JP5545839B2 - スイッチング電源装置 - Google Patents

Description

本発明はアクティブフィルタを備えたスイッチング電源装置に関し、特に、補助巻線の誘起電圧に基づいて、アクティブフィルタの制御回路とスイッチング制御回路の電源電圧となる直流の補助電圧を生成するスイッチング電源装置に関する。

商用交流電圧を整流した整流後の電圧をアクティブフィルタに供給して力率を改善するとともに、世界各国の各種商用交流電圧においても使用できるよう構成したワールドワイドなスイッチング電源装置として、例えば、図３に示すスイッチング電源装置が知られている（例えば、特許文献１参照）。

図３に示すように、このスイッチング電源装置１０は、１００[Ｖ]／２００[Ｖ]系の商用交流電源から供給された商用交流電圧Ｖ_ACIN（８５〜１３２[Ｖ]／１８７〜２６４[Ｖ]）を整流する整流手段（ダイオードブリッジ回路Ｄ₁）を備え、その出力電圧（以下、「一次側直流電圧」という）はアクティブフィルタ２に供給されている。

アクティブフィルタ２は、チョーク等のリアクトルを介してダイオードブリッジ回路Ｄ₁の出力端子間に接続されたスイッチング素子を有し、このスイッチング素子のスイッチング動作はアクティブフィルタ制御回路４からの制御信号によって制御される。アクティブフィルタ２によれば、一次側直流電圧を整形して正弦波状とすることにより、力率を改善することができる。

アクティブフィルタ２の出力端子間には、コンデンサＣ₁と、トランスＴの一次巻線Ｔ₁および電力用ＦＥＴＱ₁（スイッチング手段）のドレイン・ソース導電路とからなる直列回路が接続されている。電力用ＦＥＴＱ₁のゲートにはスイッチング制御回路３からの制御信号が入力される。これにより、電力用ＦＥＴＱ₁の導通期間が制御され、一次巻線Ｔ₁にスイッチング電圧が供給される。

トランスＴの二次巻線Ｔ₂の一端には整流手段をなすダイオードＤ₂のアノードが接続されている。また、ダイオードＤ₂のカソードは平滑手段をなす平滑用コンデンサＣ₂の一端に接続され、平滑用コンデンサＣ₂の他端は二次巻線Ｔ₂の他端に接続されている。平滑用コンデンサＣ₂の両端からは、不図示の負荷に供給するための直流の二次側出力電圧Ｖ_DCOUTが出力される。

平滑用コンデンサＣ₂には、抵抗Ｒ₂と抵抗Ｒ₃を直列に接続してなる電圧検知手段５が並列に接続されている。抵抗Ｒ₂と抵抗Ｒ₃の接続点に接続されたフィードバック回路６は、二次側出力電圧Ｖ_DCOUTの多寡に関する信号をスイッチング制御回路３に出力する。スイッチング制御回路３は、この信号を参照して、二次側出力電圧Ｖ_DCOUTが一定となるように電力用ＦＥＴＱ₁の導通期間を制御する。

図３に示すように、トランスＴは、一次巻線Ｔ₁、二次巻線Ｔ₂の他に２つの補助巻線Ｔ₃、Ｔ₄を有している。補助巻線Ｔ₃、Ｔ₄は、トランスＴのコアに一次巻線Ｔ₁と同一の極性で巻回されており、直列に接続されている。また、補助巻線Ｔ₃の一端は電力用ＦＥＴＱ₁のソースに接続されている。なお、以下の説明では、補助巻線Ｔ₃の２つの端部のうち、電力用ＦＥＴＱ₁のソースに接続されている側の端部を「相互接続端」と呼び、その反対側の端部を「非相互接続端」（図３において、●が付されている側の端部）と呼ぶこととする。また、補助巻線Ｔ₄の２つの端部のうち、補助巻線Ｔ₃に接続されている側の端部を「相互接続端」と呼び、その反対側の端部を「非相互接続端」（●が付されている側の端部）と呼ぶこととする。

補助巻線Ｔ₃、Ｔ₄の誘起電圧に基づいて、スイッチング制御回路３およびアクティブフィルタ制御回路４の電源電圧となる補助電圧を生成する補助電源部７’には、例えば、非特許文献１に記載の定電圧回路８’と、ダイオードＤ₃、Ｄ₄と、平滑用コンデンサＣ₃、Ｃ₄が備えられている。

補助電源部７’において、ダイオードＤ₄のアノードは補助巻線Ｔ₄の非相互接続端に接続され、ダイオードＤ₄のカソードは定電圧回路８’を構成するＮＰＮ型トランジスタＱ₂のコレクタに接続されている。トランジスタＱ₂のベースは、ツェナーダイオードＺＤのカソードに接続され、ツェナーダイオードＺＤのアノードは補助巻線Ｔ₃の相互接続端に接続されている。トランジスタＱ₂のコレクタとベースとの間には抵抗Ｒ₄が接続され、エミッタは順方向に接続されたダイオードＤ₆を介して平滑用コンデンサＣ₃の一端に接続されている。補助巻線Ｔ₃の非相互接続端も、順方向に接続されたダイオードＤ₃を介して平滑用コンデンサＣ₃の一端に接続され、平滑用コンデンサＣ₃の他端は補助巻線Ｔ₃の相互接続端に接続されている。また、補助巻線Ｔ₃の相互接続端とダイオードＤ₄のカソードとの間には平滑用コンデンサＣ₄が接続されている。

平滑用コンデンサＣ₃の両端からは、スイッチング制御回路３およびアクティブフィルタ制御回路４の電源電圧となる補助電圧が出力される。補助電圧は、ダイオードＤ₇を介してスイッチング制御回路３およびアクティブフィルタ制御回路４の電源ラインＰに供給される。電源ラインＰとダイオードブリッジ回路Ｄ₁の出力端子との間には、起動抵抗Ｒ₁が接続されている。また、電源ラインＰと補助巻線Ｔ₃の相互接続端との間にはコンデンサＣ₅が接続されている。

このスイッチング電源装置１０では、商用交流電圧Ｖ_ACINの入力が開始されると一次側直流電圧が上昇し、起動抵抗Ｒ₁を介してコンデンサＣ₅が充電される。そして、電源ラインＰの電圧がスイッチング制御回路３およびアクティブフィルタ制御回路４の各起動電圧まで上昇すると、両制御回路はそれぞれ動作を開始し、アクティブフィルタ２および電力用ＦＥＴＱ₁を制御し始める。

アクティブフィルタ制御回路４の制御下でアクティブフィルタ２の出力電圧Ｖ_C1が上昇すると、それに伴って補助巻線Ｔ₃の誘起電圧をダイオードＤ₃で直流化した電圧と、補助巻線Ｔ₃および補助巻線Ｔ₄の誘起電圧の和電圧をダイオードＤ₄で直流化した電圧Ｖ_C4（＝定電圧回路８’の入力電圧）も上昇する。当然ながら、補助巻線Ｔ₃の誘起電圧をダイオードＤ₃で直流化した電圧は電圧Ｖ_C4よりも上昇速度が遅いので、起動当初は定電圧回路８’の出力電圧によって平滑用コンデンサＣ₃が充電される。なお、定電圧回路８’の出力電圧は、ツェナーダイオードＺＤが導通状態となると、それ以上上昇することなく一定電圧に維持される。

その後、アクティブフィルタ２の出力電圧Ｖ_C1がさらに上昇して、補助巻線Ｔ₃の誘起電圧をダイオードＤ₃で直流化した電圧が定電圧回路８’の出力電圧よりも高くなると、平滑用コンデンサＣ₃はダイオードＤ₃を通じて充電されるようになる。このとき、定電圧回路８’のトランジスタＱ₂は、ベース−エミッタ間に十分な順方向電圧が印加されなくなるため、オフ状態となる。

つまり、このスイッチング電源装置１０のスイッチング制御回路３およびアクティブフィルタ制御回路４は、起動当初は起動抵抗Ｒ₁および定電圧回路８’を介して必要な電力が供給されるが、アクティブフィルタ２の出力電圧Ｖ_C1が十分上昇した後（定常時）は、補助巻線Ｔ₃の誘起電圧から生成された電圧により電力が供給される。したがって、スイッチング電源装置１０によれば、起動抵抗Ｒ₁および定電圧回路８’による定常時の電力損失を削減することができる。

特開２００１−１６８５１号公報

実用電子回路ハンドブック１「トランジスタと組み合わせた定電圧回路」、ＣＱ出版社、１９７２年９月、ｐ．３７５、図４

しかしながら、この従来のスイッチング電源装置１０では、定常時となってトランジスタＱ₂がオフ状態となった後も、抵抗Ｒ₄とツェナーダイオードＺＤの直列回路に、ツェナーダイオードＺＤを導通状態とするのに十分な電圧Ｖ_C4が印加され続けている。このため、定電圧回路８’は定常時においても部分的に動作を続け、抵抗Ｒ₄とツェナーダイオードＺＤとによる電力損失が発生し続けているという問題があった。

本発明は上記事情を鑑みてなされたものであって、その課題とするところは、定常時の電力損失、特に定電圧回路の電力損失を従来よりもさらに低減可能なスイッチング電源装置を提供することにある。

上記課題を解決するために、本発明に係るスイッチング電源装置は、
（ａ）外部から入力された交流電圧を整流および平滑して得た一次側直流電圧が供給されるアクティブフィルタと、（ｂ）アクティブフィルタを制御するアクティブフィルタ制御回路と、（ｃ）アクティブフィルタの出力電圧をスイッチングしてスイッチング電圧を生成するスイッチング手段と、（ｄ）スイッチング手段を制御するスイッチング制御回路と、（ｅ）スイッチング電圧が供給される一次巻線と、二次巻線と、該一次巻線と同一極性に巻回された第１および第２補助巻線とを有するトランスと、（ｆ）トランスの二次巻線の誘起電圧を整流および平滑して直流の二次側出力電圧を生成する出力電圧生成手段と、（ｇ）第１および第２補助巻線の誘起電圧に基づいて直流の補助電圧を生成し、該補助電圧を電源電圧としてスイッチング制御回路およびアクティブフィルタ制御回路に供給する補助電源部とを備えたスイッチング電源装置であって、
上記補助電源部は、（i）第１補助巻線の誘起電圧を整流および平滑して第１直流化電圧を生成する第１直流化手段と、（ii）第１および第２補助巻線の誘起電圧の和電圧を整流および平滑して第２直流化電圧を生成する第２直流化手段と、（iii）第２直流化手段の出力側に設けられ、第２直流化電圧を制限して定電圧化することで第３直流化電圧を生成する定電圧化手段と、（iv）第１直流化手段の出力側に設けられ、第１直流化電圧が第３直流化電圧よりも高い所定の閾値電圧を超えると定電圧化手段に流れる電流を停止させる停止手段とを有し、
上記定電圧化手段は、第１ツェナーダイオードを有し、該第１ツェナーダイオードの降伏電圧によって第２直流化電圧を定電圧化して第３直流化電圧を生成するとともに、停止手段によりオン／オフ制御されるスイッチ素子をさらに有し、スイッチ素子がオンされることで第２直流化手段の出力と第１ツェナーダイオードとを導通させる一方、スイッチ素子がオフされることで第２直流化手段の出力と第１ツェナーダイオードとの導通を遮断するよう構成され、
上記停止手段は、第２ツェナーダイオードを有し、該第２ツェナーダイオードの降伏電圧によって所定の閾値電圧が定められるとともに、第２ツェナーダイオードが降伏することでスイッチ素子をオフさせるよう構成され、
第１直流化電圧および第３直流化電圧の大きい方が補助電圧としてスイッチング制御回路およびアクティブフィルタ制御回路に供給されることを特徴とする。

この構成では、起動当初は、第１直流化電圧よりも高く、確実にスイッチング制御回路およびアクティブフィルタ制御回路を動作させることができる第３直流化電圧が補助電圧として両制御回路に供給される。その後、第１直流化電圧が上昇して第３直流化電圧を超えると、第３直流化電圧に代えて第１直流化電圧が補助電圧として両制御回路に供給される。そして、さらに第１直流化電圧が上昇して所定の閾値電圧を超えると、停止手段が、もはや第３直流電圧を生成する必要のない定電圧化手段に流れる電流を停止させる。つまり、この構成によれば、第１直流化電圧が補助電圧として両制御回路に供給される状況において、定電圧化手段で電力損失が発生するのを防ぐことができる。

上記構成における第３直流化電圧は、定電圧化手段が有する第１ツェナーダイオードの降伏電圧によって第２直流化電圧を制限して定電圧化することにより簡易に生成することができる。また、この場合は、定電圧化手段がさらに有するスイッチ素子を停止手段によってオン／オフ制御することで、比較的簡単な構成で第２直流化手段の出力と第１ツェナーダイオードとを導通させたり、該出力と第１ツェナーダイオードとの導通を遮断させたりすることができる。

上記構成における所定の閾値電圧は、停止手段が有する第２ツェナーダイオードの降伏電圧によって簡易に定めることができる。また、この場合は、第２ツェナーダイオードが降伏することで定電圧化手段のスイッチ素子を比較的簡単な構成でオフさせることができる。

本発明によれば、定常時の電力損失を従来よりもさらに低減可能なスイッチング電源装置を提供することができる。

本発明に係るスイッチング電源装置の回路図である。 本発明に係るスイッチング電源装置の各部電圧波形を簡略化したグラフである。 従来のスイッチング電源装置の回路図である。

以下、添付図面を参照しつつ、本発明に係るスイッチング電源装置およびその起動方法の好ましい実施形態について説明する。なお、図１に示されている各構成要素のうち、図３と同一の符号を付した構成要素については従来技術で説明したものと同様なので、ここでは説明を一部省略する。また、以下の説明中の符号Ｖ_C1、Ｖ_C3、Ｖ_C4、Ｖ_C5は、それぞれ平滑用コンデンサＣ₁、Ｃ₃、Ｃ₄、Ｃ₅の両端の電圧を意味する。また、説明の簡単のために、オン状態となっているバイポーラトランジスタのベース−エミッタ間電圧は１[Ｖ]とし、順方向に導通状態となっているダイオードの電圧降下はないものとする。

［スイッチング電源装置の構成］
図１に示すように、本発明に係るスイッチング電源装置１において、トランスＴは、一次巻線Ｔ₁、二次巻線Ｔ₂の他に第１および第２補助巻線Ｔ₃、Ｔ₄を有している。第１および第２補助巻線Ｔ₃、Ｔ₄は、トランスＴのコアに一次巻線Ｔ₁と同一の極性で巻回されており、直列に接続されている。また、第１補助巻線Ｔ₃の一端（相互接続端）は電力用ＦＥＴＱ₁のソースに接続されている。

第１および第２補助巻線Ｔ₃、Ｔ₄の誘起電圧に基づいて、スイッチング制御回路３およびアクティブフィルタ制御回路４の電源電圧となる補助電圧を生成する補助電源部７には、定電圧回路８と、停止回路９と、ダイオードＤ₃、Ｄ₄と、平滑用コンデンサＣ₃、Ｃ₄とが備えられている。

このうち、ダイオードＤ₃および平滑用コンデンサＣ₃は本発明の「第１直流化手段」を構成し、第１補助巻線Ｔ₃の誘起電圧を整流および平滑して「第１直流化電圧」（＝Ｖ_C3）を生成する。また、ダイオードＤ₄および平滑用コンデンサＣ₄は本発明の「第２直流化手段」を構成し、第１および第２補助巻線Ｔ₃、Ｔ₄の誘起電圧の和電圧を整流および平滑して「第２直流化電圧」（＝Ｖ_C4）を生成する。

第２直流化手段の出力側に設けられた定電圧回路８は本発明の「定電圧化手段」を構成し、予め設定された既定電圧を超えないように第２直流化電圧Ｖ_C4を制限して定電圧化することで「第３直流化電圧」を生成する。また、第１直流化手段の出力側に設けられた停止回路９は本発明の「停止手段」を構成し、第１直流化電圧Ｖ_C3が所定の閾値電圧を超えると、定電圧回路８に流れる電流を遮断し、定電圧回路８を完全に停止させる。

補助電源部７において、第２直流化手段を構成するダイオードＤ₄のアノードは第２補助巻線Ｔ₄の非相互接続端に接続され、ダイオードＤ₄のカソードは定電圧回路８を構成するＮＰＮ型トランジスタＱ₂のコレクタに接続されている。トランジスタＱ₂のベースは、第１ツェナーダイオードＺＤ₁のカソードに接続され、第１ツェナーダイオードＺＤ₁のアノードは第１補助巻線Ｔ₃の相互接続端に接続されている。トランジスタＱ₂のコレクタとベースとの間には、本発明の「スイッチ素子」に相当するＰＮＰ型トランジスタＱ₃と抵抗Ｒ₄が接続され、エミッタは順方向に接続されたダイオードＤ₆を介して電源ラインＰ（スイッチング制御回路３およびアクティブフィルタ制御回路４の電源端子に繋がるライン）に接続されている。

第１直流化手段を構成するダイオードＤ₃のアノードは第１補助巻線Ｔ₃の非相互接続端に接続され、ダイオードＤ₃のカソードは順方向に接続されたダイオードＤ₅を介して電源ラインＰに接続されている。また、ダイオードＤ₃のカソードと第１補助巻線Ｔ₃の相互接続端の間には、第１直流化手段を構成する平滑用コンデンサＣ₃が接続され、ダイオードＤ₄のカソードと第１補助巻線Ｔ₃の相互接続端の間には、第２直流化手段を構成する平滑用コンデンサＣ₄が接続されている。

停止回路９を構成する第２ツェナーダイオードＺＤ₂のカソードはダイオードＤ₃のカソードが接続され、第２ツェナーダイオードＺＤ₂のアノードはＮＰＮ型トランジスタＱ₄のベースに接続されている。トランジスタＱ₄は、エミッタが第１補助巻線Ｔ₃の非相互接続端に接続され、コレクタが抵抗Ｒ₅を介してダイオードＤ₃のカソードに接続されるとともにＮＰＮ型トランジスタＱ₅のベースに接続されている。トランジスタＱ₅は、エミッタが第１補助巻線Ｔ₃の非相互接続端に接続され、コレクタが定電圧回路８を構成するトランジスタＱ₃のベースに接続されている。

スイッチング制御回路３およびアクティブフィルタ制御回路４の電源ラインＰとダイオードブリッジ回路Ｄ₁の出力端子との間には、起動抵抗Ｒ₁が接続されている。また、電源ラインＰと第１補助巻線Ｔ₃の相互接続端（両制御回路の基準電位ラインでもある）との間には、コンデンサＣ₅が接続されている。このコンデンサＣ₅は、起動当初は、起動抵抗Ｒ₁を介して入力される一次側直流電圧、およびダイオードＤ₆を介して入力される第３直流化電圧によって充電され、その後、第１直流化電圧Ｖ_C3が第３直流化電圧よりも高くなると、ダイオードＤ₅を介して入力される第１直流化電圧Ｖ_C3によって充電される。

本実施形態に係るスイッチング電源装置１では、第３直流化電圧を第１ツェナーダイオードＺＤ₁の降伏電圧により任意の電圧値に設定することができる。例えば、第３直流化電圧を１４[Ｖ]に設定する場合は、トランジスタＱ₂のベース−エミッタ間電圧を考慮して、降伏電圧１５[Ｖ]の第１ツェナーダイオードＺＤ₁を使用すればよい。

また、本実施形態に係るスイッチング電源装置１では、停止回路９が定電圧回路８に流れる電流を停止させる所定の閾値電圧を第２ツェナーダイオードＺＤ₂の降伏電圧により任意の電圧値に設定することができる。例えば、閾値電圧を１８[Ｖ]に設定する場合は、トランジスタＱ₄のベース−エミッタ間電圧Ｖ_BE4を考慮して、降伏電圧１７[Ｖ]の第２ツェナーダイオードＺＤ₂を使用すればよい。ただし、定電圧回路８から出力される第３直流化電圧が補助電圧として両制御回路に供給されている最中に定電圧回路８を停止させると、両制御回路の動作に支障をきたすので、閾値電圧は第３直流化電圧よりも高めに設定しなければならない。

［スイッチング電源装置の起動時の動作］
次に、図１および図２を参照して、本発明に係るスイッチング電源装置１の起動時の動作について具体的に説明する。なお、図２は、下記条件の下でスイッチング電源装置１を起動させた場合の各部電圧波形の一例であって、条件が異なれば異なった電圧波形となることは言うまでもない。
・商用交流電圧Ｖ_ACIN＝ＡＣ９０[Ｖ]
・トランスＴの巻数比Ｔ₁：Ｔ₃：Ｔ₄＝４４：２：７
・スイッチング制御回路３の起動電圧＝１６[Ｖ]
・アクティブフィルタ制御回路４の起動電圧＝１３[Ｖ]
・第１ツェナーダイオードＺＤ₁の降伏電圧＝１５[Ｖ]
・第２ツェナーダイオードＺＤ₂の降伏電圧＝１７[Ｖ]
・アクティブフィルタ２の設定電圧＝３７０[Ｖ]（≒２６４[Ｖ]×√２）

図２に示すように、時間ｔ₀において商用交流電圧Ｖ_ACINの入力が開始され、一次側直流電圧が上昇すると、起動抵抗Ｒ₁を通ってダイオードブリッジ回路Ｄ₁の出力端子から電源ラインＰに電流が流れる。そして、この電流によってコンデンサＣ₅が充電され、電源ラインＰの電圧が上昇し、アクティブフィルタ制御回路４およびスイッチング制御回路３が順次起動する。

スイッチング制御回路３が起動し、スイッチング制御回路３による電力用ＦＥＴＱ₁の制御が始まると、第１および第２補助巻線Ｔ₃、Ｔ₄に誘起電圧が発生して第２直流化電圧Ｖ_C4が上昇し、トランジスタＱ₂がオン状態となる。そして、第２直流化電圧Ｖ_C4がさらに上昇し、時間ｔ₁において１５[Ｖ]になると、図２（Ｄ）に示すように、第３直流化電圧はそれ以上上昇することなく１４[Ｖ]で一定となる。

時間ｔ₁以降も、第１直流化電圧Ｖ_C3は上昇を続ける。そして、時間ｔ₂を過ぎて、第１直流化電圧Ｖ_C3が第３直流化電圧（＝１４[Ｖ]）を超えると、補助電源部７は、第３直流化電圧に代えて第１直流化電圧Ｖ_C3を補助電圧として出力するようになる。すなわち、定電圧回路８から出力される第３直流化電圧は使用されなくなる。

なお、時間ｔ₂を過ぎると、トランジスタＱ₂のベースとダイオードＤ₆のカソードとの間には、トランジスタＱ₂およびダイオードＤ₆をオン状態（導通状態）とするための十分な順方向電圧が印加されないので、トランジスタＱ₂およびダイオードＤ₆は、その一方または双方がオフ状態（非導通状態）となる。一方、抵抗Ｒ₄と第１ツェナーダイオードＺＤ₁の直列回路には、トランジスタＱ₃を介して第２直流化電圧Ｖ_C4が印加され続けているので、時間ｔ₂を過ぎた後も定電圧回路８に部分的に電流が流れ続ける。

その後、時間ｔ₃となり、第１直流化電圧Ｖ_C3が１８[Ｖ]になると、第２ツェナーダイオードＺＤ₂が導通状態となるとともに、トランジスタＱ₄のベース−エミッタ間電圧Ｖ_BE4が１[Ｖ]となり、トランジスタＱ₄がオン状態となる（図２（Ｆ）参照）。そして、これをきっかけとして、トランジスタＱ₅がオフ状態となり、トランジスタＱ₃がオフ状態となる。トランジスタＱ₃がオフ状態となると、抵抗Ｒ₄と第１ツェナーダイオードＺＤ₁の直列回路に第２直流化電圧Ｖ_C4が印加されなくなり、定電圧回路８は完全に停止する。したがって、時間ｔ₃を過ぎた後（定常時）に、抵抗Ｒ₄および第１ツェナーダイオードＺＤ₁により電力損失が発生することはない。

なお、本実施形態では、定常時においても、新たに設けた第２ツェナーダイオードＺＤ₂に電流が流れ続けることになる。しかしながら、第２ツェナーダイオードＺＤ₂に流れるのはトランジスタＱ₄のベース電流であり、図３に示す従来回路においてツェナーダイオードＺＤに流れる電流に比べて非常に小さい。したがって、第２ツェナーダイオードＺＤ₂による電力損失を考慮したとしても、本実施形態に係るスイッチング電源装置１によれば、従来のスイッチング電源装置１０に比べて、定常時の電力損失を低減することができる。

以上、本発明に係るスイッチング電源装置の好ましい実施形態について説明してきたが、本発明はこの実施形態に限定されるものではない。

例えば、定電圧回路８は、以下の条件を満たす他の定電圧回路に置き換えることができる。
条件１：入力電圧が既定電圧（例えば、第１ツェナーダイオードＺＤ₁の降伏電圧）を超えるまでは、入力電圧にほぼ等しい出力電圧を出力する。
条件２：入力電圧が既定電圧を超えると、入力電圧の如何に拘わらず、既定電圧にほぼ等しい出力電圧を出力する。

また、停止回路９は、第１直流化電圧Ｖ_C3が所定の閾値電圧を超えているか否かを判定するとともに、その判定結果に応じて、定電圧回路８を動作させたり、停止させたりできる他の回路に置き換えることができる。

１ スイッチング電源装置
２ アクティブフィルタ
３ スイッチング制御回路
４ アクティブフィルタ制御回路
５ 電圧検知手段
６ フィードバック回路
７ 補助電源部
８ 定電圧回路（定電圧化手段）
９ 停止回路（停止手段）
Ｄ₁ ダイオードブリッジ回路
Ｑ₁ 電力用ＦＥＴ（スイッチング手段）
Ｒ₁ 起動抵抗
Ｔ トランス
Ｔ₁ 一次巻線
Ｔ₂ 二次巻線
Ｔ₃ 第１補助巻線
Ｔ₄ 第２補助巻線
ＺＤ₁ 第１ツェナーダイオード
ＺＤ₂ 第２ツェナーダイオード

Claims (1)

1. 外部から入力された交流電圧を整流および平滑して得た一次側直流電圧が供給されるアクティブフィルタと、前記アクティブフィルタを制御するアクティブフィルタ制御回路と、前記アクティブフィルタの出力電圧をスイッチングしてスイッチング電圧を生成するスイッチング手段と、前記スイッチング手段を制御するスイッチング制御回路と、前記スイッチング電圧が供給される一次巻線と、二次巻線と、前記一次巻線と同一極性に巻回された第１および第２補助巻線とを有するトランスと、前記トランスの二次巻線の誘起電圧を整流および平滑して直流の二次側出力電圧を生成する出力電圧生成手段と、前記第１および第２補助巻線の誘起電圧に基づいて直流の補助電圧を生成し、該補助電圧を電源電圧として前記スイッチング制御回路および前記アクティブフィルタ制御回路に供給する補助電源部とを備えたスイッチング電源装置であって、
   前記補助電源部は、
   前記第１補助巻線の誘起電圧を整流および平滑して第１直流化電圧を生成する第１直流化手段と、
   前記第１および第２補助巻線の誘起電圧の和電圧を整流および平滑して第２直流化電圧を生成する第２直流化手段と、
   前記第２直流化手段の出力側に設けられ、前記第２直流化電圧を制限して定電圧化することで第３直流化電圧を生成する定電圧化手段と、
   前記第１直流化手段の出力側に設けられ、前記第１直流化電圧が前記第３直流化電圧よりも高い所定の閾値電圧を超えると前記定電圧化手段に流れる電流を停止させる停止手段と、を有し、
   前記定電圧化手段は、
   第１ツェナーダイオードを有し、該第１ツェナーダイオードの降伏電圧によって前記第２直流化電圧を定電圧化して前記第３直流化電圧を生成するとともに、
   前記停止手段によりオン／オフ制御されるスイッチ素子をさらに有し、前記スイッチ素子がオンされることで前記第２直流化手段の出力と前記第１ツェナーダイオードとを導通させる一方、前記スイッチ素子がオフされることで前記第２直流化手段の出力と前記第１ツェナーダイオードとの導通を遮断するよう構成され、
   前記停止手段は、
   第２ツェナーダイオードを有し、該第２ツェナーダイオードの降伏電圧によって前記所定の閾値電圧が定められるとともに、前記第２ツェナーダイオードが降伏することで前記スイッチ素子をオフさせるよう構成され、
   前記第１直流化電圧および前記第３直流化電圧の大きい方が前記補助電圧として前記スイッチング制御回路および前記アクティブフィルタ制御回路に供給されることを特徴とするスイッチング電源装置。

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