CN112534698A - 直流电源电路 - Google Patents

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Abstract

直流电源电路(1)具备：电压调整电路(2)；变压器(3)，具有连接于电压调整电路(2)的初级侧绕组(3a)；晶体管(4)，连接于初级侧绕组(3a)，交替地重复在初级侧绕组(3a)流动的电流的导通/关断；整流电路(5)，连接于次级侧绕组(3b)，将自次级侧绕组(3b)输出的电压转换为直流电压；PWM控制电路(6)，对应于目标电压控制晶体管(4)的导通/关断的占空比。目标电压包含于第1电压范围内时，PWM控制电路(6)将占空比设为一定，电压调整电路2的晶体管在线性区域内动作。目标电压包含于比第1电压范围大的第2电压范围内时，PWM控制电路(6)使占空比对应于目标电压变化，电压调整电路(2)的晶体管在饱和区域内动作。由此，可抑制电源装置的大型化及电力损失的增加且提高输出电压的稳定性。

Description

直流电源电路
技术领域
本发明涉及一种直流电源电路。
背景技术
在专利文献1中记载了与高电压电源控制电路相关的技术。图12为显示该文献所记载的电路的图。如图12所示，该电路100具有：直流输入端子101、开关调节器102、PWM控制电路103、逆变器电路104、高压变压器105、整流、平滑电路106、输出电压检测电路107、串联降压器108、输出端子109、压降检测电路110、及开关电路111。
PWM控制电路103控制开关调节器102的驱动脉冲的占空比宽度。自直流输入端子101输入的直流电压在由开关调节器102抑制变动后，由逆变器电路104朝高压变压器105的初级侧传送。在高压变压器105的次级侧，在整流、平滑电路106中进行整流及平滑，而再次产生直流电压。该直流电压通过受输出电压检测电路107控制的串联降压器108而更稳定化，并自输出端子109输出。
在专利文献2中记载了与直流高压电源装置相关的技术。图13为显示该文献所记载的电路的图。如图13所示，该电路200具有：升压变压器201、晶体管202、PWM控制电路203、多倍压整流电路204、限制电阻205、输出电压检测电路207、输出电流检测电路208、软起动电路209、飞轮二极管210、浪涌吸收电路211、及电感器212。
多倍压整流电路204包含二极管204a、204b及电容器204c、204d，经由限制电阻205连接于输出端子221。对升压变压器201的初级侧绕组施加直流电压。在升压变压器201的初级侧绕组，为了将对该初级侧绕组施加的直流电压导通/关断，而连接有晶体管202。在晶体管202的基极连接有用于使晶体管202作导通/关断动作的PWM控制电路203。
通过利用晶体管202将对升压变压器201的初级侧绕组施加的电压导通/关断，而在升压变压器201的次级侧绕组产生高电压。该高电压由电容输入型多倍压整流电路204整流，并经由限制电阻205自输出端子221输出。在输出端子221连接有输出电压检测电路207。在多倍压整流电路204连接有输出电流检测电路208。
PWM控制电路203基于由输出电压检测电路207检测的电压值及由输出电流检测电路208检测的电流值控制晶体管202的导通/关断的时序。由此，进行定电压控制及定电流控制。此外，软起动电路209为了通过在电源启动时逐渐增长晶体管202的导通时间而一面抑制晶体管202的峰值电流一面转移至稳态动作而设置。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开平5-64439号公报
专利文献2：日本特开平6-22550号公报
发明内容
发明所要解决的问题
在开关电源装置中，通过利用FET等的开关元件将所输入的直流导通/关断，而控制朝变压器的初级侧绕组的供给能量。为了获得直流电力，而在变压器的次级侧绕组连接有整流电路。为了获得高电压，而有使变压器的次级侧的匝数多于初级侧的匝数且将科克罗夫特-沃尔顿电路等的倍压整流电路用作整流电路等方法。输出电压通过反馈控制而被保持为所期望的大小。一般而言，输出电压与目标电压的差被反馈至开关元件的导通时间与关断时间的比。
在此种开关电源装置中，有将输出电压设为可变的情形。尤其是，在电力供给对象需要高压电源时(光电子倍增管、半导体光传感器等)，期望将输出电压设为可变。此时，理想的是获得在可变范围内的任何输出电压下均稳定的电压值，但实际上，起因于开关的纹波电压噪声等的交流成分重叠。尤其是，当输出电压值变得极低时，开关的周期并非为一定(断续振荡)，交流成分显著地出现。因而，输出电压的稳定性降低。输出电压的稳定性的降低导致电力供给对象的输出信号的变动，而引起测定精度的降低。
为了自输出电压去除该交流成分，也可设置低通滤波器。然而，因断续振荡的周期为开关周期的数倍，而去除此种周期的交流成分的低通滤波器的零件尺寸变大，其结果为电源装置整体变得过大。另外，在专利文献2所记载的电路(参照图13)中，为了去除交流成分而设置有电感器212，但在电流微小时，必须增大电感器212的电感，电感器212的尺寸大型化，甚至电源装置整体变得过大。
另外，也考虑在开关调节器的前级设置串联调节器，将开关的占空比设为一定，且利用串联调节器控制输出电压的大小的方式。然而，串联调节器与开关调节器比较，带来更大的电力损失。因若利用串联调节器遍及全部输出电压范围控制输出电压的大小，则电力损失显著变大，而并不令人满意。
本发明的目的在于提供一种可抑制电源装置的大型化及电力损失的增加且提高输出电压的稳定性的直流电源电路。
解决问题的技术手段
本发明的实施方式为直流电源电路。直流电源电路具备：电压调整电路，其具有：晶体管，其对于电力配线串联插入；及放大器，其输入与目标电压对应的控制信号，而相应于控制信号控制朝晶体管的控制端子的电压；变压器，其具有连接于电压调整电路的初级侧绕组；开关元件，其连接于初级侧绕组，交替地重复在初级侧绕组中流动的电流的导通/关断；整流电路，其连接于变压器的次级侧绕组，将自次级侧绕组输出的电压转换为直流电压；及控制电路，其对应于目标电压而控制开关元件的导通/关断的占空比；且在目标电压包含于第1电压范围内时，控制电路将占空比设为一定，晶体管在线性区域内动作；在目标电压包含于较第1电压范围为大的第2电压范围内时，控制电路使占空比对应于目标电压变化，晶体管在饱和区域内动作。
在该直流电源电路中，当朝电力配线输入具有某一电压值的电力时，以该电压值为上限，由晶体管控制输出电压值。当在比较低的第1电压范围内包含目标电压时，晶体管在线性区域内动作，对应于朝晶体管的控制端子输入的电压变更输出电压值。另外，当在比较高的第2电压范围内包含目标电压时，无论朝晶体管的控制端子输入的电压为何，输出电压值皆与输入电压值大致相等。
来自如上述那样被控制的晶体管的输出电压朝变压器的初级侧绕组输入。此时，开关元件交替地重复在初级侧绕组中流动的电流的导通/关断。该导通/关断的占空比对应于目标电压而由控制电路控制。即，在目标电压包含于第1电压范围内时，控制电路将占空比设为一定。另外，在目标电压包含于第2电压范围内时，控制电路使占空比对应于目标电压变化。在变压器的次级侧绕组中产生的电压在由整流电路转换为直流电压后朝直流电源电路的外部输出。
如上述那样，当在比较低的第1电压范围内包含目标电压时，控制电路将占空比设为一定，晶体管在线性区域内动作。即，在第1电压范围内，由晶体管实现的串联调节器控制输出电压的大小，由开关元件及变压器实现的开关调节器不控制输出电压的大小。由此，可避免开关元件的断续振荡，而减少起因于开关的纹波电压噪声等的交流成分。因而，可抑制由设置与断续振荡对应的低通滤波器等所致的电源装置的大型化。
另外，当在比较高的第2电压范围内包含目标电压时，控制电路使占空比相应于目标电压变化，晶体管在饱和区域内动作。即，在第2电压范围内，由晶体管实现的串联调节器不控制输出电压的大小，由开关元件及变压器实现的开关调节器控制输出电压的大小。由此，可降低串联调节器的电力损失。
由以上内容可知，根据具有上述的构成的直流电源电路，可抑制电源装置的大型化及电力损失的增加且提高输出电压的稳定性。
发明的效果
根据本发明的实施方式的直流电源电路，可抑制电源装置的大型化及电力损失的增加且提高输出电压的稳定性。
附图说明
图1为显示一实施方式的直流电源电路1的构成的电路图。
图2为显示电压调整电路2的具体例的电路图。
图3为作为倍压整流电路的例而显示科克罗夫特-沃尔顿电路5A的构成的电路图。
图4为显示目标电压与电压调整电路2的输出电压Vout1的关系的图。
图5为显示目标电压与晶体管4的导通/关断的占空比的关系的图。
图6为显示第1变化例的晶体管4的占空比及电压调整电路2的输出电压Vout1与目标电压的关系的图。
图7为显示第2变化例的整流电路5B的构成的电路图。
图8为显示第3变化例的整流电路5C的构成的电路图。
图9为显示第4变化例的整流电路5D的构成的电路图。
图10为显示第5变化例的整流电路5E的构成的电路图。
图11为显示第6变化例的整流电路5F的构成的电路图。
图12为显示专利文献1所记载的电路的图。
图13为显示专利文献2所记载的电路的图。
具体实施方式
以下，一面参照附图一面详细地说明直流电源电路的实施方式。此外，在图式的说明中对同一要素赋予同一符号，且省略重复的说明。
图1为显示一实施方式的直流电源电路1的构成的电路图。如图1所示，该直流电源电路1具备：电压调整电路2、变压器3、晶体管4、整流电路5、脉宽调制(PWM)控制电路6、滤波电路7、及误差放大器8。电压调整电路2为串联调节器。变压器3、晶体管4、整流电路5、及PWM控制电路6构成开关调节器。电压调整电路2设置于变压器3的前级(初级侧)。换言之，开关调节器设置于串联调节器的后级。
电压调整电路2具有：输入端2a、输出端2b、及控制输入端2c。输入端2a与直流电源电路1的电力输入端1a电连接。自直流电源电路1的外部供给的输入电压Vin经由电力输入端1a朝输入端2a输入。电压调整电路2在以输入电压Vin的电压值为上限的范围内产生输出电压Vout1，并将输出电压Vout1自输出端2b输出。输出电压Vout1的大小由朝控制输入端2c输入的控制信号Sc1控制。控制信号Sc1为与目标电压对应的控制信号，由误差放大器8产生。
图2为显示电压调整电路2的具体例的电路图。电压调整电路2具有：晶体管21、放大器22、及电阻23、24。晶体管21对于将输入端2a与输出端2b相连的电力配线20串联插入。即，晶体管21的一个电流端子连接于输入端2a，另一电流端子连接于输出端2b。
晶体管21例如为场效晶体管(FET)，在一例中为p沟道MOSFET。在晶体管21为p沟道MOSFET时，晶体管21的源极端子连接于输入端2a，漏极端子连接于输出端2b。此外，此例并不妨碍在输入端2a与晶体管21之间、及/或在晶体管21与输出端2b之间插入电阻、二极管等其他电气元件。另外，作为晶体管21，可利用PNP晶体管，来取代p沟道MOSFET。
放大器(amplifier)22控制朝晶体管21的控制端子(栅极端子)的电压。放大器22具有：输入端22a、22b、及输出端22c。输入端22a、22b的一者为反相输入端，另一者为非反相输入端。输入端22a连接于控制输入端2c，接收控制信号Sc1。输入端22b连接于相互串联连接的电阻23、24之间的节点N1。包含电阻23、24的串联电路连接于输出端2b与基准电位线(也称为GND配线、接地配线)9之间。因而，朝输入端22b输入对应于电阻23、24的比将输出电压Vout1分压的电压V1。
放大器22产生对应于控制信号Sc1与电压V1的差的控制电压Vc1，并自输出端22c输出。输出端22c与晶体管21的控制端子连接，控制电压Vc1对晶体管21的控制端子施加。根据此构成，对控制电压Vc1施加反馈以使节点N1的电压接近控制信号Sc1，其结果为输出电压Vout1被控制为相应于控制信号Sc1的所期望的大小。此外，在本实施方式中，朝放大器22输入利用电阻23、24分压的电压V1，但若为可朝放大器22输入与输出电压Vout1相当(或成正比)的电压的构成，则不限定于本实施方式。
再次参照图1。变压器3具有初级侧绕组3a及次级侧绕组3b。初级侧绕组3a的一端连接于电压调整电路2的输出端2b。在输出端2b与初级侧绕组3a之间的节点N2和基准电位线9之间连接有电容器11。电容器11为用于降低电压调整电路2的输出阻抗而设置的旁流电容器。在变压器3中，通过晶体管4的导通/关断而流动脉冲状的电流，但该脉冲电流包含晶体管4的开关频率及其高次谐波。通过在节点N2连接有电容器11，而可自电容器11供给脉冲电流，电压调整电路2稳定地动作。
另外，初级侧绕组3a的另一端经由晶体管4连接于基准电位线9。即，初级侧绕组3a的另一端连接于晶体管4的一个电流端子，晶体管4的另一电流端子连接于基准电位线9。
晶体管4为本实施方式的开关元件的例。晶体管4例如为场效晶体管(FET)，在一例中为n沟道MOSFET。在晶体管4为n沟道MOSFET时，晶体管4的漏极端子连接于初级侧绕组3a，源极端子连接于基准电位线9。此外，此例并不妨碍在初级侧绕组3a与晶体管4之间、及/或在晶体管4与基准电位线9之间插入电阻、二极管等其他电气元件。另外，作为晶体管4，可利用NPN晶体管，来取代n沟道MOSFET。
晶体管4交替地重复在初级侧绕组3a中流动的电流的导通/关断。晶体管4的控制端子(栅极端子)连接于PWM控制电路6，由自PWM控制电路6提供的PWM信号Sc2控制晶体管4的导通/关断。当变为晶体管4的导通状态时，由电压调整电路2产生的电力朝变压器3的初级侧绕组3a供给。当变为晶体管4的关断状态时，由电压调整电路2产生的电力朝初级侧绕组3a的供给被遮断。
PWM控制电路6由例如集成有多个逻辑电路的IC构成。PWM控制电路6自外部接收具有特定的频率的频率信号，而产生具有与该频率信号的频率相应的频率的PWM信号Sc2。PWM信号Sc2的占空比基于自误差放大器8输出的控制信号Sc1而设定。因而，PWM控制电路6及误差放大器8构成对应于目标电压控制晶体管4的导通/关断的占空比的控制电路12。
此外，在本实施方式中，所谓占空比是意指导通脉冲的半峰全宽W1与脉冲周期W2的比(W1/W2)。若占空比变大，则朝初级侧绕组3a供给的电量增大，而自次级侧绕组3b输出的电压变大。相反地，若占空比变小，则朝初级侧绕组3a供给的电量减少，而自次级侧绕组3b输出的电压变小。由PWM控制电路6控制的占空比始终大于0。
自次级侧绕组3b输出的电压主要包含对应于PWM控制的脉冲周期W2的周期的交流成分。整流电路5为了将该交流成分平滑化而设置。即，整流电路5连接于变压器3的次级侧绕组3b，将自次级侧绕组3b输出的电压转换为直流电压。在一例中，整流电路5具有电容输入型构成。作为电容输入型整流电路一者，有多个二极管与多个电容器组合而成的倍压整流电路。
图3为作为倍压整流电路的例而显示科克罗夫特-沃尔顿(CW)电路5A的构成的电路图。CW电路5A具有：包含串联连接的多个电容器的2个电容器行、及将该2个电容器行相互连接的多个二极管。具体而言，CW电路5A具有：N1个(N1为2以上的整数，在图中例示N1＝6的情形)电容器Cd(1)～Cd(N1)、及N1个二极管Dd(1)～Dd(N1)。
奇数级电容器Cd(2m-1)(m为整数)被相互串联连接，其一端连接于次级侧绕组3b的一端。另外，偶数级电容器Cd(2m)被相互串联连接，其一端连接于次级侧绕组3b的另一端。此外，次级侧绕组3b的另一端可连接于基准电位线9。
而且，二极管Dd(n)(n为1以上的整数)的阳极连接于电容器Cd(n)的高电压侧的电极，二极管Dd(n)的阴极连接于电容器Cd(n+1)的低电压侧的电极。另外，末级的二极管Dd(N1)的阴极连接于电容器Cd(N1-1)的高电压侧的电极。此外，在此例中例示用于输出负的高电压的CW电路5A，但在为用于输出正的高电压的CW电路时，二极管Dd(1)～Dd(N1)的朝向相反。
再次参照图1。滤波电路7为设置于整流电路5的后级的低通滤波器。滤波电路7减少起因于晶体管4的开关且与重叠于整流电路5的输出电压的周期性纹波电压噪声。由于纹波电压噪声的周期依赖于晶体管4的导通/关断周期，故滤波电路7具有用于去除与晶体管4的导通/关断周期(即上述的脉冲周期W2)对应的频率的滤波特性。
滤波电路7的输出端连接于直流电源电路1的电力输出端1b。滤波后的电压作为输出电压Vout2自电力输出端1b朝直流电源电路1的外部输出。此外，滤波电路7可由电阻及电容器的组合构成。或，滤波电路7可由电感器及电容器的组合、或电阻、电感器及电容器的组合构成。另外，滤波电路7若不需要则可省略。
误差放大器8如上述那样构成控制电路12的一部分，产生对应于目标电压与输出电压Vout2的差分的控制信号Sc1。具体而言，直流电源电路1进一步具有电阻13、14。电阻13、14在电力配线与基准电位线9之间被相互串联连接。即，由电阻13、14构成的串联电路的一端连接于电力输出端1b与滤波电路7之间的节点N3。该串联电路的另一端连接于基准电位线9。
误差放大器8具有：输入端8a、8b、及输出端8c。输入端8a、8b的一者为反相输入端，另一者为非反相输入端。输入端8a连接于电阻13、14之间的节点N4。因而，朝输入端8a输入对应于电阻13、14的比而将输出电压Vout2分压的电压V2。输入端8b接收与目标电压对应的电压Vt。电压Vt具有将输出电压Vout2的目标电压对应于电阻13、14的比而分压的大小。误差放大器8产生相应于电压Vt与电压V2的差的控制信号Sc1，并自输出端8c输出。
根据此构成，由于输出电压Vout2与目标电压的差经由控制信号Sc1被反馈至电压调整电路2的衰减率及晶体管4的导通/关断的占空比，故可使输出电压Vout2接近目标电压。此外，在本实施方式中，朝误差放大器8输入利用电阻13、14分压的电压V2，但若为可朝误差放大器8输入与输出电压Vout2相当(或成正比)的电压的构成，则不限定于本实施方式。
此处，针对电压调整电路2及晶体管4的动作更详细地说明。图4为显示目标电压与电压调整电路2的输出电压Vout1的关系的图。在图4中，横轴表示目标电压的电压值，纵轴表示输出电压Vout1的电压值。
在本实施方式中，在目标电压包含于第1电压范围VA内时，以电压调整电路2的晶体管21在线性区域内动作的方式设定控制电压Vc1的大小。因而，在第1电压范围VA内，若目标电压增大，则与目标电压成正比地输出电压Vout1增大。此外，若目标电压为0(V)，则输出电压Vout1也设为0(V)。输出电压Vout1的最大值与输入电压Vin大致相等。
另外，在目标电压包含于比第1电压范围VA大的第2电压范围VB内时，以电压调整电路2的晶体管21在饱和区域内动作的方式设定控制电压Vc1的大小。因而，在第2电压范围VB内，即便目标电压变动，输出电压Vout1仍为一定(输入电压Vin)。此外，所谓第2电压范围VB大于第1电压范围VA是指第2电压范围VB的最小电压等于或大于第1电压范围VA的最大电压。
图5为显示目标电压与晶体管4的导通/关断的占空比的关系的图。在图5中，横轴表示目标电压的电压值，纵轴表示占空比。
在本实施方式中，在目标电压包含于第1电压范围VA内时，PWM控制电路6将PWM信号Sc2的占空比设为一定。此时的占空比Dmin在占空比的变化范围内为最低值，但一定大于0。换言之，在每一PWM周期内一定存在脉冲，且不进行断续振荡。
另外，在目标电压包含于第2电压范围VB内时，PWM控制电路6使PWM信号Sc2的占空比对应于目标电压变化。在一例中，若在第2电压范围VB内目标电压增大，则与目标电压成正比地占空比增大。此外，第2电压范围VB的目标电压与占空比的关系不限定于比例关系，可应用单调增加的各种关系。此外，占空比的最大值Dmax小于1。因而，在每一PWM周期内一定存在晶体管4的关断期间。
本实施方式的直流电源电路1的动作如下所述。当朝电力配线20输入具有某一电压值的电力时，以该电压值为上限，由晶体管21控制输出电压Vout1的大小。当在比较低的第1电压范围VA内包含目标电压时，晶体管21在线性区域内动作，对应于朝晶体管21的控制端子输入的控制电压Vc1变更输出电压Vout1的大小。另外，当在比较高的第2电压范围VB内包含目标电压时，无论朝晶体管21的控制端子输入的控制电压Vc1为何，输出电压Vout1的大小皆与输入电压Vin大致相等。
来自如上述那样被控制的晶体管21的输出电压Vout1朝变压器3的初级侧绕组3a输入。此时，晶体管4交替地重复在初级侧绕组3a中流动的电流的导通/关断。在目标电压包含于第1电压范围VA内时，PWM控制电路6将占空比设为一定。另外，在目标电压包含于第2电压范围VB内时，PWM控制电路6使占空比相应于目标电压变化。在变压器3的次级侧绕组3b中产生的电压在由整流电路5转换为直流电压，且由滤波电路7去除纹波电压噪声后，自电力输出端1b朝直流电源电路1的外部输出。
针对由以上所说明的本实施方式的直流电源电路1获得的效果，与现有的问题一起进行说明。一般而言，在用于获得5V或12V等低电压的电源电路中，输出电压被固定为所期望的大小。另一方面，在可输出例如1000V等高电压的电源电路中，设计为可自如地变更为可输出该输出电压的范围内(例如0V～1000V)的电压。此高电压可用于例如光电子倍增管(PMT)、半导体光传感器等计测器。
在高电压的电源电路中，理想的是获得在可变范围内的任何输出电压下均稳定的电压值，但实际并非如此。尤其是，输出电压设定越低则特性越劣化。除直流以外，起因于开关的交流电压(纹波电压噪声)也重叠于高压电源的输出，但输出电压越低，朝负载供给的电流越少，则交流成分越变大。在负载为PMT或半导体光传感器等的计测器时，交流成分混入计测信号等而成为测定误差的原因。
在输出电压为低，朝负载供给的电流为少的条件下交流成分变大的原因如下。即，在组合有变压器与电容输入型整流电路的直流电源中，变压器以正激模式及反激模式的两种模式动作。所谓正激模式为在开关元件导通的期间朝变压器的次级侧绕组传递能量的模式。在此模式下，在变压器的次级侧绕组产生对应于匝数比的电压。另外，作为反激模式为在开关元件导通的期间蓄积能量，在开关元件关断的期间自次级侧绕组放出能量的模式。
在输出高电压时，反激模式占主导地位，但在输出低电压时，正激模式占主导地位。而且，在正激模式中，无法将输出电压降低至以输入电压乘以变压器的匝数比及整流电路的升压倍数的电压以下。因而，在产生较其更降低输出电压的需要时，将周期性开关变更为断续性开关。若变为此断续动作(断续振荡)，则输出电压大幅度变动，重叠于输出电压的交流成分变大。
为了自输出电压去除该交流成分，也可设置低通滤波器。然而，因断续振荡的周期为开关周期的数倍，而必须设置可去除如此长周期的交流成分的低通滤波器。而且，为了去除长周期(低频率)的交流成分，而需要具有高阻抗的电阻或电感器、及具有低阻抗的电容器。因而，低通滤波器的零件尺寸变大，其结果为电源装置整体变得过大。
另外，在专利文献2所记载的电路(参照图13)中，为了去除交流成分而设置有电感器212，但在电流微小时，必须增大电感器212的电感，电感器212的尺寸大型化，甚至电源装置整体变得过大。
另外，也考虑在开关调节器的前级设置串联调节器，将开关的占空比设为一定，且利用串联调节器控制输出电压的大小的方式。然而，串联调节器与开关调节器比较，带来更大的电力损失。因若利用串联调节器遍及所有输出电压范围控制输出电压的大小，则电力损失显著变大，而并不令人满意。此外，串联调节器的电力损失通过输出电流的平方与晶体管的导通电阻的积而求得。
对于上述的问题，在本实施方式的直流电源电路1中，当在比较低的第1电压范围VA内包含目标电压时，PWM控制电路6将占空比设为一定，晶体管21在线性区域内动作。即，在第1电压范围VA内，由晶体管21实现的串联调节器控制输出电压Vout2的大小，由晶体管4及变压器3实现的开关调节器不控制输出电压Vout2的大小。
由此，由于可设置PWM信号Sc2的占空比的下限，故可在一定的周期内一定使晶体管4导通/关断。因而，可避免晶体管4的断续振荡，利用小型滤波电路7减少起因于开关的纹波电压噪声等的交流成分。因而，可抑制由设置与断续振荡对应的低通滤波器等所致的电源装置的大型化。
另外，当在比较高的第2电压范围VB内包含目标电压时，PWM控制电路6使占空比对应于目标电压变化，晶体管21在饱和区域内动作。即，在第2电压范围VB内，由晶体管21实现的串联调节器不控制输出电压Vout2的大小，由晶体管4及变压器3实现的开关调节器控制输出电压Vout2的大小。
由此，在需要较大的电力的第2电压范围VB中，由于可使串联调节器的效率最大，故可降低串联调节器的电力损失。且，可抑制来自电路的发热。
由以上内容可知，根据本实施方式的直流电源电路1，可抑制电源装置的大型化及电力损失的增加且提高输出电压Vout2的稳定性。
另外，如本实施方式那样，整流电路5可为电容输入型。由此，可利用简易的电路构成将自次级侧绕组3b输出的电压转换为直流电压。此时，整流电路5可为多个二极管Dd(1)～Dd(N1)与多个电容器Cd(1)～Cd(N1)组合而成的倍压整流电路(例如CW电路)。由此，可利用简易的电路构成容易地获得高电压。
(第1变化例)
图6为显示上述实施方式的第1变化例的晶体管4的占空比及电压调整电路2的输出电压Vout1与目标电压的关系的图。在图6中，横轴表示目标电压，左纵轴表示输出电压Vout1，右纵轴表示占空比。
在上述实施方式中对应于目标电压的大小定义第1电压范围VA及第2电压范围VB，但在本变化例中，更定义存在于第1电压范围VA与第2电压范围VB之间的第3电压范围VC。第3电压范围VC大于第1电压范围VA且小于第2电压范围VB。即，第3电压范围VC的最小电压等于或大于第1电压范围VA的最大电压，第3电压范围VC的最大电压等于或小于第2电压范围VB的最小电压。
而且，在目标电压包含于第3电压范围VC内时，以电压调整电路2的晶体管21在线性区域内动作的方式设定控制电压Vc1的大小。因而，在第3电压范围VC内，若目标电压增大，则与目标电压成正比地输出电压Vout1增大。另外，在目标电压包含于第3电压范围VC时，PWM控制电路6使晶体管4的占空比对应于目标电压变化。在一例中，若在第3电压范围VC内目标电压增大，则与目标电压成正比地占空比增大。此外，即使在第3电压范围VC内，目标电压与占空比的关系不限定于比例关系，可应用单调增加的各种关系。
如本变化例那样，通过在第1电压范围VA与第2电压范围VB之间设置串联调节器及开关调节器的两者控制输出电压Vout1的大小的第3电压范围VC，而可顺滑地切换串联调节器与开关调节器之间的控制的切换。
(第2变化例)
图7为显示上述实施方式的第2变化例的整流电路5B的构成的电路图。作为上述实施方式的整流电路5。可利用本变化例的整流电路5B。该整流电路5B具有：第1二极管33、第2二极管34、在变压器3与电压输出端之间被相互并联连接的第1升压整流电路部35及第2升压整流电路部36、以及电压合成部50。
第1二极管33的阳极连接于次级侧绕组3b的一端。第1二极管33的阴极连接于基准电位线9。第2二极管34的阳极连接于次级侧绕组3b的另一端。第2二极管34的阴极连接于基准电位线9。
第1升压整流电路部35连接于次级侧绕组3b的两端。第1升压整流电路部35通过组合有多级包含电容器及二极管的电路部分而进行在次级侧绕组3b的两端产生的交流电压的整流及升压。本变化例的第1升压整流电路部35由半波整流型CW电路构成。
具体而言，第1升压整流电路部35具有：N1个(N1为2以上的整数，在图中例示N1＝5的情形)电容器Ca(1)～Ca(N1)、及N1个二极管Da(1)～Da(N1)。
偶数级电容器Ca(2m)(其中，m＝1、2、3、···)被相互串联连接，其一端连接于次级侧绕组3b的一端。另外，奇数级电容器Ca(2m-1)被相互串联连接，其一端经由电阻R1连接于次级侧绕组3b的另一端。
而且，二极管Da(n)(其中，n＝1、2、3、···)的阳极连接于电容器Ca(n)的高电压侧的电极，二极管Da(n)的阴极连接于电容器Ca(n+1)的低电压侧的电极。此外，末级二极管Da(N1)的阴极连接于电容器Ca(N1-1)的高电压侧的电极。
即，第1升压整流电路部35通过组合有分别包含电容器Ca(n)及二极管Da(n)的N1级电路部分而构成。由此，自第1升压整流电路部35的输出端、即电容器Ca(N1)的高电压侧的电极输出将次级侧绕组3b的交流电压整流及升压而获得的直流电压VDC1。
第2升压整流电路部36连接于次级侧绕组3b的两端。第2升压整流电路部36通过组合有多级包含电容器及二极管的电路部分，而以与上述第1升压整流电路部35为相反相位(相位相差180°)对在次级侧绕组3b的两端产生的交流电压进行整流及升压。本变化例的第2升压整流电路部36与第1升压整流电路部35同样地由半波整流型CW电路构成。
具体而言，第2升压整流电路部36具有：N1个电容器Cb(1)～Cb(N1)、及N1个二极管Db(1)～Db(N1)。
偶数级电容器Cb(2m)被相互串联连接，其一端连接于次级侧绕组3b的另一端。另外，奇数级电容器Cb(2m-1)被相互串联连接，其一端经由电阻R2连接于次级侧绕组3b的一端。
而且，二极管Db(n)的阳极连接于电容器Cb(n)的高电压侧的电极，二极管Db(n)的阴极连接于电容器Cb(n+1)的低电压侧的电极。另外，末级二极管Db(N1)的阴极连接于电容器Cb(N1-1)的高电压侧的电极。
即，第2升压整流电路部36通过组合有分别包含电容器Cb(n)及二极管Db(n)的N1级电路部分而构成。由此，自第2升压整流电路部36的输出端、即电容器Cb(N1)的高电压侧的电极输出将次级侧绕组3b的交流电压整流及升压而获得的直流电压VDC2。
电压合成部50将自第1升压整流电路部35输出的直流电压VDC1与自第2升压整流电路部36输出的直流电压VDC2合成。本变化例的电压合成部50由2个二极管51a及51b构成。
二极管51a的阴极连接于第1升压整流电路部35的输出端(电容器Ca(N1)的高电压侧的电极)。二极管51b的阴极连接于第2升压整流电路部36的输出端(电容器Cb(N1)的高电压侧的电极)。二极管51a的阳极与二极管51b的阳极在连接点52处被相互连接。通过此构成而将直流电压VDC1与直流电压VDC2合成，并作为整流电路5B的输出电压VDC3自连接点52输出。
根据该整流电路5B，在第1升压整流电路部35中产生的纹波电压的相位与在第2升压整流电路部36中产生的纹波电压的相位相互偏移180度。因而，因起因于寄生电容的空间传播耦合所致的纹波电压朝直流输出部的重叠通过该等纹波电压相互抵消而被尽量排除。尤其是，在第1升压整流电路部35与第2升压整流电路部36在空间上线对称地配置时，此效果更显著。
另外，在最终直流输出中所含的纹波电压的频率为来自第1升压整流电路部35的纹波电压与来自第2升压整流电路部36的纹波电压的相加的结果的2倍。因而，可如上述那样大幅度减少纹波。另外，可实现要求高耐压性能的低通滤波器电路的省略或大幅度的小型化，而能够避免电路的大型化。再者，由于也无须在输出电流的路径上设置多个电阻器，故可将电力损失抑制为较小。
另外，根据本实施方式，由于通过设置相位相互反转的2个升压整流电路部35、36，而无须将次级侧绕组3b的中间点连接于基准电位线(即中心抽头)，而可设为单绕组构造，故可将变压器的次级侧的构成设为简易的构成且进行升压整流，而可将变压器及其周边的电路设为小型。尤其是，在使用确保次级侧的耐压的目的下的分割线圈骨架时有效。
另外，根据本变化例的整流电路5B，由于以中心抽头输出比获得2倍的电压，故可将次级侧绕组的匝数设为一半。因而，能够减少线间静电电容，而提高驱动频率，可实现变压器的小型化。另外，根据本变化例的整流电路5B，无须考虑变压器的各绕组间的耦合效率、及使用2个以上的变压器时的变压器间的特性的不均一。另外，根据本变化例的整流电路5B，由于与一般的CW电路比较，纹波频率为2倍，故可降低用于获得所需的规格的开关频率。
(第3变化例)
图8为显示上述实施方式的第3变化例的整流电路5C的构成的电路图。作为上述实施方式的整流电路5，可利用本变化例的整流电路5C。该整流电路5C为双波整流式CW电路。在整流电路5C中，次级侧绕组3b被分割为2个，在这些之间串联连接有2个电阻R3、R4，电阻R3、R4的连接点连接于基准电位线9。
另外，该整流电路5C具有：N3个(在图中例示N3＝3的情形)电容器Ce(1)～Ce(N3)、N3个电容器Cf(1)～Cf(N3)、及N3个电容器Cg(1)～Cg(N3)。
电容器Ce(n)被相互串联连接，其一端连接于电阻R3、R4的连接点。电容器Cf(n)被相互串联连接，其一端连接于次级侧绕组3b的一端。另外，电容器Cg(n)被相互串联连接，其一端连接于次级侧绕组3b的另一端。
该整流电路5C更具有：2N3个二极管De(1)～De(2N3)、及2N3个二极管Df(1)～Df(2N3)。奇数编号的二极管De(2m-1)的阴极连接于电容器Cf(n)的高电压侧的电极，二极管De(2m-1)的阳极连接于电容器Ce(n)的低电压侧的电极。偶数编号的二极管De(2m)的阴极连接于电容器Ce(n)的高电压侧的电极，二极管De(2m)的阳极连接于电容器Cf(n+1)的低电压侧的电极。另外，末级二极管De(2N3)的阳极连接于电容器Cf(N3)的高电压侧的电极。
另外，奇数编号的二极管Df(2m-1)的阴极连接于电容器Cg(n)的高电压侧的电极，二极管Df(2m-1)的阳极连接于电容器Ce(n)的低电压侧的电极。偶数编号的二极管Df(2m)的阴极连接于电容器Ce(n)的高电压侧的电极，二极管Df(2m)的阳极连接于电容器Cg(n+1)的低电压侧的电极。另外，末级二极管Df(2N3)的阳极连接于电容器Cg(N3)的高电压侧的电极。
(第4变化例)
图9为显示第4变化例的整流电路5D的构成的电路图。作为上述实施方式的整流电路5，可利用本变化例的整流电路5D。该整流电路5D为平衡型CW电路。在整流电路5D中，次级侧绕组3b被分割为2个，在这些之间串联连接有2个电阻R3、R4，电阻R3、R4的连接点连接于基准电位线9。
另外，整流电路5D具有：N4个(在图中例示N4＝3的情形)电容器Ch(1)～Ch(N4)、N4个电容器Ci(1)～Ci(N4)、N4个二极管Dh(1)～Dh(N4)、及N4个二极管Di(1)～Di(N4)。
电容器Ch(n)被相互串联连接，其一端连接于次级侧绕组3b的一端。电容器Ci(n)被相互串联连接，其一端连接于次级侧绕组3b的另一端。
而且，二极管Dh(n)的阴极连接于电容器Ch(n)的高电压侧的电极，二极管Dh(n)的阳极连接于电容器Ci(n)的低电压侧的电极。同样地，二极管Di(n)的阴极连接于电容器Ci(n)的高电压侧的电极，二极管Di(n)的阳极连接于电容器Ch(n)的低电压侧的电极。
此外，末级电容器Ch(N4)及Ci(N4)各者的高电压侧的电极连接于二极管37a及37b各者的阳极。另外，二极管37a的阴极与二极管37b的阴极被相互连接。通过此构成而将末级电容器Ch(N4)及Ci(N4)的高电压侧的电极电位合成，并自二极管37a及37b的连接点输出。
(第5变化例)
图10为显示第5变化例的整流电路5E的构成的电路图。作为上述实施方式的整流电路5，可利用本变化例的整流电路5E。该整流电路5E为多级输出型升压整流电路。如图10所示，该整流电路5E具有：第1二极管38、第2二极管39、第1升压整流电路部41、第2升压整流电路部42、及电压合成部53。
第1二极管38的阳极连接于次级侧绕组3b的一端。第1二极管38的阴极连接于基准电位线9。第2二极管39的阳极连接于次级侧绕组3b的另一端。第2二极管39的阴极连接于基准电位线9。
第1升压整流电路部41连接于次级侧绕组3b的两端。第1升压整流电路部41通过组合有多级包含电容器及二极管的电路部分而进行在次级侧绕组3b的两端产生的交流电压的第1半波的整流及升压。本变化例的第1升压整流电路部41由半波整流型CW电路构成。
具体而言，第1升压整流电路部41具有：N1个(在图中例示N1＝5的情形)电容器Cj(1)～Cj(N1)、及二极管Dj(1)～Dj(N1)。
偶数级电容器Cj(2m)被相互串联连接，其一端连接于次级侧绕组3b的一端。另外，奇数级电容器Cj(2m-1)被相互串联连接，其一端连接于次级侧绕组3b的另一端。
而且，二极管Dj(n)的阳极连接于电容器Cj(n)的高电压侧的电极，二极管Dj(n)的阴极连接于电容器Cj(n+1)的低电压侧的电极。但是，末级二极管Dj(N1)的阴极连接于电容器Cj(N1-1)的高电压侧的电极。另外，偶数级二极管Dj(2m)由被相互正向串联连接的2个二极管构成。
即，第1升压整流电路部41通过组合有分别包含电容器Cj(n)及二极管Dj(n)的N1级电路部分而构成。由此，自电容器Cj(N1)的高电压侧的电极输出通过整流及升压而获得的直流电压VDC1。
第2升压整流电路部42连接于次级侧绕组3b的两端。第2升压整流电路部42通过组合有多级包含电容器及二极管的电路部分，而进行在次级侧绕组3b的两端产生的交流电压的另一半波、即相对于上述第1半波为相反相位(相位相差180°)的第2半波的整流及升压。本变化例的第2升压整流电路部42与第1升压整流电路部41同样地由半波整流型CW电路构成。
具体而言，第2升压整流电路部42具有：N1个电容器Ck(1)～Ck(N1)、及多个二极管Dk(1)～Dk(N1)。
偶数级电容器Ck(2m)被相互串联连接，其一端连接于次级侧绕组3b的另一端。另外，奇数级电容器Ck(2m-1)被相互串联连接，其一端连接于次级侧绕组3b的一端。
而且，二极管Dk(n)的阳极连接于电容器Ck(n)的高电压侧的电极，二极管Dk(n)的阴极连接于电容器Ck(n+1)的低电压侧的电极。另外，末级二极管Dk(N1)的阴极连接于电容器Ck(N1-1)的高电压侧的电极。另外，偶数级二极管Dk(2m)由被相互正向串联连接的2个二极管构成。
即，第2升压整流电路部42通过组合有分别包含电容器Ck(n)及二极管Dk(n)的N1段电路部分而构成。由此，自电容器Ck(N1)的高电压侧的电极输出通过整流及升压而获得的直流电压VDC2。
电压合成部53将自第1升压整流电路部41输出的直流电压VDC1与自第2升压整流电路部42输出的直流电压VDC2合成。本变化例的电压合成部53由2个二极管54a及54b构成。
二极管54a的阴极连接于第1升压整流电路部41的输出端(电容器Cj(N1)的高电压侧的电极)。二极管54b的阴极连接于第2升压整流电路部42的输出端(电容器Ck(N1)的高电压侧的电极)。二极管54a的阳极与二极管54b的阳极在连接点55处被连接。通过此构成而将直流电压VDC1与直流电压VDC2合成，并作为整流电路5E的输出电压自连接点55输出。
另外，本变化例的整流电路5E具有被相互串联连接的N5个(N5为N1/2以上(N1/2+1)以下的整数)电容器Cm(1)～Cm(N5)。
由电容器Cm(1)～Cm(N5)构成的串联电路的一端连接于基准电位线9，另一端连接于电压合成部53的连接点55。再者，在电容器Cm(n)与Cm(n+1)之间连接有构成第1升压整流电路部41的偶数级二极管Dj(2m)的2个二极管间的连接点、及构成第2升压整流电路部42的偶数级二极管Dk(2m)的2个二极管间的连接点。自各电容器Cm(1)～Cm(N5)间的各连接点分别输出用于多级输出的(N5-1)个输出电压。此外，图中的电阻Ra(1)～Ra(N5-1)表示负载。
(第6变化例)
图11为显示第6变化例的整流电路5F的构成的电路图。作为上述实施方式的整流电路5，可利用本变化例的整流电路5F。该整流电路5F具备：第1串联电路部43、第2串联电路部44、及第3串联电路部45。次级侧绕组3b的中间点连接于基准电位线9。
第1串联电路部43为N个(N为2以上的整数，在图中例示N＝3的情形)第1电容器Cp(2)、Cp(4)、…、Cp(2N)、及N个第2电容器Cq(2)、Cq(4)、…、Cq(2N)交替地串联连接而成。第1串联电路部43的一端连接于基准电位线9。
第2串联电路部44为N个电容器Cp(1)、Cp(3)、…、Cp(2N-1)串联连接而成。第2串联电路部44的一端经由电阻R7连接于次级侧绕组3b的一端。
第3串联电路部45为N个电容器Cq(1)、Cq(3)、…、Cq(2N-1)串联连接而成。第3串联电路部45的一端经由电阻R8连接于次级侧绕组3b的另一端。
而且，二极管Dp(n)(其中，n＝1、2、3、…)的阴极连接于电容器Cp(n)的高电压侧的电极，二极管Dp(n)的阳极连接于电容器Cp(n+1)的低电压侧的电极。但是，末级二极管Dp(2N)的阳极连接于电容器Cp(2N-1)的高电压侧的电极。同样地，二极管Dq(n)的阴极连接于电容器Cq(n)的高电压侧的电极，二极管Dq(n)的阳极连接于电容器Cq(n+1)的低电压侧的电极。但是，末级二极管Dq(2N)的阳极连接于电容器Cq(2N-1)的高电压侧的电极。
如此，在本变化例中，第2串联电路部44的电容器Cp(1)、Cp(3)、…、Cp(2N-1)、及第1串联电路部43的第1电容器Cp(2)、Cp(4)、…、Cp(2N)构成半波整流型CW电路。另外，第3串联电路部45的电容器Cq(1)、Cq(3)、…、Cq(2N-1)、及第1串联电路部43的第2电容器Cq(2)、Cq(4)、…、Cq(2N)构成另一半波整流型CW电路。
通过以上的构成，而第1串联电路部43的另一端的电位作为整流电路5F的输出电压被输出。
在本变化例的整流电路5F中，半波整流型CW电路的交流升压部分(第2串联电路部44、第3串联电路部45)的电容器相对于直流部分(第1串联电路部43)的电容器对称地配置，且变压器3的次级侧绕组3b具有中心抽头构造。由此，在自变压器3侧数起在相同级数存在的交流升压部分的电容器产生的纹波振幅原理上相等。因而，可减少交流纹波朝直流部分的重叠。因而，根据该整流电路5F，可大幅度减少纹波。
另外，根据本变化例的整流电路5F，可实现用于减少纹波的低通滤波器电路的省略或大幅度的小型化，而能够抑制电路整体的大型化。再者，根据本变化例的整流电路5F，由于无须在输出电流的路径上设置多个电阻器，故可抑制电力损失。
本发明并非不限定于上述的实施方式及构成例，可进行其他各种变化。例如，在上述的实施方式的直流电源电路中，利用PWM信号控制晶体管4，但可通过将脉宽设为一定，将脉冲周期设为可变，而控制晶体管4的导通/关断的占空比。
上述实施方式的直流电源电路采用具备下述部分的构成，即：电压调整电路，其具有：晶体管，其相对于电力配线串联插入；及放大器，其输入与目标电压对应的控制信号，而对应于控制信号控制朝晶体管的控制端子的电压；变压器，其具有连接于电压调整电路的初级侧绕组；开关元件，其连接于初级侧绕组，交替地重复在初级侧绕组中流动的电流的导通/关断；整流电路，其连接于变压器的次级侧绕组，将自次级侧绕组输出的电压转换为直流电压；及控制电路，其对应于目标电压控制开关元件的导通/关断的占空比。
另外，上述的直流电源电路采用在目标电压包含于第1电压范围内时，控制电路将占空比设为一定，晶体管在线性区域内动作，在目标电压包含于较第1电压范围为大的第2电压范围内时，控制电路使占空比对应于目标电压变化，晶体管在饱和区域内动作的构成。
在上述的直流电源电路中可采用在目标电压包含于大于第1电压范围且小于第2电压范围的第3电压范围内时，控制电路使占空比对应于目标电压变化，晶体管在线性区域内动作的构成。
如此，通过在第1电压范围与第2电压范围之间设置串联调节器及开关调节器的两者控制输出电压的大小的第3电压范围，而可顺滑地切换串联调节器与开关调节器之间的控制的切换。
在上述的直流电源电路中可采用整流电路为电容输入型的构成。由此，可利用简易的电路构成将自次级侧绕组输出的电压转换为直流电压。
在上述的直流电源电路中可采用整流电路为多个二极管与多个电容器组合而成的倍压整流电路的构成。由此，可利用简易的电路构成容易地获得高电压。
产业上的可利用性
本发明可用作能够抑制电源装置的大型化及电力损失的增加且提高输出电压的稳定性的直流电源电路。
符号说明
1 直流电源电路
1a 电力输入端
1b 电力输出端
2 电压调整电路
2a 输入端
2b 输出端
2c 控制输入端
3 变压器
3a 初级侧绕组
3b 次级侧绕组
4 晶体管
5 整流电路
5A 科克罗夫特-沃尔顿(CW)电路
6 PWM控制电路
7 滤波电路
8 误差放大器
8a,8b 输入端
8c 输出端
9 基准电位线
11 电容器
12 控制电路
13,14 电阻
20 电力配线
21 晶体管
22 放大器
22a,22b 输入端
22c 输出端
23,24 电阻
Cd(1)～Cd(6) 电容器
Dd(1)～Dd(6) 二极管
N1～N4 节点
Sc1 控制信号
Sc2 PWM信号
VA 第1电压范围
VB 第2电压范围
VC 第3电压范围
Vc1 控制电压
Vin 输入电压
Vout1,Vout2 输出电压。

Claims (4)

1.一种直流电源电路，其具备：
电压调整电路，其具有：晶体管，其相对于电力配线串联插入；及放大器，其输入与目标电压对应的控制信号，而对应于所述控制信号控制朝所述晶体管的控制端子的电压；
变压器，其具有连接于所述电压调整电路的初级侧绕组；
开关元件，其连接于所述初级侧绕组，交替地重复在所述初级侧绕组中流动的电流的导通/关断；
整流电路，其连接于所述变压器的次级侧绕组，将自所述次级侧绕组输出的电压转换为直流电压；及
控制电路，其相应于所述目标电压控制所述开关元件的导通/关断的占空比，
在所述目标电压包含于第1电压范围内时，所述控制电路将所述占空比设为一定，所述晶体管在线性区域内动作；
在所述目标电压包含于比所述第1电压范围大的第2电压范围内时，所述控制电路使所述占空比对应于所述目标电压变化，所述晶体管在饱和区域内动作。
2.如权利要求1所述的直流电源电路，其中，
在所述目标电压包含于大于所述第1电压范围且小于所述第2电压范围的第3电压范围内时，所述控制电路使所述占空比对应于所述目标电压变化，所述晶体管在线性区域内动作。
3.如权利要求1或2所述的直流电源电路，其中，
所述整流电路为电容输入型。
4.如权利要求3所述的直流电源电路，其中，
所述整流电路为多个二极管与多个电容器组合而成的倍压整流电路。
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