当該回路の負荷が小さい（軽負荷）のとき、複数の巻線出力端子のうち、相対的に誘起電圧の低い巻線出力端子を入力として負荷に電力供給し、負荷が大きい（重負荷）のときは、相対的に誘起電圧の高い巻線出力端子を入力として負荷に電力供給するスイッチング電源を提供する。

すなわち、１次巻線と複数の２次巻線を有するトランスと、トランスの１次巻線に接続されたスイッチング素子と、複数の２次巻線の少なくとも１つに接続された電圧制御型出力回路と、他の２次巻線に接続された非電圧制御型出力回路とを備え、直流電圧をスイッチング素子でオン／オフして得られたスイッチング電圧がトランスの１次巻線に印加され、複数の２次巻線に誘起された電圧を電圧制御型出力回路に繋がる第１の負荷と非電圧制御型出力回路に繋がる第２の負荷に出力する多出力のスイッチング電源において、非電圧制御型出力回路に接続されるトランスの２次巻線は、互いに発生電圧の異なる複数の巻線出力端子を有し、電圧制御型出力回路は、トランスの２次巻線に誘起された電圧を直流化して所定の制御回路により安定化して第１の負荷に供給し、非電圧制御型出力回路は複数の巻線出力端子に誘起された電圧を入力可能とされ、第２の負荷の大小に応じて複数の巻線出力端子に誘起された電圧のいずれかに基づいて直流化した電圧を選択的に第２の負荷に供給することを特徴とするスイッチング電源である。

この構成により、非電圧制御型出力回路の負荷が増加しても、電圧制御型出力回路から電力供給を受けることなく、巻線出力端子に誘起された電圧を選択することで電圧低下を抑制し、併せて回路の損失を低減することができる。

また、非電圧制御型出力回路は、第２の負荷に出力する出力電圧が所定値より高いとき、複数の巻線出力端子のうち、該誘起電圧の低い端子に接続して第２の負荷に供給し、第２の負荷の電圧が所定値より低下したとき、誘起電圧の高い端子に接続して、第２の負荷の電圧低下を抑制することを特徴とする。
この構成により、非電圧制御型出力回路の電圧が低下しても、２次巻線の巻線出力端子の電圧を切り替えて出力電圧低下を抑制することができる。

さらに、非電圧制御型出力回路は、第２の負荷に対する出力電圧が抵抗で分圧されて電圧検出素子に入力され、該電圧検出素子の一端は電圧切替素子の制御端子に接続され、電圧切替素子の電流路の一方端子と複数の巻線出力端子のうち誘起電圧の高い巻線出力端子が接続され、電圧切替素子の電流路の他方端子と複数の巻線出力端子のうち誘起電圧の低い端子が接続される回路であって、第２の負荷に対する出力電圧が所定値より高いときは、電圧検出素子に電流が流れて電圧切替素子がオフし、誘起電圧の低い巻線出力端子からの電圧に基づいて第２の負荷に電圧が出力され、第２の負荷に対する出力電圧が所定値より低下したときは、電圧検出素子を流れる電流が遮断されて電圧切替素子がオンし、誘起電圧の高い巻線出力端子からの電圧に基づいて第２の負荷に電圧が出力されることを特徴とする。
これにより、複数の巻線出力端子の電圧を、電圧切替素子を使用して切り替えることで、非電圧制御型出力回路は損失の少ない回路で構成することができる。

また、電圧検出素子は、シャントレギュレータであり、電圧切替素子が、ＮＰＮトランジスタであることを特徴とする。
これにより、負荷の電圧低下に対応して２次巻線の誘起電圧を切り替えることができる。

以上のように構成することにより、本発明に係るスイッチング電源は、非電圧制御型出力回路の負荷が増加して出力電圧が低下すると自動的に２次巻線の巻線出力端子の電圧を切り替えて出力電圧の低下を抑制すると共に電力損失を低減することができる。

本発明の実施形態に係るスイッチング電源の回路図である。 非電圧制御型出力回路の回路図である。 非電圧制御型出力回路の動作を説明する図である。 従来技術の出力電圧の切り替え動作を比較のために説明する図である。 非電圧制御型出力回路の他の実施例の回路図である。 特許文献１に記載された従来のスイッチング電源の回路図である。

本発明の実施形態に係るスイッチング電源について図面を参照して説明する。
図１は、本発明の実施形態に係るスイッチング電源の回路図である。
このスイッチング電源１は、直流電圧Ｖｉｎをスイッチングして電圧変換するスイッチング素子Ｑ１と、変換されたスイッチング電圧が供給される１次巻線Ｎ１および２つの２次巻線である第１の２次巻線Ｎ２、第２の２次巻線Ｎ３とを有するトランスＴと、第１の２次巻線Ｎ２に誘起されたスイッチング電圧をダイオードＤ１と平滑コンデンサＣ１からなる直流化回路（整流・平滑回路）で直流化する電圧制御型出力回路１１と、電圧制御型出力回路１１の出力電圧が所定の電圧となるように、スイッチング素子Ｑ１を制御する制御ＩＣ等の制御回路１２と、第２の２次巻線Ｎ３に誘起された複数の電圧が入力される非電圧制御型出力回路１０とを備える。

第２の２次巻線Ｎ３は互いに発生電圧の異なる複数の巻線出力端子を有し、複数の巻線出力端子が非電圧制御型出力回路１０の入力に接続される。電圧制御型出力回路１１の出力に第１の負荷が接続され、非電圧制御型出力回路１０の出力に第２の負荷が接続される。
制御回路１２は、電圧制御型出力回路１１の出力電圧Ｖ１が所定の電圧値となるように、スイッチング素子Ｑ１のオン／オフ周期を制御する周知の回路である。
なお、直流電圧Ｖｉｎは、商用交流電源電圧を整流・平滑化した直流電圧であってもよいし、太陽電池等の発電手段により発電された発電電力に基づく直流電圧であってもよい。

図２は、非電圧制御型出力回路１０の回路図である。
トランスＴの２次巻線Ｎ３の巻き終わりの巻線出力端子（以下「巻き終わり端子」という）がダイオードＤ２のアノードに接続され、２次巻線Ｎ３の途中からの巻線出力端子（以下「センタータップ」という）がダイオードＤ３のアノードに接続され、２次巻線の巻き始めはＧＮＤに接続される。すなわち、巻き終わり端子の電圧Ｖ２はセンタータップの電圧Ｖ３より高い電圧である。

ダイオードＤ２のカソードは、トランジスタＱ１（本願の「電圧切替素子」に相当）のコレクタ（電流路の一方端子）と抵抗Ｒ１の一端に接続される。なお、ダイオードＤ２のカソード側の電圧（トランジスタＱ１のコレクタ電圧）はＶ２である。ダイオードＤ３のカソードは、トランジスタＱ１のエミッタ（電流路の他方端子）に接続されるとともに、第２の負荷に出力される。この場合にはダイオードＤ３のカソード側の電圧（トランジスタＱ１のエミッタ電圧）Ｖ３と非電圧制御型出力回路１０の出力電圧（第２の負荷に出力する出力電圧）Ｖｏは同じである。

トランジスタＱ１のベース（制御端子）は、抵抗Ｒ１の他端と抵抗Ｒ２の一端に接続される。抵抗Ｒ２の他端は、シャントレギュレータＵ１（本願の「電圧検出素子」に相当）のカソードに接続される。シャントレギュレータＵ１のレファレンス端子は、非電圧制御型出力回路１０の出力端子とＧＮＤ間に直列に接続された抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ４の接続点に接続される。シャントレギュレータＵ１のアノードはＧＮＤに接続される。
ダイオードＤ２のカソード側の電圧Ｖ２およびダイオードＤ３のカソード側の電圧Ｖ３はそれぞれ、巻き終わり端子およびセンタータップに出力される誘起電圧からダイオードＤ２およびＤ３の電圧低下分を差し引いた電圧となる。また、ダイオードＤ３のカソード側とＧＮＤ間にはコンデンサＣ２が接続される。

以上のように構成された非電圧制御型出力回路１０の動作を説明する。
シャントレギュレータＵ１は、抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ４の接続点の電圧（出力電圧Ｖｏを抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ４とにより分圧した電圧）がシャントレギュレータＵ１のレファレンス端子に入力され、レファレンス端子の入力電圧とシャントレギュレータＵ１内部の基準電圧とが比較され、レファレンス端子の入力電圧が高いときに、シャントレギュレータＵ１に電流が流れ、スイッチとしての機能がオン（シャントレギュレータＵ１が導通）する。

第２の負荷に出力する出力電圧Ｖｏが所定値より高いとき、シャントレギュレータＵ１がオンし、トランスＴの２次巻線Ｎ３の誘起電圧が相対的に高い巻線出力端子からダイオードＤ２、抵抗Ｒ１および抵抗Ｒ２を介して電流が流れる。電流が流れると、トランジスタＱ１のベース電圧は抵抗Ｒ１による電圧降下のためエミッタ電圧Ｖ３を下回り、トランジスタＱ１はオフする。このとき、ダイオードＤ２のカソード（電圧Ｖ２）側からダイオードＤ３のカソード（電圧Ｖ３）側には電流が流れないため、電圧Ｖ３がそのまま出力電圧Ｖｏとなって負荷（第２の負荷）に出力される。

一方、第２の負荷が大きくなり出力電圧Ｖｏが所定値より低下すると、抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ４により分圧された電圧も低下し、シャントレギュレータＵ１のレファレンス端子の入力電圧が、基準電圧より低下する。すると、シャントレギュレータＵ１のスイッチ機能はオフする（シャントレギュレータＵ１が非導通になる）。その結果、抵抗Ｒ１のシャントレギュレータＵ１による電圧降下は発生しないので、トランジスタＱ１のエミッタ電圧Ｖ３よりベース電圧が高くなり、トランジスタＱ１はオンする。トランジスタＱ１を介してダイオードＤ２のカソード（電圧Ｖ２）側からダイオードＤ３のカソード（電圧Ｖ３）側に電流が流れる。その結果、電圧Ｖ３の低下が抑制され、電圧Ｖ２が出力電圧Ｖｏとして負荷に出力される。
この場合、出力電圧Ｖｏは、厳密には電圧Ｖ２ではなく、電圧Ｖ２からトランジスタＱ１のコレクタ・エミッタ間電圧を差し引いた電圧となる。

すなわち、非電圧制御型出力回路１０の負荷が小さい状態（軽負荷）では、２次巻線Ｎ３の誘起電圧が相対的に低い巻線出力端子の電圧が負荷に出力され、非電圧制御型出力回路の負荷が大きい状態（重負荷）になると、２次巻線Ｎ３の誘起電圧が相対的に高い巻線出力端子の電圧が負荷に出力される。
ここで、出力電圧Ｖｏの所定値とは、シャントレギュレータＵ１内部の基準電圧値と抵抗Ｒ３および抵抗Ｒ４の抵抗値により決定される電圧値である。すなわち、所定値＝（Ｒ３＋Ｒ４）／Ｒ４×基準電圧値である。

図３はその非電圧制御型出力回路１０の動作を説明する図である。
横軸は第２の負荷の出力電流であり、縦軸は電圧である。破線で示す電圧Ｖ１は、図１に示す電圧制御型出力回路１１の出力電圧Ｖ１である。出力電流が増加するにつれてなだらかに電圧が減少する連続曲線（点線で示すが出力電流大の領域では実線で示されている）は電圧Ｖ２であり、同様に出力電流が増加するにつれてなだらかに電圧が減少する連続曲線であり、電圧値がＶ２より小さい曲線（点線で示すが出力電流小の領域では実線で示されている）は電圧Ｖ３である。電圧Ｖ３の実線部からＡ点を境にして電圧は一定となり、その後電圧Ｖ２の実線部に切り替わる曲線、すなわち実線のみからなる途中に直線が挿入された曲線は第２の負荷への出力電圧Ｖｏを示す。

なお、Ａ点で出力電圧Ｖｏは電圧Ｖ２に直に切り替わらないで一定（所定値）となるのは、シャントレギュレータＵ１が出力電圧Ｖｏを一定とするよう動作するためである。出力電流がさらに増加して電圧Ｖ２が低下すると、シャントレギュレータＵ１は完全にオフし、それによりトランジスタＱ１はオンして電圧Ｖ２がそのまま第２の負荷に出力される。
いずれの曲線も、出力電流が増加するについて電圧は低下している。電圧Ｖ２は、電圧Ｖ３の１０～１５％程度高い電圧になるように、２次巻線Ｎ３の巻数比が設定される。

図３に示すＡ点は、出力電圧Ｖｏが一定値となったときの出力電流となる時点（例えば０．１Ａ）である。ここで、出力電圧Ｖｏは電圧Ｖ３から一定値に維持された後電圧Ｖ２に切り替わる。Ａ点までの出力電流ではトランジスタＱ１は動作していないため、出力電流値にかかわらず電力の損失はない。出力電流が増加してＡ点を超えるとトランジスタＱ１が動作し、一定値を維持した後、電圧Ｖ２に切り替わり出力電圧Ｖｏも低下していく。
例えば、出力電流が０．６Ａの場合（図３の電圧ＶｏのＢ点に相当）の非電圧制御型出力回路１０の損失は、トランジスタＱ１のコレクタ・エミッタ間に印加される電圧である電圧Ｖ２と電圧Ｖ３の差を０．５Ｖとすると、０．３０Ｗとなる。

この実施例の非電圧制御型出力回路１０の損失を、図６に示す従来回路の損失と比較する。
図４は、図６に示す従来技術の出力電圧の切り替え動作を比較のために説明する図である。横軸は出力電流であり、縦軸は電圧で、図３と同じである。また、図４に示す破線および一点鎖線は図６に示す電圧Ｖ１および電圧Ｖ３であり、出力電流の増加とともに電圧が低下した後、Ａ点で一定値となる実線は電圧Ｖ２である。
例えば、図４に示すＡ点およびＢ点の出力電流を図３と同じ０．１Ａと０．６Ａとし、電圧Ｖ１を６５Ｖ、電圧Ｖ３を５Ｖとすると、Ａ点では定電圧調整回路の損失はないが、Ｂ点では電圧Ｖ１と電圧Ｖ３の差の６０Ｖと出力電流０．６Ａから、損失はその積の３６Ｗとなる。
従来技術の定電圧調整回路の損失と比較して、本発明に係る非電圧制御型出力回路１０の損失は極めて少なくなっている。

なお、図２に示す非電圧制御型出力回路１０には、図６に示す定電圧回路ＩＣ１は備えていないが、定電圧回路を備えていてもよい。
また、電圧切替素子はＮＰＮトランジスタで構成されているが、ＭＯＳＦＥＴを用いてもよい。

図５は、非電圧制御型出力回路の他の実施例の回路図である。図２と比較して、出力電圧の低下を検出してトランジスタＱ１に出力する素子Ｕ２（電圧検出素子）が異なっているが、他の構成は同じであるため非電圧制御型出力回路２０の抵抗等の素子の諸元は同じとした。
この素子Ｕ２は、出力電圧Ｖｏの低下を検出する端子と基準電圧を比較するコンパレータが使用でき、電圧が低下したときコンパレータの出力によりトランジスタＱ１を動作させるように構成される。

また、本実施形態では２次巻線を第１の２次巻線Ｎ２と第２の２次巻線Ｎ３の２つとしているが、２次巻線を３つ以上としてもよい。この場合、２次巻線の１つに電圧制御型出力回路を接続し、他の２次巻線に非電圧制御型出力回路を接続し、他の２次巻線に接続された非電圧制御型出力回路の少なくとも１つに本発明を適用することができる。

１・・・スイッチング電源、１０・・・非電圧制御型出力回路、１１・・・電圧制御型出力回路、１２・・・制御回路、２０・・・非電圧制御型出力回路。

Claims (4)

1. １次巻線と複数の２次巻線を有するトランスと、前記トランスの１次巻線に接続されたスイッチング素子と、前記複数の２次巻線の少なくとも１つに接続された電圧制御型出力回路と、他の２次巻線に接続された非電圧制御型出力回路とを備え、直流電圧をスイッチング素子でオン／オフして得られたスイッチング電圧が前記トランスの１次巻線に印加され、前記複数の２次巻線に誘起された電圧を前記電圧制御型出力回路に繋がる第１の負荷と前記非電圧制御型出力回路に繋がる第２の負荷に出力する多出力のスイッチング電源において、
   前記非電圧制御型出力回路に接続される前記トランスの２次巻線は、互いに発生電圧の異なる複数の巻線出力端子を有し、
   前記電圧制御型出力回路は、前記トランスの２次巻線に誘起された電圧を直流化して所定の制御回路により安定化して前記第１の負荷に供給し、
   前記非電圧制御型出力回路は前記複数の巻線出力端子に誘起された電圧を入力可能とされ、前記第２の負荷の大小に応じて前記複数の巻線出力端子に誘起された電圧のいずれかに基づいて直流化した電圧を選択的に前記第２の負荷に供給することを特徴とするスイッチング電源。
2. 前記非電圧制御型出力回路は、前記第２の負荷に出力する出力電圧が所定値より高いとき、前記複数の巻線出力端子のうち、該誘起電圧の低い端子に接続して第２の負荷に供給し、前記第２の負荷の電圧が所定値より低下したとき、前記誘起電圧の高い端子に接続して、第２の負荷の電圧低下を抑制することを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源。
3. 前記非電圧制御型出力回路は、前記第２の負荷に対する出力電圧が抵抗で分圧されて電圧検出素子に入力され、該電圧検出素子の一端は電圧切替素子の制御端子に接続され、前記電圧切替素子の電流路の一方端子と前記複数の巻線出力端子のうち誘起電圧の高い巻線出力端子が接続され、前記電圧切替素子の電流路の他方端子と前記複数の巻線出力端子のうち誘起電圧の低い端子が接続される回路であって、
   前記第２の負荷に対する出力電圧が所定値より高いときは、前記電圧検出素子に電流が流れて前記電圧切替素子がオフし、前記誘起電圧の低い巻線出力端子からの電圧に基づいて前記第２の負荷に電圧が出力され、前記第２の負荷に対する出力電圧が所定値より低下したときは、前記電圧検出素子を流れる電流が遮断されて前記電圧切替素子がオンし、前記誘起電圧の高い巻線出力端子からの電圧に基づいて前記第２の負荷に電圧が出力されることを特徴とする請求項１または２に記載のスイッチング電源。
4. 前記電圧検出素子は、シャントレギュレータであり、
   前記電圧切替素子が、ＮＰＮトランジスタであることを特徴とする請求項３に記載のスイッチング電源。
   
   

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