JP2008067580A - スイッチング電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】スイッチング電源装置に要求される幅広い電力条件に関わらず、適正なスイッチング動作が得られるようにすることを、できるだけ簡易な構成により実現する。
【解決手段】スイッチング電源装置において、トランスＴＲの三次巻線Ｎ3に接続した半波整流回路により生成した直流電圧Ｖ3を、ツェナーダイオードＺＤ1を備える定電圧回路（安定化回路４）により所定値により安定化したうえで、これを直流電源電圧Ｖccとして、スイッチング用ICであるスイッチングコントロール部１の電力として供給するように構成する。
【選択図】図１

Description

本発明は、例えば各種電子機器に電源として備えられるスイッチング電源装置に関するものである。

各種電子機器にあっては、例えば環境、経済性などの観点から低消費電力であることが求められており、特に近年では、機器の待機時や非使用時における消費電力を抑制すべきことが要求されている傾向にある。
消費電力をどのようにして抑制するのかについては、電子機器の種類に応じて多様に考えられるものではあるが、多くの種類の電子機器に共通で、かつ、有効な消費電力の低減効果が得られるものとしては、その電子機器が搭載するスイッチング電源装置（電力回路）における低消費電力化を図ることが挙げられる。例えば特許文献１、２には、電子機器が待機状態にあるときの消費電力を低減可能に構成された電源装置が記載されている。

特開２００１−２５１８５３号公報 特開２００５−３４８５６０号公報

ところで、例えば上記のようにして、電源装置について待機時の低消費電力化が推し進められることに伴い、電源装置には、待機時における極小電力（最小負荷電力）の条件と、メイン負荷のフル稼働時における大電力（最大負荷電力）の条件との何れの条件にも対応して適正に動作すべきことが要求されるようになってきている。
現状におけるスイッチング電源装置では、例えば一次側のスイッチング動作を得るためにスイッチング駆動用ＩＣを使用することがしばしばあるが、このスイッチング駆動用ＩＣに供給すべき電力（スイッチング駆動電源）には、例えばそのスイッチング電源装置内部により生成した直流電圧を利用することが行われている。しかしながら、このようにして生成されるスイッチング駆動電源としての電圧値は、そのスイッチング電源装置の負荷変動の影響を受けて変化する。このために、上記のようにして電源装置に要求される電力条件（負荷条件）の幅が非常に広い場合には、スイッチング駆動用電源の電圧値が、スイッチング駆動用ＩＣに応じて規定される正常動作保証範囲から外れて、安定したスイッチング動作を期待できなくなる可能性がある。
そこで、本願発明としては、スイッチング電源装置に要求される幅広い電力条件に関わらず、適正なスイッチング動作が得られるようにすることを、できるだけ簡易な構成により実現することを課題とする。

このために、本願発明のスイッチング電源装置としては次のように構成することとした。
つまり、直流入力電圧を入力してスイッチング動作を行うスイッチング素子を備えて形成されるスイッチング回路と、スイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段と、少なくとも、スイッチング回路のスイッチング動作により得られるスイッチング出力が供給される一次側巻線と、この一次側巻線に得られたスイッチング出力としての交番電圧が誘起される二次巻線とを巻装して形成されるトランスと、二次巻線に得られる交番電圧を入力して、所定の負荷のための電力として供給すべき二次側直流出力電圧を生成するように構成された二次側直流出力電圧生成手段と、トランスに巻装される三次巻線と、この三次巻線に誘起される交番電圧を入力して、少なくともスイッチング駆動手段を含んで形成されるスイッチング駆動系回路部を動作させるための電力として供給すべきスイッチング駆動用電源電圧を生成するスイッチング駆動用電源電圧生成手段と、スイッチング駆動用電源電圧を所定値により安定化するようにして設けられるスイッチング駆動用電源電圧安定化手段とを備えることとした。

上記構成によるスイッチング電源装置では、トランスに巻装した三次巻線に得られる交番電圧から生成したスイッチング駆動用電源電圧を、一次側のスイッチング駆動手段としての回路部を少なくとも含んで形成されるスイッチング駆動系回路部のための電力として供給するようにされている。そのうえで、このスイッチング駆動用電源電圧を所定値により安定化してスイッチング駆動系回路部に供給するようにされる。
これにより、スイッチング駆動用電源電圧について、二次側直流出力電圧に接続される負荷に供給する電力（負荷電力）の変動にかかわらず、例えばスイッチング駆動系回路部の適正動作が保証される電圧値を維持することが可能になる。

このようにして本発明は、スイッチング駆動用電源電圧を安定化するという簡易な構成によって、負荷電力の大幅な変動に関わらず安定したスイッチング動作を得ることが保証される。

図１の回路図は、本願発明を実施するための最良の形態（以下、実施の形態という）としてのスイッチング電源装置の一構成例を示している。
図１においては、先ず、商用交流電源ＡＣに対して、ブリッジ整流回路Ｄｉ及び平滑コンデンサＣｉとから成る全波整流回路が接続される。この全波整流回路が商用交流電源ＡＣを整流平滑化することで、平滑コンデンサＣｉの両端には、商用交流電源ＡＣに対応する電圧値の整流平滑電圧Ｅｉが得られる。この場合の平滑コンデンサＣｉの正極端子は、トランスＴＲの一次巻線Ｎ1の直列接続を介するようにして、後述するスイッチングコントロール部１内のスイッチング素子Ｑ1のドレインと接続される。これにより、整流平滑電圧Ｅｉは、直流入力電圧としてスイッチング素子Ｑ1に対して入力されることとなる。

スイッチングコントロール部１は、上記スイッチング素子Ｑ1と、スイッチング駆動系回路部としての、スイッチング素子Ｑ1にスイッチング動作を実行させるためのスイッチング駆動回路系、及び保護回路系などを備えて構成され、例えば1つの汎用のスイッチング用ＩＣ（Integrated Circuit）とされる。そして、ここでは、このＩＣとしてのスイッチングコントロール部１が備える端子として、Drain端子ｔ１、Vcc端子ｔ２、FB端子ｔ３、グランド（GND）端子ｔ４が示されている。

Drain端子ｔ１は、図２により後述するようにして内部のスイッチング素子Ｑ1のドレインと接続されている。そして、この場合のDrain端子ｔ１に対しては、一次巻線Ｎ1一端が接続されており、これにより、上記したように直流入力電圧としての整流平滑電圧Ｅｉが入力されるようになっている。
VCC端子ｔ２には、このスイッチングコントロール部１を動作させるための供給電力である、直流電源電圧Ｖｃｃが入力される。
この直流電源電圧Ｖｃｃは、トランスＴＲの一次側において、一次巻線Ｎ1とともに巻装される三次巻線Ｎ3に誘起される交流を基として得られるものである。即ち、三次巻線Ｎ3に得られる交番電圧をダイオードＤ3、及びコンデンサＣ3から成る半波整流回路により整流することで、先ずは、コンデンサＣ3の両端電圧として直流電圧Ｖ3を生成するようにされる。そして、この直流電圧Ｖ3を、後述する安定化回路５により所定値に安定化するようにされる。

FB端子ｔ３には、例えばフォトカプラＰＣにおけるフォトトランジスタのコレクタ出力が入力される。スイッチングコントロール部１は、FB端子から入力されるフォトトランジスタのコレクタ出力を利用して、後述するようにして、二次側直流出力電圧Ｅｏについての定電圧制御動作を実行する。
グランド端子ｔ４は、スイッチングコントロール部１としてのＩＣ部品のグランド部分を、一次側のグランドラインと接続するためのものである。

ここで、上記スイッチングコントロール部１の内部構成例を、図２により示しておく。
このスイッチングコントロール部１においては、１石のスイッチング素子Ｑ1によりスイッチング回路が形成される。この場合のスイッチング素子Ｑ1は、パワーＭＯＳ−ＦＥＴ(Field Emission Transistor)とされ、そのドレインは、Drain端子ｔ１と接続され、ソースはグランド端子ｔ４と接続される。ゲートは、次に説明するＦＥＴドライブコントロール制御回路２１におけるスイッチング駆動信号Ｓｄの出力ラインが接続される

ＦＥＴドライブコントロール制御回路２１は、上記のようにしてスイッチング駆動信号Ｓｄとしてのゲート電圧を出力することで、スイッチング素子Ｑ1をスイッチング（オン／オフ）駆動する。また、スイッチング駆動信号Ｓｄの一周期におけるデューティ（パルス幅）は、発振回路３１及びオペアンプＯＰ１１から成るＰＷＭ制御回路２２から出力されるＰＷＭ信号Spwmにより可変されるようになっている。
上記ＰＷＭ制御回路２２において、発振回路３１は、例えば所定の固定周波数による鋸歯状波の発振信号を生成して、オペアンプＯＰ１１の非反転入力端子に対して出力するようにされる。この場合のオペアンプＯＰ１１はコンパレータとして機能し、反転入力端子に入力されるフォトトランジスタのコレクタ出力としての電圧値と、非反転入力端子に入力される発振信号とを比較して得られる矩形波の信号をＰＷＭ信号Spwmとして出力するようにされる。このようにして得られるＰＷＭ信号Spwmは、フォトトランジスタのコレクタ出力の電圧値に応じて一周期におけるデューティ（パルス幅）が可変されたものとなるが、フォトトランジスタのコレクタ出力の電圧値は、後述するようにして、二次側直流出力電圧Ｅｏの電圧値を示す。つまり、ＰＷＭ信号Spwmは、二次側直流出力電圧Ｅｏの電圧値に応じてディーティが可変されたものとなる。ＦＥＴドライブコントロール制御回路２１では、このＰＷＭ信号Spwmを基に、スイッチング素子Ｑ1としてのパワーＭＯＳ−ＦＥＴのゲートへの印加に適した信号を生成し、これをスイッチング駆動信号Ｓｄとして出力するようにされる。これにより、上記しているように、スイッチング駆動信号Ｓｄは、ＰＷＭ信号Spwmに応じて一周期におけるデューティが可変されることになる。即ち、二次側直流出力電圧Ｅｏのレベルに応じて一周期におけるデューティが可変されることになる。この動作は、後述するようにして、二次側直流出力電圧Ｅｏについての定電圧制御動作となるものである。

また、起動回路２３は、商用交流電源ＡＣが投入されたときに応じてスイッチングコントロール部１を起動させるために備えられる。商用交流電源ＡＣが投入されて整流平滑電圧Ｅｉが立ち上がってくると、この整流平滑電圧ＥｉがDrain端子ｔ１に得られることになる。起動回路２３は、このDrain端子ｔ１に得られる整流平滑電圧Ｅｉを入力して、VCC端子ｔ２から出力させることで、安定化回路５内のツェナーダイオードＺＤ2の順方向を経由してコンデンサＣ3への充電を行うようにされる。
このようにして、起動時においては、上記した起動回路２３の動作により直流電源電圧Ｖｃｃを得て、スイッチングコントロール部１の動作を開始させるようにしている。そして、この起動タイミングから或る時間を経過して、三次巻線Ｎ3の誘起電圧から生成される直流電圧Ｖ3が安定的に得られるようになると、起動回路２３はその動作を停止し、代わりに、直流電圧Ｖ3を基とする直流電源電圧Ｖｃｃの供給を受けてスイッチングコントロール部１が動作するようにされる。
なお、この図においては示していないが、VCC端子ｔ２から供給される直流電源電圧Ｖｃｃは、スイッチングコントロール部１を形成しているとされる各種能動素子などに対して電源（電力）として供給されているものである。つまり、例えばＦＥＴドライブコントロール制御回路２１、発振回路３１のほか、ＰＷＭ制御回路２２、高電圧検出回路２４、及び低電圧検出回路２５内に備えられるオペアンプＯＰ１１、ＯＰ１、ＯＰ２なども、直流電源電圧Ｖｃｃを基とする電源が供給される。

高電圧検出回路２４は、直流電源電圧Ｖｃｃについて、例えば、スイッチングコントロール部１としてのＩＣにとっての適正動作保証範囲を上回るとされる高電圧の状態を検出するようにされる。そのための構成として、図示するようにして、コンパレータとして形成されるオペアンプＯＰ１の非反転入力端子に対して直流電源電圧Ｖｃｃを入力し、反転入力端子に対して所定の基準電圧Vref1を入力して構成される。例えば直流電源電圧Ｖｃｃが上記の高電圧に対応するとされる所定値以上に至ったとされると、オペアンプＯＰ１では、Ｈレベルの出力を検出信号Ｓｈとして出力するようにされる。ＦＥＴドライブコントロール制御回路２１では、このＨレベルの検出信号Ｓｈが入力されると、保護動作として、例えばスイッチング駆動信号Ｓｄの出力を停止してスイッチング素子Ｑ1のスイッチング動作を停止させる。このような高電圧に対する保護は、過負荷による過電圧状態から電源装置を保護することを目的として行われるのが通常である。
また、低電圧検出回路２５は、直流電源電圧Ｖｃｃについて、スイッチングコントロール部１としてのＩＣにとっての適正動作保証範囲を下回るとされる低電圧の状態を検出するようにされ、コンパレータとしてのオペアンプＯＰ２の非反転入力端子に対して直流電源電圧Ｖｃｃを入力し、反転入力端子に対して所定の基準電圧Vref2を入力して構成される。例えば、直流電源電圧Ｖｃｃが上記の低電圧に対応するとされる所定値以下になると、オペアンプＯＰ２では、Ｌレベルの信号を検出信号Ｓｌとして出力するようにされる。ＦＥＴドライブコントロール制御回路２１では、このＬレベルの検出信号Ｓｌが入力されると、同じく保護動作として、スイッチング駆動信号Ｓｄの出力を停止してスイッチング素子Ｑ1のスイッチング動作を停止させる。このような低電圧に対する保護は、例えば無負荷とみなされるような状態から電源装置を保護することを目的として行われる。

説明を図１に戻す。
上記の内部構成によるスイッチングコントロール部１において、スイッチング素子Ｑ1がスイッチング動作を行うことで、トランスＴＲの一次巻線Ｎ1には交番電圧が発生する。これに応じて、同じトランスＴＲの二次巻線Ｎ2には交番電圧が誘起される。
この場合の二次巻線Ｎ2に対しては、図示するようにして整流ダイオードＤｏと平滑コンデンサＣｏから成る半波整流回路が接続されている。この半波整流回路は、二次巻線Ｎ2に得られる交番電圧を整流して、平滑コンデンサＣｏの両端電圧として二次側直流出力電圧Ｅｏを得るようにされる。
また、二次側直流出力電圧Ｅｏに対しては電圧検出回路２が並列に接続されている。電圧検出回路２は、例えば誤差増幅器などの簡易な回路により形成されているもので、二次側直流出力電圧Ｅｏとして実際に得られる電圧値を検出し、この検出した電圧値を、フォトカプラＰＣを経由して、一次側と二次側を直流的に絶縁した状態で、スイッチングコントロール部１のFB端子ｔ３に出力するようにされる。そして、スイッチングコントロール部１においては、先に図２により説明したようにして、FB端子ｔ３から得られる電圧値により、スイッチング駆動信号ＳｄについてのＰＷＭ制御を行ってスイッチング素子Ｑ1を駆動するようにされる。このようにして、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング動作についてＰＷＭ制御が行われることで、二次側直流出力電圧Ｅｏは、例えば負荷電力変動などに対して一定となるようにして制御されることになる。即ち安定化制御が図られるものである。

そして、上記のようにして安定化された二次側直流出力電圧Ｅｏは、所定の負荷のための電力として供給されることになる。
この図では、二次側直流出力電圧Ｅｏの負荷として、システム制御部３とメイン負荷４が並列的に接続されている場合が示される。
システム制御部３は、例えば図１に示す電源装置が搭載される電子機器が備えるシステム制御用のマイクロコンピュータなどから成るものとされる。これに対して、メイン負荷４は、上記電子機器の機能などに応じて備えるとされるシステム制御部３以外の各種機能回路部などとされる。
そして、この場合においては、二次側直流出力電圧Ｅｏをメイン負荷４に供給するラインに対してスイッチＳＷを挿入したうえで、このスイッチＳＷに対するオン／オフコントロールをシステム制御部３が実行するようにされている。
つまり、システム制御部３がスイッチＳＷをオン状態としているように制御しているときには、メイン負荷４に対して二次側直流出力電圧Ｅｏが供給されるメイン電源オンの状態となる。このメイン電源オンの状態では、メイン負荷４に相当する回路部が動作可能であり、その電子機器としての本来の機能を使用できる。これに対して、システム制御部３がスイッチＳＷをオンからオフに切り換えれば、メイン負荷４に対する直流出力電圧Ｅｏの供給が停止されて、メイン電源はオフになり、スタンバイモードとなる。スタンバイモードでは、システム制御部３は二次側直流出力電圧Ｅｏからの電力供給を受けて動作を継続しているが、メイン負荷４に相当する回路部は動作を停止している状態である。つまり、このスタンバイモードは、近年特に要求される待機時（非使用時）の低消費電力化を有効に図るために、メインとなるシステム回路に対する通電を停止させて、待機時において必要とされる最小限の動作のみが得られるようにした動作モードといえる。そして、例えば、所定のユーザ操作などに応じてメイン電源をオンとするための要求が得られたとすると、システム制御部３はスイッチＳＷをオフからオンに切り換えてメイン電源オンの状態に移行させるように制御する。

図３は、上記図１及び図２により説明した本実施の形態のスイッチング電源装置の構成を、ブロック単位構成により示しているものである。
電源整流平滑ブロック１１は、ブリッジ整流回路Ｄｉと平滑コンデンサＣｉとからなるブリッジ整流回路の部位に相当するもので、商用交流電源ＡＣを入力して整流平滑電圧Ｅｉを出力する。
スイッチングコントロールブロック１２は、スイッチングコントロール部１に相当するもので、整流平滑電圧Ｅｉを直流入力電圧として入力してスイッチングを行うようにされる。このスイッチング動作によりトランスＴＲの一次巻線Ｎ1には交番電圧が誘起される。
また、同じ一次側の整流平滑ブロック１３は、トランスＴＲの三次巻線Ｎ3に誘起された交番電圧を入力して整流平滑化を実行して直流電圧Ｖ3を生成する部位であり、ダイオードＤ3とコンデンサC3とから成る半波整流回路が相当する。この直流電圧Ｖ3は、安定化回路ブロック４により安定化されて直流電源電圧Ｖｃｃとしてスイッチングコントロールブロック（スイッチングコントロール部１）に対して供給される。安定化回路ブロック４は、図１の安定化回路５に相当する。
また、二次側における整流平滑回路ブロック１５は、図１の整流ダイオードＤo及び平滑コンデンサＣｏから成る半波整流回路が相当するもので、二次巻線Ｎ2に誘起された交番電圧を整流平滑化して二次側直流出力電圧Ｅｏを生成する。
電圧帰還回路ブロック１６は、図１の電圧検出回路２に相当するもので、二次側直流出力電圧Ｅｏの電圧値を検出してフォトカプラＰＣを介してスイッチングコントロールブロック１２に対して電圧検出信号として帰還させる。この帰還された電圧検出信号は、図１では、スイッチングコントロール部１のFB端子ｔ３に入力される信号となる。スイッチングコントロールブロック１２は、この電圧検出信号に基づいてスイッチング動作についてのＰＷＭ制御を実行する。これにより、先の説明のようにして二次側直流出力電圧Ｅｏの安定化が図られる。
また、この図３においても、二次側直流出力電圧Ｅｏの負荷として、システム制御部３とメイン負荷４が接続されたうえで、システム制御部３がスイッチＳＷをオン／オフ制御することにより、メイン負荷４に対する二次側直流出力電圧Ｅｏの供給（メイン電源オン／オフ）をコントロールすることが示されている。

これまでの説明から理解されるようにして、上記図１〜図３に示した構成によるとされる本実施の形態の電源回路では、１つの二次側直流出力電圧Ｅｏを、システム制御部３とメイン負荷４との複数の負荷に対する電力源として供給するようにされている。そのうえで、システム制御部３側の制御により、メイン負荷４に対する電力供給のオン／オフ（メイン電源のオン／オフ）が可能なようにされている。
しかしながら、上記の負荷接続の構成では、メイン電源オン時とスタンバイモード時とで、電力量に著しい差が生じる場合がある。メイン電源オン時においては、メイン負荷４としての回路部が稼働するとともに、システム制御部３としても相応に高い処理能力が要求される状況で動作することになるのに対して、スタンバイモード時においては、先にも述べたように、例えば待機時における低消費電力化を図ることなどを目的として、メイン負荷４に対して電力供給は行われず、また、システム制御部３も、例えばスイッチＳＷのコントロールのほか、必要最小限の処理を実行するだけの、非常に消費電力が少ない動作となるからである。

ここで、スイッチングコントロール部１としてのＩＣを動作させるための電力（直流電源電圧Ｖｃｃ）の基となる直流電圧Ｖ3は、三次巻線Ｎ3に得られる交番電圧を整流して生成されるものである。そして、三次巻線Ｎ3の交番電圧は、例えば同じトランスＴＲに巻装される一次巻線Ｎ1などに生じる電圧により誘起されるものであり、従って、負荷電力に応じて変化するスイッチング出力（電流量）に応じたものとなる。このことは、直流電圧Ｖ3も、負荷電力に応じて変化するということを意味する。この場合の直流電圧Ｖ3は、重負荷の傾向になってスイッチング出力電流が増加するのに応じて上昇し、軽負荷となってスイッチング出力電流が低下するのに応じて低下するようにして変化を示す。

図４には、図１（図３）のスイッチング電源装置が対応するとされる負荷電力に応じた上記直流電圧Ｖ3の変化を、スイッチングコントロール部１としてのＩＣについて規定される動作領域との関係により示している。この動作領域としては、先ず、図２に示した高電圧検出回路２４における基準電圧Vref1に対応して決まる高電圧検出閾値Ｖｈと、低電圧検出回路２５における基準電圧Vref2に対応して決まる低電圧検出閾値Ｖｌとが示されている。
先の説明から理解されるように、スイッチングコントロール部１としてのＩＣのＶｃｃ端子ｔ２に入力される直流電圧値（Ｖｃｃ）が高電圧検出閾値Ｖｈを超える、あるいは低電圧検出閾値Ｖｌを下回るとされると、スイッチングコントロール部１は保護動作としてスイッチング動作を停止させることになる。また、上記高電圧検出閾値Ｖｈと低電圧検出閾値Ｖｌに基づいて、スイッチングコントロール部１の安定動作を保証するものとして推奨されるＶｃｃ端子ｔ２の入力電圧値は、高電圧検出閾値Ｖｈよりも一定割合だけ小さい値から、低電圧検出閾値Ｖｌよりも一定割合だけ大きい値までの範囲となり、図では、この範囲を安定動作領域として示している。

先に述べたように、直流電圧Ｖ3は負荷電力に応じて変化するのであるが、本実施の形態のスイッチング電源装置は、最小負荷電力Ｐｏ１から最大負荷電力Ｐｏ２までの差が相当に大きい。このために、負荷電力の増加に応じて直流電圧Ｖ3が上昇するときの傾きも相当に大きなものとなる。このために、実際の直流電圧Ｖ3は、スイッチング電源装置が対応すべき最大負荷電力に至るよりも以前の、より小さい値の負荷電力のときに、安定動作領域、及び高電圧検出閾値Ｖｈを超えてしまうような動作となってしまう。

一般的な考え方として、スイッチングコントロール部１などの汎用のスイッチング用ＩＣに電力を供給するのにあたっては、トランスの三次巻線の交番電圧を整流して得た直流電圧を直接的に入力させるようにされる。つまり、図１に示したスイッチング電源装置との対応であれば、安定化回路５（安定化回路ブロック１４）を省略して、上記直流電圧Ｖ3を直接、直流電源電圧Ｖｃｃとして、スイッチングコントロール部１（スイッチングコントロールブロック１２）であるスイッチング用ＩＣに対して入力するようにされる。
しかしながら、本実施の形態のようにして、スイッチング電源装置が対応すべき最小負荷電力から最大負荷電力までの差が相当に大きいと、図４により説明したように、実用上の動作に必要な負荷変動範囲内であるのにもかかわらず、スイッチングコントロール部１に電力として供給すべき直流電圧（Ｖ3）は、スイッチングコントロール部１を正常に動作させることのできる電圧値の範囲を容易に超えてしまうことになる。従って、直流電圧Ｖ3を直流電源電圧Ｖｃｃとしてスイッチングコントロール部１に入力させたとしても、対応すべき負荷電力領域でスイッチングコントロール部１を正常に動作させることはできないということになる。

このような問題への対策として、１つには、スタンバイモード時に動作するシステム制御部（マイコンなど）に電源を供給するスタンバイ用電源装置部と、メイン負荷とされる回路部に電源を供給するメイン回路用電源装置部とをそれぞれ独立して構成して個別に動作させる、ということが行われている。しかし、この場合には、それだけ１つの電子機器が必要とする電源装置の数が増加することとなって、例えば、部品点数の増加などによるコストアップや電源装置が占める機器内のスペースの拡大などを招くことになり、この点で不利となる。

また、もう１つには直流電圧Ｖ3の基となる三次巻線Ｎ3について、クロスレギュレーションの影響を受けにくいようにトランスを構成することが挙げられる。つまり、例えば、各巻線の位置関係、線径などを調整するものである。これにより、例えば図４に示すようにして、実際に得られる直流電圧Ｖ3よりも、負荷変動に対してはるかに小さな傾きにより変化する特性を持つ、理想の直流電圧Ｖ3（Ｖｃｃ）を得ようとするものである。
しかし、実際にこのようなトランスの調整、設計を行って上記のような理想の直流電圧Ｖ3に近い特性を得ることは非常に難しい。従って、この手法を採用することは、設計効率やその効果の期待が薄いことなどを勘案すると現実的ではない。

そこで、本実施の形態としては、できるだけ簡易な構成により、かつ、確実な効果の得られることを考慮した結果として、図１に示したように安定化回路５（安定化回路ブロック４）を備えることとした。
この安定化回路５の構成例について、再度、図１を参照して説明する。
本実施の形態の安定化回路５は、図示するようにして、ＮＰＮ型のトランジスタＱ10、抵抗Ｒ1、及びツェナーダイオードＺＤ1、ＺＤ2の４つの素子を次のようにして接続して形成される。つまり、トランジスタＱ10のコレクタをコンデンサＣ3の正極端子（Ｖ3）と接続し、エミッタをスイッチングコントロール部１のVcc端子ｔ２と接続する。ベースは抵抗Ｒ1を介してコレクタと接続するとともに、ツェナーダイオードＺＤ1のカソードと接続する。ツェナーダイオードＺＤ1のアノードは一次側のグランドラインに接続される。また、ツェナーダイオードＺＤ2は、アノードをスイッチング素子Ｑ10のエミッタと接続し、カソードをスイッチング素子Ｑ10のコレクタと接続するようにして挿入される。
上記の接続態様では、先ず、トランジスタＱ10、抵抗Ｒ1、及びツェナーダイオードＺＤ1により、直流電圧Ｖ3を入力して所定値により安定化し、直流電源電圧Ｖccとして出力する定電圧回路が形成されることになる。そのうえで、ツェナーダイオードＺＤ2によっては、後述するようにして、直流電圧Ｖ3が一定値以上の状態において、上記定電圧回路の定電圧動作を解除して、直流電圧Ｖ3に応じた変動が示される直流電源電圧Ｖccを出力させる機能を与えるようにされる。

上記のようにして形成される安定化回路５の動作と、安定化回路５からVcc端子ｔ２に出力される直流電源電圧Ｖccの電圧値に応じたスイッチングコントロール部１の動作について、再度、図４を参照して説明する。

先ず、実施の形態のスイッチング電源装置の負荷電力が、Po3として示される一定値以下であり、かつ、Po1以下のときの直流電圧Ｖ3は、先ず、安定化回路５におけるツェナーダイオードＺＤ1に設定される降伏電圧や抵抗Ｒ1の抵抗値などによって決まる、安定化回路５内の定電圧回路（Ｑ10、ＺＤ1、Ｒ1）に設定される定電圧目標値Ｖｔ以下であり、従って、安定化回路５では、トランジスタＱ10のコレクタに入力される直流電圧Ｖ3の電圧値を、ほぼそのまま直流電源電圧Ｖccとして、エミッタからVcc端子ｔ２に対して出力するようにされる。また、負荷電力Po1以下の状態に応じて得られる直流電源電圧Ｖccは、低電圧検出閾値Ｖｌ以下とされている。このために、スイッチングコントロール部１における低電圧検出回路２５により、直流電源電圧Ｖccが基準電圧Vref2以下であることが検出されることとなり、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング動作を停止させる保護動作がはたらくことになる。

また、負荷電力がPo1〜Po2の範囲にまで上昇したとする。このときの負荷状態に対応する直流電圧Ｖ3の電圧値は、依然としてツェナーダイオードＺＤ1の降伏電圧未満とされるので、このときの直流電圧Ｖ3がほぼそのまま直流電源電圧Ｖccとして出力される。しかし、このときの直流電源電圧Ｖcc（Ｖ3）は、低電圧検出閾値Ｖｌ以上となることから、低電圧に対する保護動作は解除されて、スイッチングコントロール部１におけるスイッチング駆動が行われることになる。ただし、この直流電源電圧Ｖccは、安定動作領域よりは下回っており、負荷電力がPo2以上となれば、安定動作領域に入ることになる。

そして、負荷電力がPo3〜Po4の範囲になったとされると、これに応じた直流電圧Ｖ3の値は、上記の定電圧目標値Ｖｔ以上であることになり、安定化回路５における定電圧回路（Ｑ10、ＺＤ1、Ｒ1）の定電圧動作が有効にはたらく。これにより、負荷電力がPo3〜Po4の範囲で高くなっていくのに応じて、直流電圧Ｖ3が上昇する変化を示すのにかかわらず、直流電源電圧Ｖccは、図示するようにして、上記の定電圧目標値Ｖｔで一定となるようにされる。そして、この場合には、定電圧目標値Ｖｔについて、安定動作領域の範囲におけるほぼ中間の電圧値を設定していることで、直流電源電圧Ｖccとしても、この安定動作領域の範囲におけるほぼ中間の電圧値を示すことになる。

また、さらに負荷電力が高くなってPo4以上になったとされると、これに応じて得られる直流電圧Ｖ3によっては、ツェナーダイオードＺＤ2の逆方向電圧として降伏電圧以上の電圧値を印加する状態が得られ、これによりツェナーダイオードＺＤ2が導通することになる。
このようにしてツェナーダイオードＺＤ2が導通すると、直流電源電圧Ｖccとして、直流電圧Ｖ3について、定電圧回路（Ｑ10、ＺＤ1、Ｒ1）の定電圧目標値Ｖｔだけ差し引いた電圧値を出力するようにされる。つまり、安定化回路５は、負荷電力Po4以上に対応する直流電圧Ｖ3が得られる状態では、定電圧回路（Ｑ10、ＺＤ1、Ｒ1）による定電圧動作に代えて、直流電圧Ｖ3の定電圧回路の定電圧目標値Ｖｔに対する上昇差分を出力するように動作する。
そして、上記の状態からさらに負荷電力が高くなってPo5以上となるのに応じては直流電源電圧Ｖccが安定動作領域以上となる。また、さらに負荷電力が高くなってPo6以上となると、このときに得られる直流電源電圧Ｖccが、高電圧検出閾値Ｖｈ以上にまで上昇することになる。これにより、スイッチングコントロール部１における高電圧検出回路２６により、直流電源電圧Ｖccが基準電圧Vref1以上であることが検出され、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング動作を停止させる保護動作がはたらく。

上記のようにして、本実施の形態の安定化回路５は、トランジスタＱ10、抵抗Ｒ1、及びツェナーダイオードＺＤ1から成る定電圧回路により、入力値である直流電圧Ｖ3が定電圧目標値Ｖｔ以上であるときには、この定電圧目標値Ｖｔにより安定化して直流電源電圧Ｖccとして出力するようにされる。そして、このような定電圧動作により、直流電源電圧Ｖccとしては、図４に示したようにして、安定動作領域においてほぼ一定となる負荷電力の範囲領域（Po3〜Po4）が得られるものである。
また、本実施の形態の安定化回路５は、入力される直流電圧Ｖ3を対象として常に安定化するのではなく、負荷電力po3以下と、負荷電力Po４以上の範囲に対応する直流電源電圧Ｖccとして示されるように、保護動作を必要とする程度に対応する一定以上及び一定以下の負荷条件に応じては、直流電源電圧Ｖccについて、直流電圧Ｖ3に応じた変化が示されるようにしている。これにより、負荷電力po1以下に対応する動作、及び負荷電力Po6以上に対応する動作として説明したように、本実施の形態では、無負荷に近いとされる異常状態あるいは、過負荷に対応するとされる異常状態に応じて、スイッチングコントロール部１内部の保護回路系（高電圧検出回路２４、低電圧検出回路２５）が適正な電圧値検出を行って、正常な保護動作が得られるようにしている。
また、図４において示される、本実施の形態の安定化回路５により得られる直流電源電圧Ｖccと、理想の直流電圧Ｖ3（直流電源電圧Ｖcc）とを比較してみると、低電圧検出閾値Ｖｌに対応する負荷電力Po1から、高電圧検出閾値Ｖｈに対応する負荷電力Po2までの領域にあっては、負荷電力変動に対してほぼ同等の動作が期待できる変化特性となっていることが分かる。

そして、本実施の形態にあって、上記図４に示される直流電源電圧Ｖccの変化特性は、例えば主としては、安定化回路５を形成する素子の選定により容易に、かつ、高い自由度で設定することが可能とされる。
例えば先ず、安定化回路５における定電圧回路（Ｑ10、ＺＤ1、Ｒ1）の定電圧目標値Ｖｔは、ツェナーダイオードＺＤ1の降伏電圧や抵抗Ｒ1の抵抗値により設定できる。この定電圧目標値Ｖｔは、スイッチングコントロール部１の安定動作についての信頼性をできるだけ高めるために、例えば安定動作領域としての電圧値範囲における中間付近の電圧値を設定することが好ましい。
また、図４の負荷電力Po4以上に対応する、定電圧回路（Ｑ10、ＺＤ1、Ｒ1）の定電圧動作が解除されるときの直流電圧Ｖ3についての閾値は、ツェナーダイオードＺＤ2の降伏電圧によって求めることができる。この定電圧動作が解除されるための閾値の決定により、直流電源電圧Ｖccが高電圧検出閾値Ｖｈ以上となって、過電圧（過負荷）に対する保護機能がはたらくときの直流電圧Ｖ3の値、つまり負荷電力値を設定することができる。
また、直流電圧Ｖ3が低電圧検出閾値Ｖｌ以下となって低電圧保護機能がはたらくとされる実際の負荷電力Po1については、例えば三次巻線Ｎ3についての巻数（一次巻線Ｎ1等他の巻線に対する巻線比）や線径などの設定を始めとするトランスＴＲの設計、調整により設定することができる。例えば、先に述べたように、図４に示す実際の直流電圧Ｖ3を、理想のＶ3の変化特性の傾きとすることは、トランスＴＲの設計によっては非常に困難なのであるが、この場合は、例えば負荷電力Po1としての特定の実負荷電力値に対して、しかるべき直流電圧Ｖ3の値が対応するように調整するだけであるので、容易に可能とされる。

このようにして、本実施の形態にあっては、直流電圧Ｖ3を基としてスイッチングコントロール部１に入力させる直流電源電圧Ｖccの負荷変動に対する変化特性を、非常に高い自由度で設定することが可能とされている。
これにより、図１に示した本実施の形態のスイッチング電源装置のようにして、対応すべき負荷の変動幅が相当に大きいとされる条件であっても、スイッチングコントロール部１を安定的に動作させることが可能とされる。つまり、例えば図１の装置が対応すべきとされる最小負荷電力Pomin〜最大負荷電力Pomaxまでの負荷変動範囲が、図４における負荷電力Po2〜Po5の範囲に収まるようにして、直流電源電圧Ｖccの変化特性を設定すれば、対応すべき負荷変動範囲の全域にわたって、スイッチングコントロール部１には安定動作領域内の直流電源電圧Ｖccが入力されることとなるものである。なお、より好ましくは、最小負荷電力Pomin〜最大負荷電力Pomaxまでの負荷変動範囲が、図４における負荷電力Po3〜Po4の範囲に収まるようにすれば、スイッチングコントロール部１に対しては安定動作領域内の一定値による直流電源電圧Ｖccが供給されることとなって、さらに高い動作信頼性が得られる。
なお、確認のために述べておくと、ここでいう最小負荷電力Pominは、例えばスタンバイモード時において最も負荷が軽くなるときの負荷電力値を示すものであり、最大負荷電力Pomaxは、メイン電源オン時においてシステム制御部３とともにメイン負荷４がフル稼働しているとされて最も負荷が重くなるときの負荷電力値とされる。

また、本実施の形態におけるようなスイッチングコントロール部１の実際は、先にも説明したように、汎用のスイッチング用ＩＣなどとされるのであるが、このようなスイッチング用ＩＣでは、例えば図４において安定動作領域として示している、安定した動作を保証する電源電圧値の範囲の仕様について、ＩＣとしての機種ごとに異なることがしばしばある。このため、例えば従来においては、実際に得られた直流電源電圧Ｖcc（直流電圧Ｖ3）の変動特性を１つの選定条件としてスイッチング用ＩＣを選定する必要が生じる。これに対して本実施の形態であれば、安定化回路５により変化特性が与えられた直流電源電圧Ｖccをスイッチング用ＩＣに供給することになるものであり、先に述べたように、ここで与える変化特性についての設定自由度は非常に高い。これにより、本実施の形態としては、スイッチング用ＩＣを選定するのにあたって、直流電源電圧Ｖccの変動範囲を考慮する必要が無くなり、それだけスイッチング用ＩＣを選定する自由度も高くなるといえる。
そして、上記のようにして直流電源電圧Ｖccとして理想に近い変化特性を得るための本実施の形態の構成は、安定化回路５を形成するトランジスタＱ10、抵抗Ｒ1、及びツェナーダイオードＺＤ1、ＺＤ2の４つの素子のみとされる。これらの素子は、何れも安価であり、また、小型である。

ところで、上記実施の形態においては、スイッチング電源装置が対応する負荷電力が一定以上に幅広いことの要因を、機器の動作モードがメイン電源オン時のモードとメイン電源オフ時に対応するスタンバイモードに分けられていることである、としている。しかしながら、機器によっては、メイン電源が継続的にオンとされている状態にあっても、そのときの動作モードや動作状態などに応じて、非常に広い範囲での負荷電力の変動を示すような場合もあると考えられる。例えばプリンタ装置などは、プリントの動作を実行しているときと、していないときとで負荷電力が著しく異なることが知られている。
本実施の形態のスイッチング電源装置としての構成は、上記のようなメイン電源オン時の動作状態に応じて負荷電力が著しく変動する場合にも対応して、スイッチングコントロール部１の安定動作を維持させるように動作するものである。

また、直流電圧Ｖ3が変動する要因は、これまでに説明してきた負荷電力のほかにも、例えばスイッチング電源装置に対する入力電圧を挙げることができる。図１に示した本実施の形態のスイッチング電源装置であれば、上記入力電圧としては、商用交流電源ＡＣが相当することになる。
すると、本実施の形態のスイッチング電源装置では、商用交流電源ＡＣの変動に対しても安定した直流電源電圧Ｖccをスイッチングコントロール部１に供給して安定動作を維持させることが可能であることになる。また、このことをさらに推し進めれば、いわゆるワールドワイド対応、あるいはワイドレンジ対応などといわれる商用交流電源ＡＣ入力にも対応して、スイッチングコントロール部１の安定動作を保証することが可能になる。つまり、商用交流電源ＡＣは、例えば国などに応じてＡＣ１００Ｖ程度から２４０Ｖ程度までの範囲での定格の相違が存在する。そして、近年では、このような商用交流電源ＡＣの定格の相違に対応した、ワイドレンジ対応の電源装置を備えることで、多くの国で使用可能な電子機器が多く知られるようになってきている。このようなワイドレンジ対応のスイッチング電源装置を構成する場合においても、本実施の形態の安定化回路５を備える構成を採ることとすれば、例えばＡＣ１００Ｖ〜２４０Ｖ程度までの幅広い入力電圧変化に対して、スイッチング用ＩＣ（スイッチングコントロール部１）を安定して動作させることが可能になる。

また、上記実施の形態においては、例えば１石のスイッチング素子を備えるフライバック方式などとしての基本構成を採るスイッチング電源装置を例に挙げているが、他の形式のスイッチング電源装置であって、例えば三次巻線に得られる電圧を基として、スイッチング用ＩＣなどのスイッチング駆動に関連する回路部位に対して電力供給を行うように構成したものであれば、適用が可能である。
また、本願発明との対応では、スイッチング駆動用電源電圧安定化手段に相当する安定化回路５の構成として、安定化のみの機能を有するようにして形成されても良いものとされる。つまり、具体的には、図１に示した安定化回路５から、ツェナーダイオードＺＤ2を省略した構成とされてもよい。この場合、過電圧などに対する保護機能は、他の回路部などにより実現すばよい。そのうえで、安定化回路５として示した本願発明のスイッチング駆動用電源電圧安定化手段としての構成の細部は、適宜変更されて構わないものである。

本発明の実施の形態としてのスイッチング電源装置の構成例を示す回路図である。 実施の形態のスイッチング電源装置におけるスイッチングコントロール部の内部構成例を示す図である。 図１に示す本実施の形態のスイッチング電源装置をブロック構成により示すブロック図である。 負荷変動に対する直流電源電圧等の変化特性を示す図である。

符号の説明

１ スイッチングコントロール部、２ 電圧検出回路、３ システム制御部、４ メイン負荷、５ 安定化回路、２１ ＦＥＴドライブコントロール制御回路、２２ ＰＷＭ制御回路、２３ 起動回路、２４ 高電圧検出回路、２５ 低電圧検出回路、ＴＲ トランス、Ｎ1 一次巻線、Ｎ2 二次巻線、Ｎ3 三次巻線、Ｄ3 ダイオード、Ｃ3 コンデンサ、ＺＤ1・ＺＤ2 ツェナーダイオード、Ｑ10 トランジスタ、Ｒ1 抵抗、Ｄｏ 整流ダイオード、Ｃｏ 平滑コンデンサ（二次側）、ＳＷ スイッチ

Claims (2)

1. 直流入力電圧を入力してスイッチング動作を行うスイッチング素子を備えて形成されるスイッチング回路と、
   上記スイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段と、
   少なくとも、上記スイッチング回路のスイッチング動作により得られるスイッチング出力が供給される一次側巻線と、該一次側巻線に得られたスイッチング出力としての交番電圧が誘起される二次巻線とを巻装して形成されるトランスと、
   上記二次巻線に得られる交番電圧を入力して、所定の負荷のための電力として供給すべき二次側直流出力電圧を生成するように構成された二次側直流出力電圧生成手段と、
   上記トランスに巻装される三次巻線と、
   上記三次巻線に誘起される交番電圧を入力して、少なくとも上記スイッチング駆動手段を含んで形成されるスイッチング駆動系回路部を動作させるための電力として供給すべきスイッチング駆動用電源電圧を生成するスイッチング駆動用電源電圧生成手段と、
   上記スイッチング駆動用電源電圧を所定値により安定化するようにして設けられるスイッチング駆動用電源電圧安定化手段と、
   を備えることを特徴とするスイッチング電源装置。
2. 上記スイッチング駆動用電源電圧が定常よりも高いとされる高電圧の状態を上記スイッチング駆動系回路部において検出して所定の保護動作を実行するようにされた保護手段をさらに備えると共に、
   上記駆動電源用直流電圧について、上記高電圧とされる電圧値に基づいて設定された所定閾値以上となったことを検出した場合には、上記駆動電源用直流電圧安定化手段により安定化されない上記駆動電源用直流電圧を上記スイッチング駆動系回路部に供給するようにされた安定解除手段をさらに備える、
   ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源装置。

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