CN113809910A - 开关控制电路及电源电路 - Google Patents

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Abstract

本发明的开关控制电路是对电源电路中的晶体管的开关进行控制的开关控制电路，其中，所述电源电路包括：被施加有与交流电压相对应的整流电压的电感器；以及控制所述电感器中流过的电感电流的所述晶体管，该电源电路根据所述交流电压生成输出电压，所述开关控制电路包括：第一运算电路，该第一运算电路基于与所述整流电压相对应的第一电压、与所述输出电压相对应的第二电压、和所述晶体管导通时的所述电感电流，来对所述晶体管截止后到所述电感电流达到规定值为止进行运算的第一期间；以及驱动电路，该驱动电路在与所述第二电压相对应的第二期间内将所述晶体管导通，在所述第一期间内将所述晶体管截止。

Description

开关控制电路及电源电路
技术领域
本发明涉及开关控制电路及电源电路。
背景技术
在用于AC-DC转换器的功率因数改善IC中，有时会以AC-DC转换器的电感器中流过的电感电流几乎为零时将晶体管导通的临界模式进行动作。在这样的功率因数改善IC中，有时会使用基于输入电压和输出电压进行的计算来求出电感电流几乎为零的定时的计算方式。(例如专利文献1、专利文献2以及专利文献3)
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本专利第5326804号公报
专利文献2：日本专利特开2017－070192号公报
专利文献3：国际公开第2010/061654号
发明内容
发明所要解决的技术问题
但由于AC-DC转换器中的用于生成与输入电压和输出电压相对应的电压的元器件的值会偏离额定值，因此，使用上述计算方式的临界模式用的功率因数改善IC会以尚有电感电流流过时晶体管导通的连续模式进行动作。
本发明鉴于上述现有问题而完成，其目的在于提供一种即使在AC-DC转换器的元器件值偏离了额定值的情况下，也能够使AC-DC转换器以临界模式进行动作的技术。
解决技术问题所采用的技术方案
为了解决上述问题的本发明的开关控制电路是对电源电路中的晶体管的开关进行控制的开关控制电路，其中，所述电源电路包括：被施加与交流电压相对应的整流电压的电感器；以及控制所述电感器中流过的电感电流的所述晶体管，该电源电路根据所述交流电压生成输出电压，所述开关控制电路包括：第一运算电路，该第一运算电路基于与所述整流电压相对应的第一电压、与所述输出电压相对应的第二电压、所述晶体管导通时的所述电感电流，对所述晶体管截止后到所述电感电流达到规定值为止的第一期间进行运算；以及驱动电路，该驱动电路在与所述第二电压相对应的第二期间内将所述晶体管导通，在所述第一期间内将所述晶体管截止。
为了解决上述问题的本发明的开关控制电路是对电源电路中的晶体管的开关进行控制的开关控制电路，其中，所述电源电路包括：被施加与交流电压相对应的整流电压的电感器；以及控制所述电感器中流过的电感电流的所述晶体管，该电源电路根据所述交流电压生成输出电压，所述开关控制电路包括存储电路和运算电路，所述运算电路具备第一运算部，该第一运算部基于与所述整流电压相对应的第一电压、与所述输出电压相对应的第二电压、所述晶体管导通时的所述电感电流，来对所述晶体管截止后到所述电感电流达到规定值为止的第一期间进行运算。
为了解决上述问题的本发明的电源电路是根据交流电压生成输出电压的电源电路，包括：被施加有与所述交流电压相对应的整流电压的电感器；控制所述电感器中流过的电感电流的晶体管；基于与所述整流电压相对应的第一电压、与所述输出电压相对应的第二电压、和所述晶体管导通时的所述电感电流来对所述晶体管截止后到所述电感电流达到规定值为止的第一期间进行运算的第一运算电路；以及在与所述第二电压相对应的第二期间内将所述晶体管导通并且在所述第一期间内将所述晶体管截止的驱动电路。
发明效果
能够提供一种即使AC-DC转换器的元器件的值偏离了额定值的情况下，也可使AC-DC转换器以临界模式进行动作的技术。
附图说明
图1是表示AC-DC转换器10的结构的一个示例的图。
图2是表示电阻30～33的电阻值为额定值时的驱动信号Vdr和电压Vcs的一个示例的图。
图3是表示电阻30～33的电阻值偏离了额定值时的驱动信号Vdr和电压Vcs的一个示例的图。
图4是表示功率因数改善IC24的结构的一个示例的图。
图5是表示第一运算电路44的结构的一个示例的图。
图6是用于说明第一运算电路44的动作的图。
图7是表示功率因数改善IC24的动作的流程图。
图8是表示AC-DC转换器10以临界模式进行动作时的驱动信号Vdr和电压Vcs的一个示例的图。
图9是表示功率因数改善IC100的结构的一个示例的图。
具体实施方式
通过本说明书及附图的记载，至少可以明白以下事项。
＝＝＝＝＝本实施方式＝＝＝＝＝
图1是表示作为本发明的一个实施方式的AC-DC转换器10的结构的一个示例的图。AC-DC转换器10是利用商用电源的交流电压Vac来生成目标电平的输出电压Vout的升压斩波型电源电路。
负载11例如是DC-DC转换器或在直流电压下进行动作的电子设备。
《<AC-DC转换器10的概况>》
AC-DC转换器10被构成为包含全波整流电路20、电容器21、23、二极管22、功率因数改善IC24、NMOS晶体管25和电阻26、30～33。
全波整流电路20对规定的交流电压Vac进行全波整流，将其作为整流电压Vin施加到电容器21和电感器L1上。
另外，整流电压Vin被直接施加到电感器L1上，但也可以例如经由电阻(未图示)等元件施加到电感器L1上。电容器21是对整流电压Vin进行滤波的元件。
此外，电感器L1与二极管22、电容器23和NMOS晶体管25共同构成升压斩波电路。因此，电容器23的充电电压为直流的输出电压Vout。
功率因数改善IC24是改善AC-DC转换器10的功率因数并且控制NMOS晶体管25的开关以使输出电压Vout的电平达到目标电平的集成电路。具体而言，功率因数改善IC24基于电感器L1中流过的电感电流IL、整流电压Vin和输出电压Vout，驱动NMOS晶体管25。
关于功率因数改善IC24的详细情况将在后文阐述，功率因数改善IC24上设有端子VIN、FB、OUT、CS、GND。另外，除了上述5个端子VIN、FB、OUT、CS、GND以外，功率因数改善IC24上还设有其它端子，但这里为了简化而将其省略。此外，端子GND接地。
NMOS晶体管25是用于控制AC-DC转换器10提供给负载11的功率的晶体管。另外，本实施方式中，NMOS晶体管25采用MOS(Metal Oxide Semiconductor：金属氧化物半导体)晶体管，但并不限于此。NMOS晶体管25只要是能够控制功率的晶体管即可，例如也可以是双极型晶体管。此外，NMOS晶体管25的栅极电极连接到端子OUT，从而利用来自端子OUT的驱动信号Vdr对NMOS晶体管25的栅极电极进行驱动。
NMOS晶体管25的接地侧的电阻26是生成与NMOS晶体管25导通时的电感电流IL相对应的电压Vcs的元件。另外，电阻26上生成的电压Vcs被施加到端子CS。
电阻30、31构成对整流电压Vin进行分压的第一分压电路，并生成对NMOS晶体管25进行开关时所用的输入电压Vin_l。另外，电阻30、31所连接的节点上生成的输入电压Vin_l被施加到端子VIN。
电阻32、33构成对输出电压Vout进行分压的第二分压电路，并且生成对NMOS晶体管25进行开关时所用的反馈电压Vfb。另外，电阻32、33所连接的节点上生成的反馈电压Vfb被施加到端子FB。
另外，AC-DC转换器10相当于“电源电路”，功率因数改善IC24相当于“开关控制电路”。
图2是表示电阻30～33的电阻值为额定值时的驱动信号Vdr与电压Vcs之间的关系的图。
下面，说明将NMOS晶体管25导通的期间即导通期间ton和将NMOS晶体管25截止的期间即截止期间toff之间的关系。另外，功率因数改善IC24在对高电平(以下记为“H”电平)的驱动信号Vdr进行输出经过了导通期间ton后，输出低电平(以下记为“L”电平)的驱动信号Vdr。之后，在经过了截止期间toff后，功率因数改善IC24再次输出“H”电平的驱动信号Vdr。
AC-DC转换器10中，若将导通期间ton内流过的电流记为电流Ion，将电感器L1的电感值记为L，则电流Ion可如以下那样表示。
Ion＝Vin/L×ton···(1)
另一方面，若将截止期间toff内流过的电流记为电流Ioff，则电流Ioff可如以下那样表示。
Ioff＝(Vout-Vin)/L×toff···(2)
在使AC-DC转换器10以临界模式进行动作的情况下，电流Ion与电流Ioff相等，因此，根据式(1)和式(2)，若要表示截止期间toff则如以下那样。
toff＝ton×Vin/(Vout-Vin)···(3)
由此，如图2所示，若功率因数改善IC24在电感电流几乎为零时将NMOS晶体管25导通，在式(3)所示的截止期间toff内将NMOS晶体管25截止，则AC-DC转换器10以临界模式进行动作。
然而，在实际的AC-DC转换器10中，获取整流电压Vin与输出电压Vout作为由第一分压电路和第二分压电路生成的电压Vin_1、Vfb，并且如以下的式所示那样来对截止期间toff进行运算。
toff＝ton×Vin_l/(Vfb-Vin_l)···(4)
另外，第一分压电路对整流电压Vin进行分压以使得将其减小至1/N(N为正数)，并生成电压Vin_1。同样，第二分压电路对输出电压Vout进行分压以使得将其减小至1/N(N为正数)，并生成电压Vfb。第一分压电路和第二分压电路的分压比相同。在不同的情况下，调整式(4)的运算即可。
而且，构成第一分压电路和第二分压电路的电阻30～33的电阻值一般都偏离额定值。例如，若电阻31的电阻值小于额定值，则电压Vin_1变小，根据式(4)运算出的截止期间toff要比式(3)的截止期间toff要短。其结果是，如图3所示，在截止期间toff内，电感电流IL并不会下降至零，AC-DC转换器10将以连续模式进行动作。
因此，本实施方式的AC-DC转换器10中设置功率因数改善IC24，即使电阻30～33的电阻值偏离额定值，功率因数改善IC24也使AC-DC转换器10以临界模式进行动作。
《<功率因数改善IC24的结构>》
图4是表示功率因数改善IC24的结构的一个示例的图。功率因数改善IC24被构成为包含模数转换电路(ADC)40～42、导通期间输出电路43、第一运算电路44和驱动电路45。
另外，在图4中，为了简化说明，在不同于图1的位置上绘制出了端子，但与各个端子相连接的布线、元件等在图1和图4中是一样的。
此外，ADC40将端子CS的电压Vcs转换成数字值并且输出到第一运算电路44。
ADC41将端子VIN的电压Vin_1转换成数字值并且输出到第一运算电路44。
ADC42将端子FB的电压Vfb转换成数字值并且输出到第一运算电路44。另外，以下，输入到第一运算电路44的电压Vcs、Vin_1、Vfb都是数字值，但简单地以电压Vcs、Vin_1、Vfb来进行说明。
导通期间输出电路43将表示电压Vfb与成为目标电平的输出电压Vout的基准的基准电压(未图示)之间的误差所对应的导通期间ton的数字值输出至第一运算电路44和驱动电路45。
第一运算电路44是对NMOS晶体管25截止后到电感电流IL几乎为零为止的截止期间toff_comp进行运算的电路，其详细情况将在后文叙述。“电感电流IL几乎为零”是指电感电流IL达到几乎为零的电流值(例如1mA)。另外，以下，为方便起见，将“几乎为零”简称为零。
驱动电路45是在导通期间ton内导通NMOS晶体管25、在截止期间toff_comp内截止NMOS晶体管25的电路。
另外，ADC41相当于“第一模数转换电路”，ADC42相当于“第二模数转换电路”ADC40相当于“第三模数转换电路”。
此外，电压Vin_l相当于“第一电压”，电压Vfb相当于“第二电压”，电压Vcs相当于“第三电压”。此外，电压Vin_l的数字值相当于“第一数字值”，电压Vfb的数字值相当于“第二数字值”，电压Vcs的数字值相当于“第三数字值”。，而且，导通期间输出电路43相当于“输出电路”。
《<第一运算电路44的结构>》
图5是表示第一运算电路44的结构的一个示例的图。第一运算电路44被构成为包含第二运算电路50、第三运算电路51和第四运算电路52。
第一运算电路44是基于电压Vin_l、电压Vfb、电压Vcs来对NMOS晶体管25截止后到电感电流变为零为止的截止期间toff_comp进行运算的电路。
通过对电感电流IL变为零的截止期间toff_comp进行运算，能够使AC-DC转换器10以临界模式进行动作。另外，电压Vcs是电阻26中流过电感电流IL时由电阻26所产生的电压。
以下，参照图6，对第二运算电路50、第三运算电路51和第四运算电路52进行说明。
第二运算电路50是基于电压Vin_l、电压Vfb、以及将NMOS晶体管25导通的导通期间ton来对将NMOS晶体管25截止的期间toff_comp中的截止期间toff进行运算的电路。具体而言，第二运算电路50根据来自导通期间输出电路43的导通期间ton、电压Vin_l、和Vfb，使用上述的式(4)来对截止期间toff进行运算。
第三运算电路51是对NMOS晶体管25截止时的电感电流IL的减少率进行运算的电路。具体而言，第三运算电路51如图6所示地在导通期间ton中的中心(ton/2)附近，至少两次获取与电感电流IL相对应的电压Vcs，并对导通期间ton中的电感电流IL的增加率Son进行运算。
Son＝[Vcs(ton/2)-Vcs(ton/2-Δt)]/(Δt)···(5)
另外，在图6中，增加率Son等于导通期间ton内的电压Vcs的变化，因此用实线所示的斜线来表示。这里，导通期间ton的中心(ton/2)相当于“规定定时”。
之后，第三运算电路51根据导通期间ton、第二运算电路50运算出的截止期间toff、增加率Son，利用以下的式来对截止期间toff中的电感电流IL的减少率Soff进行运算。另外，在图6中，减少率Soff等于截止期间toff内的电压Vcs的变化，因此用虚线所示的斜线来表示。
Soff＝Son×ton/toff···(6)
另外，第三运算电路51基于导通期间ton的中心附近的电压Vcs来对增加率Son进行运算，但也可以基于导通期间ton开始后经过了规定期间之后的定时的电压Vcs来对增加率Son进行运算。
其中，根据经过了规定期间之后的定时(ton/2)的电压Vcs来对增加率Son进行运算能抑制NMOS晶体管25导通时的噪声的影响，因此为优选的。
第四运算电路52被构成为包含偏移运算电路60、期间运算电路61和加法电路62，是基于减少率Soff来对将NMOS晶体管25截止的截止期间toff_comp进行运算的电路。
偏移运算电路60是根据导通期间ton的中心(ton/2)的电感电流IL和增加率Son，来对表示电感电流IL与规定值之间的偏差的偏移值Voffset进行运算的电路。
具体而言，偏移运算电路60根据与导通期间ton的中心(ton/2)的电感电流IL相对应的电压Vcs的值Vcsdet和增加率Son，利用以下的式来对偏移值Voffset进行运算。
Voffset＝Vcsdet-Son×ton/2···(7)
期间运算电路61是将偏移值Voffset除以减少率Soff来对偏移期间toff_offset进行运算的电路。具体而言，期间运算电路61利用以下的式来对偏移期间toff_offset进行运算。
toff_offset＝Voffset/Soff···(8)
加法电路62是将偏移期间toff_offset与第二运算电路50运算出的截止期间toff相加来对截止期间toff_comp进行运算的电路。具体而言，加法电路62利用以下的式来对截止期间toff_comp进行运算。
toff_comp＝toff+toff_offset···(9)
另外，第四运算电路52利用偏移运算电路60、期间运算电路61和加法电路62，来对截止期间toff_comp进行运算。但第四运算电路52也可以根据电感电流IL的峰值Vcspk和减少率Soff，利用下式来对截止期间toff_comp进行运算。
toff_comp＝Vcspk/Soff···(10)
此外，电感电流IL的峰值Vcspk可以从导通期间ton最后的电压Vcs的值来获取，也可以用以下的式来运算。
Vcspk＝Vcsdet+Son×ton/2···(11)
另外，截止期间toff_comp相当于“第一期间”，导通期间ton相当于“第二期间”，截止期间toff相当于“第三期间”，偏移期间toff_offset相当于“第四期间”。此外，电感电流IL为零的情况相当于电感电流IL达到“规定值”。
《<功率因数改善IC24的动作>》
图7是表示功率因数改善IC24的动作的流程图，图8是表示功率因数改善IC24的动作的一个示例的图。
以下，参照图7和图8，对功率因数改善IC24的动作进行说明。
在图8的时刻t0，功率因数改善IC24输出“H”电平的驱动信号Vdr，导通期间ton开始。
导通期间ton开始后，第二运算电路50根据来自导通期间输出电路43的导通期间ton、电压Vin_l、Vfb，利用上述的式(4)来对截止期间toff进行运算(S100)。
在时刻t0后经过了ton/2的时刻t1，第三运算电路51获取与电感电流IL相对应的电压Vcs的值Vcsdet1，并对增加率Son进行运算(S101)。
然后，第三运算电路51根据导通期间ton和截止期间toff、NMOS晶体管25导通时的电感电流IL的增加率Son，利用上述的式(6)来对减少率Soff进行运算(S102)。
接着，偏移运算电路60根据值Vcsdet1和增加率Son，利用上述的式(7)对偏移值Voffset进行运算(S103)。
进一步地，期间运算电路61利用上述的式(8)来对偏移期间toff_offset进行运算(S104)。
最后，加法电路62将偏移期间toff_offset与截止期间toff相加，对截止期间toff_comp进行运算(S105)。
之后，在经过了导通期间ton后的时刻t2，功率因数改善IC24输出“L”电平的驱动信号Vdr，将NMOS晶体管25截止(S106)。
然后，在经过了截止期间toff_comp后的时刻t3，功率因数改善IC24输出“H”电平的驱动信号Vdr，将NMOS晶体管25导通(S107)。
另外，在时刻t3之后，功率因数改善IC24重复图7所示的处理S100～S107。然后，在功率因数改善IC24输出“H”电平的驱动信号Vdr而将NMOS晶体管25导通时，若电感电流IL变为零，则偏移期间toff_offset也变为零。因此，截止期间toff_comp等于截止期间toff，AC-DC转换器10以临界模式进行动作。
因此，本实施方式的功率因数改善IC24假设在图8的时刻t0所示那样NMOS晶体管25导通时的电感电流IL没有变为零的情况下，也能使AC-DC转换器10继续以临界模式进行动作。
＝＝＝变形例＝＝＝
图9是表示包含数字信号处理电路(DSP)的功率因数改善IC100的结构的一个示例的图。另外，图9中，标注了与图4相同的参考标号的电路与图4一样。
功率因数改善IC100被构成为包含模数转换电路(ADC)40～42、导通期间输出电路43、DSP70和驱动电路45。
DSP70被构成为包含存储有用于使功率因数改善IC100进行动作的程序的存储器80、以及进行用于使AC-DC转换器10以临界模式进行动作的运算的核心电路81。
核心电路81通过执行存储在存储器80中的程序，在DSP70中实现各种功能模块。核心电路81实现用于进行使AC-DC转换器10以临界模式动作的运算的第一运算部90。
另外，省略详细说明，但第一运算部90相当于功率因数改善IC24的第一运算电路44，并进行第一运算电路44所执行的图7的各项处理。因此，在使用这样的功率因数改善IC100的情况下，也能够使AC-DC转换器10以临界模式进行动作。此外，存储器80相当于“存储电路”，核心电路81相当于“运算电路”。
＝＝＝总结＝＝＝
以上，说明了本实施方式的AC-DC转换器10。功率因数改善IC24的第一运算电路44根据电压Vin_l、Vfb、以及NMOS晶体管25导通时的电压Vcs，对NMOS晶体管25截止后到电感电流IL变为零为止的截止期间toff_comp进行运算。由此，即使在构成第一分压电路和第二分压电路的电路30～33的电阻值偏离了额定值的情况下，功率因数改善IC24也能够使AC-DC转换器10以临界模式进行动作。
第一运算电路44根据电压Vin_l、Vfb和导通期间ton来对截止期间toff进行运算，并且对减少率Soff进行运算，从而对截止期间toff_comp进行运算。由此，无需持续地测定导通期间ton中流过的电感电流IL，就能使导通期间ton中流过的电感电流IL和截止期间toff_comp中流过的电感电流IL基本相等。而且，功率因数改善IC24能使AC-DC转换器10以临界模式进行动作。此外，无需设置用于对NMOS晶体管25截止时的电感电流IL进行检测的辅助绕组、负检测用的电阻。
第三运算电路51根据导通期间ton、截止期间toff和增加率Son来对减少率Soff进行运算。由此，无需测定NMOS晶体管25截止时的电感电流IL，就能运算出减少率Soff。
第三运算电路51根据导通期间ton的ton/2处的电压Vcs来对增加率Son进行运算。由此，如上所述，无需测定NMOS晶体管25截止时的电感电流IL，就能运算出减少率Soff。
通过在导通期间ton的ton/2处检测电压Vcs，能够抑制NMOS晶体管25导通时的噪声的影响。
第四运算电路52根据导通期间ton的ton/2处的电感电流IL、以及增加率Son，来对表示电感电流IL偏离零值的偏移值Voffset进行运算，并将偏移值Voffset除以减少率Soff来对偏移期间toff_offset进行运算，将偏移期间toff_offset与截止期间toff相加来对截止期间toff_comp进行运算。由此，能够不受NMOS晶体管25导通时的噪声的影响地对偏移值Voffset进行运算，并对截止期间toff_comp进行运算。
截止期间toff_comp也可以根据导通期间ton最后的电压Vcs的峰值Vcspk来进行运算。
导通期间ton可以根据电压Vfb与表示输出电压Vout达到目标电平时的电压Vfb的基准电压之间的误差来进行运算。
功率因数改善IC24的第一运算电路44可以基于电压Vin_l、Vfb、Vcs的数字值来对截止期间toff_comp进行运算。
功率因数改善IC24能够根据导通期间ton和截止期间toff_comp，来使AC-DC转换器10以临界模式进行动作。
功率因数改善IC24可以包含数字信号处理电路。
本实施方式的电路优选用于电源电路。
上述的实施方式是用于方便地理解本发明，并不用于限定并解释本发明。此外，在不脱离本发明的思想的情况下，可以对本发明进行变更或改良，并且本发明的等同发明也包含在本发明的范围内。
标号说明
10 AC-DC转换器
11 负载
20 全波整流电路
21、23 电容器
22 二极管
24、24a、100 功率因数改善IC
25 NMOS晶体管
26、30～33 电阻
40～42 模数转换电路(ADC)
43 导通期间输出电路
44 第一运算电路
45 驱动电路
50 第二运算电路
51 第三运算电路
52 第四运算电路
60 偏移运算电路
61 期间运算电路
62 加法电路
80 存储器
81 核心电路
90 第一运算部。

Claims (12)

1.一种开关控制电路，对电源电路中的晶体管的开关进行控制，所述电源电路包括：被施加与交流电压相对应的整流电压的电感器；以及控制所述电感器中流过的电感电流的所述晶体管，该电源电路根据所述交流电压生成输出电压，所述开关控制电路的特征在于，包括：
第一运算电路，该第一运算电路基于与所述整流电压相对应的第一电压、与所述输出电压相对应的第二电压、以及所述晶体管导通时的所述电感电流，对所述晶体管截止后到所述电感电流变为规定值为止的第一期间进行运算；以及
驱动电路，该驱动电路在与所述第二电压相对应的第二期间内将所述晶体管导通，在所述第一期间内将所述晶体管截止。
2.如权利要求1所述的开关控制电路，其特征在于，
所述第一运算电路包括：
第二运算电路，该第二运算电路基于所述第一电压、所述第二电压和将所述晶体管导通的所述第二期间，来对将所述晶体管截止的期间中的第三期间进行运算；
第三运算电路，该第三运算电路至少基于所述第三期间来对所述晶体管截止时的所述电感电流的减少率进行运算；以及
第四运算电路，该第四运算电路基于所述减少率来对将所述晶体管截止的所述第一期间进行运算。
3.如权利要求2所述的开关控制电路，其特征在于，
所述第三运算电路基于所述第二期间和所述第三期间、以及所述晶体管导通时的所述电感电流的增加率，来对所述减少率进行运算。
4.如权利要求3所述的开关控制电路，其特征在于，
所述第三运算电路基于与所述第二期间中的规定定时的所述电感电流相对应的第三电压，来对所述增加率进行运算。
5.如权利要求4所述的开关控制电路，其特征在于，
所述规定定时是所述第二期间开始后经过了规定期间之后的定时。
6.如权利要求4或5所述的开关控制电路，其特征在于，
所述第四运算电路包括：
偏移运算电路，该偏移运算电路基于所述规定定时的所述电感电流和所述增加率，来对表示所述电感电流与所述规定值的偏差的偏移值进行运算；
期间运算电路，该期间运算电路将所述偏移值除以所述减少率来对第四期间进行运算；以及
加法电路，该加法电路将所述第四期间与所述第三期间相加，从而对所述第一期间进行运算。
7.如权利要求2至5中任一项所述的开关控制电路，其特征在于，
所述第四运算电路基于所述电感电流的峰值和所述减少率来对所述第一期间进行运算。
8.如权利要求1至7中任一项所述的开关控制电路，其特征在于，
还包括输出电路，该输出电路输出所述第二电压与成为所述输出电压的基准的基准电压之间的误差所对应的所述第二期间。
9.如权利要求1至8中任一项所述的开关控制电路，其特征在于，还包括：
第一模数转换电路，该第一模数转换电路将来自对所述整流电压进行分压并生成所述第一电压的第一分压电路的所述第一电压转换成第一数字值；
第二模数转换电路，该第二模数转换电路将来自对所述输出电压进行分压并生成所述第二电压的第二分压电路的所述第二电压转换成第二数字值；以及
第三模数转换电路，该第三模数转换电路将所述晶体管的接地侧的电阻上产生的电压转换成第三数字值。
10.如权利要求1至9中任一项所述的开关控制电路，其特征在于，
所述规定值是用于使所述电源电路以临界模式进行动作的值。
11.一种开关控制电路，对电源电路中的晶体管的开关进行控制，所述电源电路包括：被施加与交流电压相对应的整流电压的电感器；以及控制所述电感器中流过的电感电流的所述晶体管，该电源电路根据所述交流电压生成输出电压，所述开关控制电路的特征在于，包括：
存储电路；以及
运算电路，
所述运算电路包括第一运算部，该第一运算部基于与所述整流电压相对应的第一电压、与所述输出电压相对应的第二电压、所述晶体管导通时的所述电感电流，对所述晶体管截止后到所述电感电流变为规定值为止的第一期间进行运算。
12.一种电源电路，根据交流电压生成输出电压，该电源电路的特征在于，包括：
电感器，该电感器被施加与所述交流电压相对应的整流电压；
晶体管，该晶体管控制所述电感器中流过的电感电流；
第一运算电路，该第一运算电路基于与所述整流电压相对应的第一电压、与所述输出电压相对应的第二电压、以及所述晶体管导通时的所述电感电流，对所述晶体管截止后到所述电感电流变为规定值为止的第一期间进行运算；以及
驱动电路，该驱动电路在与所述第二电压相对应的第二期间内将所述晶体管导通，在所述第一期间内将所述晶体管截止。
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