JP6409171B2 - スイッチング電源装置、電子機器及び双方向ｄｃｄｃコンバータ - Google Patents

Description

本発明は、例えばＡＣＤＣコンバータなどの、特に力率改善回路を有するスイッチング電源装置及びそれを備えた電子機器、並びにそれらに用いる双方向ＤＣＤＣコンバータに関する。

入力高調波の規制に対して、特に大電力用途のために、力率改善回路は必須となってきており、様々な制御方式の力率改善回路が開発されている。当該力率改善回路はダイオードブリッジにより全波整流された脈流電圧に応じて入力電流を変化させるため、出力電流、出力電圧に脈流が発生することが知られている。

例えば特許文献１の図６では、脈流を含む力率改善回路の出力を平滑用スイッチングコンバータにより降圧して平滑化する事例が示されている。これは一般に２コンバータ方式と呼ばれる。スイッチングコンバータは効率が良い反面、部品点数が多いため、回路規模が増大し、またノイズが大きくなるという問題があった。それに対して特許文献１では、インピーダンスを可変制御するフィードバック型定電流制御回路を負荷であるＬＥＤ（Light Emitting Diode）に直列に接続することでスイッチング電源装置の小型化を図っている。

また、特許文献２では２コンバータ方式のスイッチング電源装置において、脈流を含む入力電圧が高い場合に力率改善回路を停止させ、平滑用スイッチングコンバータのみで動作するようにしている。これにより、力率改善回路の損失を低減し、小型化及び高効率化が可能である。

特許文献１に示されるスイッチング電源装置はインピーダンスを可変制御するフィードバック型定電流制御回路を用いることでＬＥＤに流れる電流を平滑化している。ＬＥＤに流れる電流は一定であるため、力率改善回路の出力電圧をボルテージレギュレータで平滑し、ＬＥＤに印加していることと変わらない。従って前記フィードバック型定電流制御回路は脈流を含む電圧を損失させて平滑しているため、発熱が大きく、効率も悪化するという課題があった。

また、特許文献２に示されるスイッチング電源装置は脈流を含む入力電圧が高い場合に力率改善回路を停止させ、平滑用スイッチングコンバータのみで動作するようにしている。従って、入力電圧が高い場合には力率改善が行われず、力率が悪化するという課題があった。

本発明の目的は前記課題を解決し、従来技術に比較して高い力率及び高い効率を有するスイッチング電源装置を提供することにある。

本発明の一態様に係るスイッチング電源装置は、交流入力電圧を所望の出力電圧に変換するスイッチング電源装置であって、
前記スイッチング電源装置の入力端に設けられ、力率を改善する力率改善回路と、
一方の端子に前記力率改善回路の出力端が接続されかつ他方の端子に双方向ＤＣＤＣコンバータが接続される平滑コンデンサと、
前記出力電圧に対応するフィードバック信号に基づいて、第１の直流電圧を第２の直流電圧に変換して前記平滑コンデンサに出力し、もしくは前記平滑コンデンサからの第３の直流電圧を第４の直流電圧に変換して出力する前記双方向ＤＣＤＣコンバータとを備えたことを特徴とする。

本発明に係るスイッチング電源装置によれば、双方向ＤＣＤＣコンバータは低い電圧で動作可能であり、従来技術に比較して、スイッチング損失及びノイズを小さくすることができ、これにより、従来技術に比較して高い力率及び高い効率を実現できる。

本発明の実施形態１に係るスイッチング電源装置１０１の構成を示す回路図である。 図１のスイッチング電源装置１０１の動作を示す図であって、各電流のタイミングチャートである。 図１のスイッチング電源装置１０１の動作を示す図であって、各電圧のタイミングチャートである。 本発明の実施形態２に係るスイッチング電源装置１０２の構成を示す回路図である。 本発明の実施形態３に係るスイッチング電源装置１０１，１０２を備えた電子機器２００の構成を示すブロック図である。 本発明の変形例１に係る力率改善回路３Ａの構成を示す回路図である。 本発明の変形例２に係る双方向ＤＣＤＣコンバータ５Ａの構成を示す回路図である。

以下、本発明に係る実施形態について図面を参照して説明する。なお、以下の各実施形態において、同様の構成要素については同一の符号を付している。

実施形態１．
図１は本発明の実施形態１に係るスイッチング電源装置１０１の構成を示す回路図である。図１において、スイッチング電源装置１０１はＡＣＤＣコンバータであって、交流電源１と、整流回路２と、力率改善回路３と、平滑コンデンサ４とを備える。スイッチング電源装置１０１はさらに、双方向ＤＣＤＣコンバータ（以下、双方向コンバータという。）５と、直流電源６と、分圧抵抗７，８と、負荷９とを備える。

図１において、交流電源１からの交流電圧は、ダイオードブリッジ回路にてなる整流回路２により整流された後、力率改善回路２に入力される。力率改善回路２に入力される電圧をＶ１とし、その電流をＩ１とする。力率改善回路３は、交流電源１から整流回路２を介して入力される電力の力率を改善して出力する。力率改善回路３からの出力端子は平滑コンデンサ４を介して双方向コンバータ５に接続されるとともに、負荷９の一端に接続される。ここで、力率改善回路３から出力される電流をＩ２とする。負荷９に印加される電圧Ｖ４を、直列接続された２つの分圧抵抗７，８からなる分圧回路１１により分圧してフィードバック信号を生成して双方向コンバータ５に帰還する。

双方向コンバータ５は、出力電圧Ｖ４に対応するフィードバック信号に基づいて、直流電源６からの直流電圧Ｖ５を所定の直流電圧Ｖ３に昇圧又は降圧した後、平滑コンデンサ４を介して負荷９に出力する。もしくは、双方向コンバータ５は、フィードバック信号に基づいて、平滑コンデンサ４を介して入力される電圧Ｖ３を所定の電圧Ｖ５に昇圧又降圧して直流電源６に出力する。すなわち、双方向コンバータ５は、フィードバック信号に基づいて双方向で直流電圧を昇圧又は降圧するように変換する。ここで、平滑コンデンサ４の両端電圧をＶ３とし、平滑コンデンサ４に流れる電流をＩ３とする。また、負荷９の両端電圧をＶ４とし、負荷９に流れる電流をＩ４とする。言い換えれば、双方向コンバータ５から平滑コンデンサ４に対して直流電流Ｉ３を図１の矢印の方向で供給し、もしくは平滑コンデンサ４から直流電流Ｉ３を図１の矢印とは反対方向で引き抜くことができる。

以上のように構成されたスイッチング電源装置において、電圧Ｖ４が電圧Ｖ１の最大値よりも高い場合、力率改善回路３は昇圧コンバータで構成することが可能である。また、電圧Ｖ４が電圧Ｖ１の最大値より低い場合、力率改善回路３は昇降圧コンバータで構成する必要がある。昇降圧コンバータとしては例えば、フライバックコンバータ、極性反転型コンバータ、Ｈブリッジ昇降圧コンバータの構成が挙げられる。

図２Ａは図１のスイッチング電源装置１０１の動作を示す図であって、各電流のタイミングチャートであり、図２Ｂは図１のスイッチング電源装置１０１の動作を示す図であって、各電圧のタイミングチャートである。

図２Ａ及び図２Ｂから明らかなように、力率改善回路３により、電圧Ｖ１と電流Ｉ１は相似な波形となる。力率改善回路３は例えばスイッチングコンバータであり、損失が無視できるとすると、Ｖ１×Ｉ１すなわち入力電力と、Ｖ４×Ｉ２の積すなわち出力電力はほぼ等しくなる。従って、Ｉ２＝Ｖ１×Ｉ１／Ｖ４となる。よって、電流Ｉ２も電流Ｉ１と同様に脈流電流となる。双方向コンバータ５はフィードバック信号の信号レベルが一定となるように動作するため、電圧Ｖ４は一定となる。双方向コンバータ５は電圧Ｖ４を一定とするため、電圧Ｖ３を制御し、電圧（Ｖ２＋Ｖ３）が一定となる。また、これは双方向コンバータ５が脈流電流Ｉ２を平滑コンデンサ４を介してキャンセルして電流Ｉ４に変換していることと等価であるため、電流Ｉ３は電流Ｉ２のリプル電流に対して対称であり、かつ平均値が０である。図２Ａ及び図２Ｂの動作波形より、図１の構成で力率改善回路３のリプル電流、リプル電圧を双方向コンバータ５で平滑できていることが分かる。

ここで、双方向コンバータ５の耐圧は電圧Ｖ３、又はＶ５の高い方により決定される。双方向コンバータ５が降圧コンバータである場合、電圧Ｖ５は電圧Ｖ３の最大値より大きくなるように設定する必要がある。
（１）双方向コンバータ５が昇圧コンバータである場合、電圧Ｖ５は電圧Ｖ３の最小値より小さくなるように設定する必要がある。
（２）双方向コンバータ５が昇降圧コンバータである場合、電圧Ｖ５は任意の値を取ることが可能である。直流電源６が双方向コンバータ５に供給する電流はほぼ平均値が０であるため、電源としての能力は低くてよい。

よって、例えば力率改善回路３から補助巻線を用いた電源で構成することができるが、双方向コンバータ５が降圧コンバータ、又は昇圧コンバータである場合、直流電源６の電圧ばらつきを考慮してＶ３の振幅範囲を決定する必要がある。また、双方向コンバータ５の耐圧はばらつきに対して十分にマージンを持つ必要がある。一方、双方向コンバータ５が昇降圧コンバータであれば直流電源６は任意の値でよいため、例えばＶ３の平均値を直流電源６のばらつきの中央値とすれば、直流電源６の電圧ばらつきがＶ３を超えなければ、双方向コンバータ５の耐圧はほぼ電圧Ｖ３のリプル電圧により決定される。

実施形態２．
図３は本発明の実施形態２に係るスイッチング電源装置１０２の構成を示す回路図である。実施形態２に係るスイッチング電源装置１０２は、実施形態１に係るスイッチング電源装置１０１に比較して、以下の点が異なる。
（１）負荷９を、例えば２個のＬＥＤＤ１，Ｄ２が直列に接続されてなるＬＥＤ発光素子２１とすること。
（２）ＬＥＤ発光素子２１と電流センス抵抗２２との直列回路である分圧回路１２を、電圧Ｖ４を出力する出力回路としたこと。

ここで、出力電圧Ｖ４を、ＬＥＤ発光素子２１と電流センス抵抗２２とからなる分圧回路１２により分圧して、出力電圧Ｖ４に対応するフィードバック信号を発生する。フィードバック信号の信号電圧は、電流センス抵抗２２に流れる電流Ｉ４と、電流センス抵抗２２の抵抗値との積で決定される。双方向コンバータ５は、フィードバック信号が一定となるように動作するため、電流センス抵抗２２の抵抗値が一定だとすると、電流Ｉ４は一定となる。従って、動作波形は図２Ａ及び図２Ｂと同様となる。

以上のように構成されたスイッチング電源装置は、第１の実施形態と同様の作用効果を有する。

実施形態３．
図４は本発明の実施形態３に係るスイッチング電源装置１０１，１０２を備えた電子機器２００の構成を示すブロック図である。図４において、電子機器２００は例えば携帯電話機、スマートホン、パーソナルコンピュータ、複合機であって、スイッチング電源装置１０１，１０２と、負荷である所定の電子回路１１０とを含む。スイッチング電源装置１０１，１０２からの直流電圧は電子回路１１０に供給される。

変形例１．
図５は本発明の変形例１に係る力率改善回路３Ａの構成を示す回路図である。変形例１では、図５に示すように、力率改善回路３に昇降圧コンバータを用いた場合の一例として、力率改善回路３Ａは極性反転型コンバータを含む構成を示している。図５において、ＶＩＮ＋、ＶＩＮ−はそれぞれ入力の正電圧、負電圧を示し、ＶＯＵＴ＋、ＶＯＵＴ−はそれぞれ出力の正電圧、負電圧を示す。Ｖ１、Ｖ４、Ｖ５はそれぞれ、図１又は図３に示される電圧と同じである。

図５において、力率改善回路３Ａの極性反転型コンバータは、力率改善制御回路３１と、例えばＭＯＳトランジスタである駆動素子３２と、例えばダイオードである整流素子３３、トランス４０の主巻線３４、入力バイパスコンデンサ３５、出力コンデンサ３６とを備えて構成される。入力電圧Ｖ１は入力バイパスコンデンサ３５に印加され、入力バイパスコンデンサ３５と出力コンデンサ３６とは直列に接続され、それらの接続点は主巻線３４及び駆動素子３２を介して入力電圧側に帰還される。出力コンデンサ３６の一端は主巻線３４を介して整流素子３３のカソード及び駆動素子３２に接続され、出力コンデンサ３６の他端は整流素子３３のアノードに接続される。ここで、駆動素子３２は力率改善制御回路３１からの制御信号によりオン／オフ制御される。

直流電源６は図１又は図３に示されるスイッチング電源装置１０１，１０２において、トランス４０の補助巻線３９を使用した構成を示しており、ＶＡＵＸは直流電源６の出力端子である。補助巻線３９からの出力電圧は例えばダイオードである整流素子３７及び平滑コンデンサ３８を介して出力電圧Ｖ５となる。

次いで、図５を参照して、補助巻線３９を使用した直流電源６の動作について以下説明する。ここで、トランス４０の主巻線３４と補助巻線３９の巻線比がＮ対１であるとする。

まず、駆動素子３２がオフし整流素子３３が整流をしている間、主巻線３４には電圧Ｖ４が印加される。補助巻線３９には電圧（Ｖ４／Ｎ）が発生し、整流素子３７を介して平滑コンデンサ３８を充電する。従って、電圧Ｖ５は電圧（Ｖ４／Ｎ）となる。電圧Ｖ５を設定したい場合、Ｎを電圧Ｖ４に応じて調整すればよい。

次いで、駆動素子３２がオンした場合、主巻線３４には電圧Ｖ１が印加される。補助巻線３９には電圧（−Ｖ１／Ｎ）が発生し、整流素子３７に逆バイアス電圧が印加され、平滑コンデンサ３８の充電は停止する。よって、平滑コンデンサ３８は駆動素子３２がオフである期間のみ充電される。

以上説明したように、図５に示す直流電源６の構成では、主巻線３４と補助巻線３９のばらつき、また電圧Ｖ４のばらつきにより、電圧Ｖ５が変動することが分かる。ただし、通常の力率改善回路では出力電圧に脈流を含むが、本方式では出力電圧Ｖ４の脈流が抑えられるため、電圧Ｖ４のばらつきに脈流電圧を含める必要がないため、電圧Ｖ５のばらつきは従来技術に比較すると比較的小さい。

変形例２．
図６は本発明の変形例２に係る双方向コンバータ５Ａの構成を示す回路図である。変形例２は、双方向コンバータ５Ａに降圧コンバータを用いた例を示す。図６において、双方向コンバータ５Ａは、ダイオード４１と、入力バイパスコンデンサ４２と、駆動素子４３と、整流素子４４と、インダクタ４５と、出力コンデンサ４６と、分圧抵抗４７，４８と、フィルタ容量４９と、デカップリング抵抗５０，５１とを備えて構成される。

図６において、双方向コンバータ５Ａの逆流電流が入力に流入しないよう入力端子にはダイオード４１が挿入されている。入力バイパスコンデンサ４２は双方向コンバータ５Ａの双方向に流れる電流を平滑化する。平滑化された電圧は、駆動素子４３及び整流素子４４によりスイッチングされた後、インダクタ４５及び出力コンデンサ４６を介して出力電圧Ｖ５として出力される。出力電圧Ｖ５は分圧抵抗４７，４８により分圧されて、分圧された電圧はフィルタ容量４９及びデカップリング抵抗５０，５１を介してフィードバック信号として出力される。デカップリング抵抗５１からのフィードバック信号は制御回路５２に入力されて、電圧Ｖ５が一定となるように制御される。

入力バイパスコンデンサ４２に発生する電圧は、最小が電圧Ｖ３となる脈流電圧となるため、入力バイパスコンデンサ４２のキャパシタンスが大きいほど、双方向コンバータ５Ａに要求される耐圧を低くすることが可能である。駆動素子４３及び整流素子４４は入力バイパスコンデンサ４２に発生する電圧以上の耐圧が必要である。例えば電圧Ｖ５が振幅２０Ｖであり、入力バイパスコンデンサ４２に発生する脈流電圧の振幅が５Ｖである場合、２５Ｖ以上の耐圧を有する素子で構成することができる。出力コンデンサ４６はインダクタ４５のリプル電流を平滑するためのものである。電圧Ｖ５の平均値は、分圧抵抗４７、４８により分圧された電圧を、フィルタ容量４９により平滑した電圧を制御回路５２にフィードバックすることにより決定される。例えば制御回路５２の制御電圧が１Ｖであった場合、分圧抵抗４７を９０ｋΩとし、分圧抵抗４８を１０ｋΩとすれば、電圧Ｖ５は平均１０Ｖであり、２０Ｖの振幅を有する波形となる。例えば前記双方向コンバータ５Ａを３０Ｖ耐圧の素子で構成した場合、当該双方向コンバータ５Ａの規模は２コンバータ方式で用いられる平滑用スイッチングコンバータの１０分の１以下とすることが可能である。

実施形態のまとめ．
第１の態様に係るスイッチング電源装置は、交流入力電圧を所望の出力電圧に変換するスイッチング電源装置であって、
前記スイッチング電源装置の入力端に設けられ、力率を改善する力率改善回路と、
前記力率改善回路の出力端に接続される平滑コンデンサと、
前記出力電圧に対応するフィードバック信号に基づいて、第１の直流電圧を第２の直流電圧に変換して前記平滑コンデンサに出力し、もしくは前記平滑コンデンサからの第３の直流電圧を第４の直流電圧に変換して出力する双方向ＤＣＤＣコンバータとを備えたことを特徴とする。

前記第１の態様に係るスイッチング電源装置によれば、双方向コンバータは力率改善回路から出力される脈流を含む出力電圧を平滑化するために使用されるため、双方向コンバータの動作電圧は平滑コンデンサに発生するリプル電圧以上あればよい。リプル電圧は力率改善回路の出力電圧と比較して小さくすることが可能であるため、双方向コンバータは低い電圧で動作可能であり、スイッチング損失及びノイズを小さくすることができる。従って、双方向コンバータの動作周波数を上げることが容易となり、受動部品を小型化することができる。また、双方向コンバータの耐圧も低くすることができるため、回路を小型化することができる。

第２の態様に係るスイッチング電源装置は、第１の態様に係るスイッチング電源装置において、互いに直列に接続された２つの分圧抵抗を含む分圧回路を備える。前記フィードバック信号は、前記出力電圧を前記分圧回路により分圧して得られた電圧を有し、上記双方向ＤＣＤＣコンバータは前記出力電圧が一定になるように制御する。

第３の態様に係るスイッチング電源装置は、第１の態様に係るスイッチング電源装置において、互いに直列に接続されたＬＥＤ発光素子と電流センス抵抗を含む分圧回路を備える。前記フィードバック信号は、前記出力電圧を前記分圧回路により分圧して得られた電圧を有し、上記双方向ＤＣＤＣコンバータは前記ＬＥＤ発光素子に流れる電流が一定になるように制御する。

第２又は第３の態様に係るスイッチング電源装置によれば、双方向コンバータは力率改善回路の脈流する出力電流を平滑化するために使用される。双方向コンバータの動作電圧は上記と同様にリプル電圧以上あればよく、双方向コンバータの動作周波数を上げることが容易となり、受動部品、回路を小型化することができる。

第４の態様に係るスイッチング電源装置は、第１〜第３の態様のうちのいずれか１つに係るスイッチング電源装置において、前記力率改善回路は昇降圧コンバータを含む。

第４の態様に係るスイッチング電源装置によれば、リプル平滑のために双方向コンバータを使用する場合、降圧コンバータであれば平滑コンデンサに発生するリプル電圧以上の入力電圧に設定する必要がある。また昇圧コンバータでは入力電圧以上の出力以上にしか対応できないため、双方向コンバータの出力電圧は力率改善回路のリプル電圧に入力電圧を加えた電圧となる。昇降圧コンバータであれば入力電圧は例えばリプル電圧の平均値とすることができ、出力電圧は力率改善回路のリプルとなるため、リプル電圧の耐圧を有する回路構成で実現できる。

第５の態様に係るスイッチング電源装置によれば、第１〜第４の態様のうちのいずれか１つに係るスイッチング電源装置において、前記双方向ＤＣＤＣコンバータは降圧コンバータを含む。

第６の態様に係る電子機器によれば、第１〜第５の態様のうちのいずれか１つに記載のスイッチング電源装置を備える。ここで、当該電子機器は、例えば携帯電話機、スマートホン、パーソナルコンピュータ、複合機などである。

以上説明したように、降圧コンバータであれば平滑コンデンサに発生するリプル電圧以上の入力電圧に設定する必要があり、相応の耐圧を有する素子で構成する必要がある。しかしながら、降圧コンバータは制御性が良く、高い効率を得やすい。入力電圧のばらつき、出力電圧リプルのばらつきが小さい場合、降圧コンバータで構成すればより高い効率を得ることが可能である。

１…交流電源、
２…整流回路、
３，３Ａ…力率改善回路、
４…平滑コンデンサ、
５，５Ａ…双方向ＤＣＤＣコンバータ（双方向コンバータ）
６…直流電源、
７，８…分圧抵抗、
９…負荷、
１１，１２…分圧回路、
２１…ＬＥＤ発光素子、
２２…電流センス抵抗、
３１…力率改善制御回路、
３２…駆動素子、
３３…整流素子、
３４…主巻線、
３５…入力バイパスコンデンサ、
３６…出力コンデンサ、
３７…整流素子、
３８…平滑コンデンサ、
３９…補助巻線、
４０…トランス、
４１…ダイオード、
４２…入力バイパスコンデンサ、
４３…駆動素子、
４４…整流素子、
４５…インダクタ、
４６…出力コンデンサ、
４７，４８…分圧抵抗、
４９…フィルタ容量、
５０，５１…デカップリング抵抗、
１０１，１０２…スイッチング電源装置、
２００…電子機器。

特許第５１１０１９７号公報 特開２０１３−０３８８８２号公報

Claims (7)

1. 交流入力電圧を所望の出力電圧に変換するスイッチング電源装置であって、
   前記スイッチング電源装置の入力端に設けられ、力率を改善する力率改善回路と、
   一方の端子に前記力率改善回路の出力端が接続されかつ他方の端子に双方向ＤＣＤＣコンバータが接続される平滑コンデンサと、
   前記出力電圧に対応するフィードバック信号に基づいて、第１の直流電圧を第２の直流電圧に変換して前記平滑コンデンサに出力し、もしくは前記平滑コンデンサからの第３の直流電圧を第４の直流電圧に変換して出力する前記双方向ＤＣＤＣコンバータとを備えたことを特徴とするスイッチング電源装置。
2. 互いに直列に接続された２つの分圧抵抗を含む分圧回路を備え、
   前記フィードバック信号は、前記出力電圧を前記分圧回路により分圧して得られた電圧を有し、
   上記双方向ＤＣＤＣコンバータは前記出力電圧が一定になるように制御することを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源装置。
3. 互いに直列に接続されたＬＥＤ発光素子と電流センス抵抗を含む分圧回路を備え、
   前記フィードバック信号は、前記出力電圧を前記分圧回路により分圧して得られた電圧を有し、
   上記双方向ＤＣＤＣコンバータは前記ＬＥＤ発光素子に流れる電流が一定になるように制御することを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源装置。
4. 前記力率改善回路は昇降圧コンバータを含むことを特徴とする請求項１〜３のうちのいずれか１つに記載のスイッチング電源装置。
5. 前記双方向ＤＣＤＣコンバータは降圧コンバータを含むことを特徴とする請求項１〜４のうちのいずれか１つに記載のスイッチング電源装置。
6. 請求項１〜５のうちのいずれか１つに記載のスイッチング電源装置を備えたことを特徴とする電子機器。
7. 交流入力電圧を所望の出力電圧に変換するスイッチング電源装置の双方向ＤＣＤＣコンバータであって、
   前記スイッチング電源装置の入力端に設けられた力率改善回路からの出力が、一方の端子に前記力率改善回路の出力端が接続されかつ他方の端子に双方向ＤＣＤＣコンバータが接続される平滑コンデンサを介して、前記双方向ＤＣＤＣコンバータに接続されており、
   前記出力電圧に対応するフィードバック信号に基づいて、第１の直流電圧を第２の直流電圧に変換して前記平滑コンデンサに出力し、もしくは前記平滑コンデンサからの第３の直流電圧を第４の直流電圧に変換して出力することを特徴とする双方向ＤＣＤＣコンバータ。

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