JP2014082925A - スイッチング電源装置およびスイッチング電源装置の回路設計方法 - Google Patents

Abstract

【課題】大容量の平滑コンデンサを用いることなく、広範囲の入力電圧に対応できるスイッチング電源装置を提供する。
【解決手段】スイッチング電源装置は、交流電圧を整流して整流電圧を出力するように構成された整流回路と、整流電圧を平滑化して平滑電圧を出力するように構成された平滑コンデンサと、平滑電圧を変換して中間電圧を出力するように構成された第１ＤＣ−ＤＣコンバータであって、平滑電圧に応じて、昇圧動作、昇降圧動作、降圧動作を行い、リプルを含むまたはリプルを実質的に含まない中間電圧を出力するように構成された第１ＤＣ−ＤＣコンバータと、中間電圧を変換してリプルを実質的に含まない出力電圧を出力するように構成された第２ＤＣ−ＤＣコンバータと、を備えたスイッチング電源装置。
【選択図】図１

Description

本発明は、商用電源等を入力電圧源とし、定電圧を出力するスイッチング電源装置およびスイッチング電源装置の回路設計方法に関する。特に、大容量の平滑コンデンサを用いることなく、広範囲の入力電圧に対応したスイッチング電源装置およびスイッチング電源装置の回路設計方法に関する。

近年、商用電源等の入力電圧源から所望の定電圧を得る電源装置として、スイッチング電源装置が用いられている。図９は、従来のスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。図９に示すように、スイッチング電源装置３００は、整流回路３１０、平滑コンデンサ３２０、およびＤＣ−ＤＣコンバータ３３０を備えており、交流電圧源２００から交流の入力電圧Ｖinを入力し、直流の出力電圧Ｖoutに変換して負荷回路４００に出力する。

交流電圧源２００は、一般に、商用電源が用いられる。整流回路３１０は、例えば、ダイオードブリッジで構成することができ、平滑コンデンサ３２０は、電解コンデンサ等が用いられる。交流電圧源２００からの入力電圧Ｖinは、整流回路３１０で全波整流され、平滑コンデンサ３２０によりリプル電圧が低減され、直流電圧となり、ＤＣ−ＤＣコンバータ３３０に供給される。

ＤＣ−ＤＣコンバータ３３０は、入力電圧Ｖinと出力電圧Ｖoutとの関係により、昇圧型、降圧型、昇降圧型のうち適切な方式の回路が選択される。また、絶縁機能が要求される場合は、トランスを用いたフライバック方式、フォワード方式等の回路が用いられる。

特開２００２−１０６４３号公報 米国特許第６５９１６９３号明細書

測定器、制御機器、フィールド機器等に組み込まれるスイッチング電源装置では、想定されるあらゆる電圧入力レンジに適合させるため、例えば、交流の実効値において２４〜２４０Ｖといった広範囲の入力電圧への対応が要求される場合がある。このような広範囲の入力電圧に適合するために、平滑コンデンサ３２０には、高電圧入力時の高耐電圧性能が要求される。さらに、入力電圧が低電圧の場合にもリプルを十分低減し、所望の出力電圧値を確保できるように大きな容量が要求される。

このように、平滑コンデンサ３２０は、広範囲の入力電圧に対応するために高耐電圧性能と大容量とが要求されるが、これを実現するためには、大型で高価な電解コンデンサが必要となり、スイッチング電源装置３００の大型化、および高コスト化を招くことになる。

そこで、本発明の一態様のスイッチング電源装置およびスイッチング電源装置の回路設計方法において、大容量の平滑コンデンサを用いることなく、広範囲の入力電圧に対応できるようにすることを目的とする。

本発明の一態様のスイッチング電源装置は、第１の実効値を有する第１の交流電圧を整流して第１の整流電圧を出力し、前記第１の実効値よりも大きな第２の実効値を有する第２の交流電圧を整流して第２の整流電圧を出力し、前記第２の実効値よりも大きな第３の実効値を有する第３の交流電圧を整流して第３の整流電圧を出力するように構成された整流回路と、前記第１の整流電圧を平滑化して第１の平滑電圧を出力し、前記第２の整流電圧を平滑化して第２の平滑電圧を出力し、前記第３の整流電圧を平滑化して第３の平滑電圧を出力するように構成された平滑コンデンサと、前記第１の平滑電圧を変換して第１の中間電圧を出力し、前記第２の平滑電圧を変換して第２の中間電圧を出力し、前記第３の平滑電圧を変換して第３の中間電圧を出力するように構成された第１ＤＣ−ＤＣコンバータであって、前記第１の平滑電圧が入力された場合には、昇圧動作を行い、リプルを含む前記第１の中間電圧を出力し、前記第２の平滑電圧が入力された場合には、前記平滑電圧の変動に応じて昇降圧動作を行い、前記第１の中間電圧よりも小さなリプルを含む前記第２の中間電圧を出力し、前記第３の整流電圧が入力された場合には、降圧動作を行い、リプルを実質的に含まない前記第３の中間電圧を出力するように構成された第１ＤＣ−ＤＣコンバータと、前記第１の中間電圧、前記第２の中間電圧、および前記第３の中間電圧を変換して、リプルを実質的に含まない出力電圧を出力するように構成された第２ＤＣ−ＤＣコンバータと、を備える。
本発明の一態様のスイッチング電源装置は、前記交流電圧の周波数の２倍の周波数における前記第１ＤＣ−ＤＣコンバータのオープンループゲインは、前記第２ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧に含まれるリプル含有量を、前記スイッチング電源装置の仕様上許容されるリプル含有量以下とする値を有する。
本発明の一態様のスイッチング電源装置は、前記第１ＤＣ−ＤＣコンバータが、下記式１および２を満たすオープンループゲインＧ＊Ｈを有する。
Ｖdis/{(１＋Ｇ＊Ｈ)*(１＋Ｇ２＊Ｈ２)} < Ｖout_ripple_spec（式１）
Ｖin2_min < Ｖdis/(１＋Ｇ＊Ｈ)＋Ｖref＊Ｇ＊Ｈ/(１＋Ｇ＊Ｈ) < Ｖin2_max（式２）
上記式において、
Ｖout_ripple_specは、前記スイッチング電源装置の仕様上許容されるリプル含有量であり、
Ｖdisは、前記平滑電圧および負荷電流に依存する外乱成分であり、
Ｖin2_minは、前記第２ＤＣ−ＤＣコンバータの許容最小電圧であり、
Ｖin2_maxは、前記第２ＤＣ−ＤＣコンバータの許容最大電圧であり、
Ｇ＊Ｈは、前記第１ＤＣ−ＤＣコンバータのオープンループゲインであり、
Ｇ２＊Ｈ２は、前記第２ＤＣ−ＤＣコンバータのオープンループゲインであり、
Ｖrefは、参照電圧である。
本発明の一態様のスイッチング電源装置は、前記交流電圧の周波数の２倍の周波数における前記第１ＤＣ−ＤＣコンバータの前記オープンループゲインが、０から２０ｄＢである。
本発明の一態様のスイッチング電源装置は、前記出力電圧が直流２４Ｖであり、前記Ｖout_ripple_specが、１００ｍＶｐｐであり、前記Ｖin2_minが、８０Ｖであり、前記Ｖin2_maxが、１２０Ｖである。
本発明の一態様のスイッチング電源装置は、前記第１の交流電圧の実効値が、２４〜７０Ｖの範囲であり、前記第２の交流電圧の実効値が、７０〜１２０Ｖの範囲であり、前記第３の交流電圧の実効値が、１２０〜２４０Ｖの範囲である。
本発明の一態様のスイッチング電源装置は、前記第１の交流電圧の実効値が、２４Ｖであり、前記第２の交流電圧の実効値が、１００Ｖであり、前記第３の交流電圧の実効値が、２４０Ｖである。
本発明の一態様のスイッチング電源装置は、前記第１ＤＣ−ＤＣコンバータは、前記第１の平滑電圧が所定の基準値以下の期間は、負帰還スイッチング制御を行なわないように構成され、前記基準値以下の期間における前記第１の中間電圧の変動範囲が、前記第２ＤＣ−ＤＣコンバータの入力電圧の許容入力電圧範囲内である。
本発明の一態様のスイッチング電源装置は、交流電圧を整流して整流電圧を出力するように構成された整流回路と、前記整流電圧を平滑化して、平滑電圧を出力するように構成された平滑コンデンサと、前記平滑電圧を変換して中間電圧を出力するように構成された第１ＤＣ−ＤＣコンバータと、前記中間電圧を変換して出力電圧を出力するように構成された第２ＤＣ−ＤＣコンバータと、を備え、前記第１ＤＣ−ＤＣコンバータは、前記平滑電圧が所定の基準値以下の期間は、負帰還スイッチング制御を行なわないように構成され、前記基準値以下の期間における前記中間電圧の変動範囲が、前記第２ＤＣ−ＤＣコンバータの入力電圧の許容入力電圧範囲内である。
本発明の一態様のスイッチング電源装置は、前記基準値は、５Ｖである。
本発明の一態様のスイッチング電源装置は、前記第２ＤＣ−ＤＣコンバータの入力電圧の許容入力電圧範囲の最小値が、８０Ｖであり、前記第２ＤＣ−ＤＣコンバータの入力電圧の許容入力電圧範囲の最大値が、１２０Ｖである。
本発明の一態様のスイッチング電源装置は、前記第１ＤＣ−ＤＣコンバータは、トランスと、前記トランスに接続されたスイッチと、前記スイッチに接続された制御部とを備え、前記制御部は、前記平滑電圧を検出し、前記平滑電圧が所定の基準値以下の期間は、前記スイッチのオンオフの時間比率の制御を行わないように構成される。
本発明の一態様のスイッチング電源装置の回路設計方法は、交流電圧を整流して整流電圧を出力するように構成された整流回路と、前記整流電圧を平滑化して、平滑電圧を出力するように構成された平滑コンデンサと、前記平滑電圧を変換して中間電圧を出力するように構成された第１ＤＣ−ＤＣコンバータと、前記中間電圧を変換して出力電圧を出力するように構成された第２ＤＣ−ＤＣコンバータと、を備え、前記第１ＤＣ−ＤＣコンバータに含まれる回路が、下記式１および２を満たすオープンループゲインＧ＊Ｈを有するように設計される。
Ｖdis/{(１＋Ｇ＊Ｈ)*(１＋Ｇ２＊Ｈ２)} < Ｖout_ripple_spec（式１）
Ｖin2_min < Ｖdis/(１＋Ｇ＊Ｈ)＋Ｖref＊Ｇ＊Ｈ/(１＋Ｇ＊Ｈ) < Ｖin2_max（式２）
上記式において、
Ｖout_ripple_specは、前記スイッチング電源装置の仕様上許容されるリプル含有量であり、
Ｖdisは、前記平滑電圧および負荷電流に依存する外乱成分であり、
Ｖin2_minは、前記第２ＤＣ−ＤＣコンバータの許容最小電圧であり、
Ｖin2_maxは、前記第２ＤＣ−ＤＣコンバータの許容最大電圧であり、
Ｇ＊Ｈは、前記第１ＤＣ−ＤＣコンバータのオープンループゲインであり、
Ｇ２＊Ｈ２は、前記第２ＤＣ−ＤＣコンバータのオープンループゲインであり、
Ｖrefは、参照電圧である。

本発明の一態様によれば、スイッチング電源装置およびスイッチング電源装置の回路設計方法において、大容量の平滑コンデンサを用いることなく、広範囲の入力電圧に対応できる。

本発明の一実施形態に係るスイッチング電源装置の構成を示すブロック図である。 粗調整ＤＣ−ＤＣコンバータ１３０を負帰還制御システムとしてモデル化したブロック線図である。 粗調整ＤＣ−ＤＣコンバータのオープンループゲインについて説明する図である。 粗調整ＤＣ−ＤＣコンバータの制御ループをモデル化したブロック図である。 高精度ＤＣ−ＤＣコンバータの制御ループをモデル化したブロック図である。 第１の手法における粗調整ＤＣ−ＤＣコンバータの動作を説明する図である。 第１の手法における粗調整ＤＣ−ＤＣコンバータの動作を説明する図である。 第１の手法における粗調整ＤＣ−ＤＣコンバータの動作を説明する図である。 第２の手法について説明するスイッチング電源装置の構成を示すブロック図である。 第２の手法における粗調整ＤＣ−ＤＣコンバータの動作を説明する図である。 第２の手法における粗調整ＤＣ−ＤＣコンバータの動作を説明する図である。 従来のスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。

本発明の一実施形態について図面を参照して説明する。図１は、本発明の一実施形態に係るスイッチング電源装置の構成を示すブロック図である。図１に示すように、スイッチング電源装置１００は、整流回路１１０、平滑コンデンサ１２０、粗調整ＤＣ−ＤＣコンバータ１３０、および高精度ＤＣ−ＤＣコンバータ１４０を備えており、交流電圧源２００から交流の入力電圧Ｖinを入力し、直流の出力電圧Ｖoutに変換して負荷回路４００に出力するように構成される。

このように、本実施形態に係るスイッチング電源装置１００は、ＤＣ−ＤＣコンバータを２段接続して用いており、前段の粗調整ＤＣ−ＤＣコンバータ１３０の出力を後段の高精度ＤＣ−ＤＣコンバータ１４０に入力するように構成される。

交流電圧源２００は、商用電源を用いることができる。一般に、商用電源は、５０Ｈｚまたは６０Ｈｚの周波数を用いる。スイッチング電源装置１００は、広範囲、例えば、交流の実行値において２４Ｖ〜２４０Ｖの電圧レンジに対応可能である。なお、スイッチング電源装置１００は、直流電圧源であっても動作可能である。

整流回路１１０は、例えば、ダイオードブリッジで構成することができる。平滑コンデンサ１２０は、例えば、電解コンデンサで構成することができる。

本実施形態において、平滑コンデンサ１２０は、想定される最大電圧に対する高耐電圧性能が要求される。整流回路１１０は、例えば、最大電圧である交流の実効値２４０Ｖの入力を整流し、平滑コンデンサ１２０に印加される３３９Ｖの直流の整流電圧を生成する。従って、平滑コンデンサ１２０は、この３３９Ｖの直流の整流電圧に対する高耐電圧性能が要求される。しかしながら、ＤＣ−ＤＣコンバータを２段構成としているため、従来のような大容量は要求されない。従来のスイッチング電源装置３００の平滑コンデンサ３２０において、低電圧時に、仕様上許容されるリプル含有量を満たすために要求される容量よりも小さい容量を、平滑コンデンサ１２０に用いることができる。

すなわち、平滑コンデンサ１２０は、平滑効果は十分でなくてもよく、小型で安価なコンデンサを用いることができる。したがって、スイッチング電源装置１００の大型化、および高コスト化を防ぐことができる。

交流電圧源２００からの入力電圧Ｖinは、整流回路１１０で全波整流されて整流電圧となり、平滑コンデンサ１２０により平滑化されて平滑電圧Ｖrectとなり、粗調整ＤＣ−ＤＣコンバータ１３０に供給される。例えば、整流回路１１０は、交流の実効値２４０Ｖの入力電圧Ｖinを整流して３３９Ｖの直流の整流電圧を生成し、交流の実効値１００Ｖの入力電圧Ｖinを整流して１４１Ｖの直流の整流電圧を生成し、および、交流の実効値２４Ｖの入力電圧Ｖinを整流して３４Ｖの直流の整流電圧を生成する。

平滑コンデンサ１２０が大容量を要求されないため、粗調整ＤＣ−ＤＣコンバータ１３０に入力される平滑電圧Ｖrectは、大きなＡＣリプルを含んだ電圧となる場合がある。特に、入力電圧Ｖinが低く、負荷回路４００の負荷が大きい場合に、ＡＣリプルの発生が顕著となる。逆に、入力電圧Ｖinが高い場合は、ＡＣリプルは問題とならない。

粗調整ＤＣ−ＤＣコンバータ１３０は、広範囲の不特定の平滑電圧Ｖrectを入力し、所定の中間電圧Ｖmidに変換する。このため、昇圧動作、降圧動作の両方を行なえる方式のコンバータを用いる。入力電圧に応じて、昇圧動作、降圧動作の両方を行なえる方式のコンバータとしては、フライバック型、ＳＥＰＩＣ型等があげられる。本実施形態では、フライバック型を用いた場合を例に説明する。

図１に示すように、粗調整ＤＣ−ＤＣコンバータ１３０は、トランス１３１、ＦＥＴ等のスイッチ１３２、制御部１３３、ダイオード１３４、コンデンサ１３５、および誤差検出部１３６を備えている。

制御部１３３がスイッチ１３２をスイッチングさせることで、平滑電圧Ｖrectが高周波の交流として、トランス１３１の１次側に入力され、２次側にエネルギーが伝達される。伝達された交流のエネルギーは、ダイオード１３４で整流され、さらにコンデンサ１３５で平滑化されて中間電圧Ｖmidとなる。

中間電圧Ｖmidは、誤差検出部１３６により、参照電圧Ｖrefと比較され、誤差信号が生成される。制御部１３３は、誤差信号に基づいてスイッチ１３２のオンオフの時間比率であるデューティ比を制御することにより負帰還スイッチング制御を行い、中間電圧Ｖmidを一定に保つように制御する。本実施形態では、ＰＷＭ制御を行なうものとする。

なお、粗調整ＤＣ−ＤＣコンバータ１３０は、後段の高精度ＤＣ−ＤＣコンバータ１４０の出力電圧Ｖoutが、スイッチング電源装置１００の仕様上要求される性能を満たす限り、高精度は必要とされず、中間電圧Ｖmidのノイズ性能やレギュレーション性能を緩和することができる。したがって、部品数の少ない簡易な回路で構成することができ、実装面積を小さくすることができる。

高精度ＤＣ−ＤＣコンバータ１４０は、所定の中間電圧Ｖmidを所定の出力電圧Ｖoutに変換する。出力電圧Ｖoutは、負荷回路４００の要求に合わせて任意に定めることができ、中間電圧Ｖmidは、高精度ＤＣ−ＤＣコンバータ１４０の設計の都合等に合わせて任意に定めることができる。

高精度ＤＣ−ＤＣコンバータ１４０は、中間電圧Ｖmidと、出力電圧Ｖoutとの関係に応じて、昇圧型、降圧型、および昇降圧型の中から適切な方式を選択することができ、一般的な回路を用いて構成することができる。

なお、高精度ＤＣ−ＤＣコンバータ１４０は、複数個の負荷回路４００に電圧を供給する多出力型であってもよい。また、スイッチング電源装置１００の入力側と出力側とで電気的な絶縁性能が要求される場合は、粗調整ＤＣ−ＤＣコンバータ１３０および高精度ＤＣ−ＤＣコンバータ１４０の少なくとも一方に絶縁型コンバータを用いることで絶縁性能を実現することができる。

上述のように、平滑コンデンサ１２０が大容量を要求されないため、粗調整ＤＣ−ＤＣコンバータ１３０に入力される平滑電圧Ｖrectは、入力電圧Ｖinが低いときに、大きなＡＣリプルを含んだ電圧となる場合がある。

粗調整ＤＣ−ＤＣコンバータ１３０を、従来の一般的な手法を用いて設計した場合、低電圧入力時の平滑電圧Ｖrectが大きなＡＣリプルを含んでいると、ＡＣリプルの底部の電圧が低くなる時点において出力電圧を上げようとしても、入力電圧不足になる場合がある。このため、制御部１３３の動作が不安定になったり、停止してしまい、スイッチング電源装置１００の動作に悪影響を与える場合が生じる。

そこで、本実施形態では、平滑電圧Ｖrectが大きなＡＣリプルを含んでいる場合であっても、粗調整ＤＣ−ＤＣコンバータ１３０が動作不良を起こさずに、スイッチング電源装置１００の動作に悪影響を与えないように構成されている。

（第１の手法）
そのための第１の手法について説明する。図２は、粗調整ＤＣ−ＤＣコンバータ１３０を負帰還制御システムとしてモデル化したブロック線図である。本システムでは、参照電圧Ｖrefを入力とし、中間電圧Ｖmidおよび負荷電流Ｉｌｏａｄを出力とし、平滑電圧Ｖrectが外乱として加わっている。伝達関数Ｇは、制御部、スイッチ、および出力回路の経路に該当し、帰還の伝達関数Ｈは、誤差検出部に該当する。

ここで、入力電圧Ｖinの周波数をｆacとすると、全波整流の場合、平滑電圧ＶrectのＡＣリプルは周波数２＊ｆacを有する。

図９に示した従来のＤＣ−ＤＣコンバータ３３０では、リプルを抑圧するため、図３の破線に示すように、リプル周波数２＊ｆac付近のオープンループゲイン｜ＧＨ｜（「ループゲイン｜ＧＨ｜」と称する場合もあるが、ここでは「オープンループゲイン｜ＧＨ｜」と称する）を十分高く設定していた。これにより、平滑電圧Ｖrectに含まれるＡＣリプルを抑圧し、出力電圧にリプル周波数２＊ｆacの成分が含まれないようにしていた。

これに対し、第１の手法の粗調整ＤＣ−ＤＣコンバータ１３０では、図３の実線に示すように、リプル周波数２＊ｆac付近のオープンループゲイン｜ＧＨ｜を０ｄＢ近くまで下げる。これにより、周波数２＊ｆacのＡＣリプルに対する抑圧感度が下がり、無理に出力電圧を上げようとしなくなるため、入力電圧不足による、制御部１３３の動作不安定や動作停止を防ぐことができる。

つまり、図９に示した従来の１段のＤＣ−ＤＣコンバータ３３０を用いる場合に、スイッチング電源装置３００の出力電圧Ｖoutで仕様上許容されるリプル含有量を満たすために設定されている周波数２＊ｆacにおけるオープンループゲインよりも低い値のオープンループゲインが周波数２＊ｆacにおいて粗調整ＤＣ−ＤＣコンバータ１３０に設定されている。

一方で、粗調整ＤＣ−ＤＣコンバータ１３０の周波数２＊ｆacにおけるオープンループゲインは、次段の高精度ＤＣ−ＤＣコンバータ１４０の出力電圧Ｖoutに含まれるリプル含有量を、スイッチング電源装置１００の仕様上許容されるリプル含有量以下とする値であることが要求される。

第１の手法における、伝達関数Ｇ、Ｈのゲインの設計方法について、図４及び５を用いて詳細に説明する。図４は、図２に示された粗調整ＤＣ−ＤＣコンバータ１３０の制御ループをモデル化したブロック図である。中間電圧Ｖmidに残留するＡＣリプル電圧は、平滑電圧Ｖrectや負荷電流Ｉloadに依存し、粗調整ＤＣ−ＤＣコンバータ１３０の制御ループに外乱として影響する。この外乱成分が関数Ｖdis（Ｖrect,Ｉload）として図４に示されている。図４からこの制御系の閉ループ特性を求めると、以下式１で表される。
Ｖmid = Ｖdis/(1＋Ｇ＊Ｈ)＋Ｖref*Ｇ＊Ｈ/(1＋Ｇ＊Ｈ) （式１）

この制御系で抑圧しきれずＶmidに残留するリプル成分Ｖmid_rippleは、式１の第１項が相当し、以下式２で表される。
Ｖmid_ripple = Ｖdis/(1＋Ｇ＊Ｈ) （式２）

図９に示された従来の1段構成のコンバータでは、Ｖmid_rippleがそのまま出力電圧のリプル成分Ｖout_rippleになる。従って、出力リプル許容値をＶout_ripple_specとすると、以下式３を満たす必要がある。
Ｖout_ripple = Ｖmid_ripple = Ｖdis/(1＋Ｇ＊Ｈ) < Ｖout_ripple_spec（式３）

そのためには、図９に示した従来のＤＣ−ＤＣコンバータ３３０では、周波数２＊facにおいて、Ｇ＊Ｈを十分大きく設計するか、大容量の平滑コンデンサ３２０を使用して制御ループに注入されるＶdis自体が小さくなるように設計する必要があった。しかしながら、Ｇ＊Ｈを大きくとることは制御ループの安定性を低下させることにつながり、大容量のコンデンサは大きな部品実装面積や体積を必要とするため、実現を難しくしていた。

一方、第１の手法における２段構成のコンバータの場合、図５のような次段の高精度ＤＣ−ＤＣコンバータ１４０のモデルを適用することで、次段の高精度ＤＣ−ＤＣコンバータ１４０の出力電圧のリプル成分は、概ね１/(１＋Ｇ２＊Ｈ２)に抑圧される。ここで、この高精度ＤＣ−ＤＣコンバータ１４０の出力電圧のリプル成分が、出力電圧リプル許容値未満であることが要求される。この関係を表すと、式４のようになる。
Ｖout_ripple = Ｖmid_ripple/(１＋Ｇ２＊Ｈ２) = Ｖdis/{(１＋Ｇ＊Ｈ)*(１＋Ｇ２＊Ｈ２)} < Ｖout_ripple_spec（式４）

このとき前段の粗調整ＤＣ−ＤＣコンバータ１３０の出力Ｖmidは、次段の高精度ＤＣ−ＤＣコンバータ１４０の許容入力電圧範囲（最小値Ｖin2_min、最大値Ｖin2_max）に入る程度に制御されていればよい。具体的には、式５を満たすようにＧ、Ｈのゲインを決めてやればよい。
Ｖin2_min < Ｖmid = Ｖdis/(１＋Ｇ＊Ｈ)＋Ｖref＊Ｇ＊Ｈ/(１＋Ｇ＊Ｈ) < Ｖin2_max （式５）

式４および式５を満たす条件下では、次段の高精度ＤＣ−ＤＣコンバータ１４０は一般的なＤＣ−ＤＣコンバータとして設計でき、Ｇ２、Ｈ２に十分なゲインをとれることから、出力リプルを容易に抑圧できる。

例えば、出力電圧が直流２４Ｖの場合、Ｖout_ripple_specとして、１００ｍＶｐｐが設定される。また、例えば、Ｖin2_minとして、８０Ｖが設定され、Ｖin2_maxとして、１２０Ｖが設定される。例えば、リプル周波数２＊ｆacの粗調整ＤＣ−ＤＣコンバータのオープンループゲインとして、０から２０ｄＢが設定される。

図６Ａ〜Ｃは、粗調整ＤＣ−ＤＣコンバータ１３０の動作を説明する図である。本実施例では、粗調整ＤＣ−ＤＣコンバータ１３０が出力する中間電圧Ｖmidは１００Ｖである。また、入力電圧Ｖinの周波数は、ｆacであり、平滑電圧Ｖrectには、周波数２＊ｆacのＡＣリプルが含まれている。

図６Ａは、入力電圧Ｖinが低電圧の実効値２４Ｖの場合の例であり、粗調整ＤＣ−ＤＣコンバータ１３０は昇圧動作を行なう。入力電圧Ｖinが低電圧のため、平滑電圧Ｖrectには大きなＡＣリプルが含まれており、昇圧された中間電圧Ｖmidには、抑圧しきれないリプル成分が多く含まれている。ただし、このリプル成分は、次段の高精度ＤＣ−ＤＣコンバータ１４０で抑圧される。このような動作を行う入力電圧Ｖinの実効値の範囲は、例えば、２４〜７０Ｖの範囲である。

図６Ｂは、入力電圧Ｖinが中間電圧Ｖmidと同程度の実効値１００Ｖの場合の例であり、粗調整ＤＣ−ＤＣコンバータ１３０は平滑電圧Ｖrectの変動に応じて昇降圧動作を行なう。平滑電圧Ｖrectに含まれるリプルは入力電圧Ｖinが低電圧のときよりも小さい。昇降圧された中間電圧Ｖmidには、リプル成分が残っているが、入力電圧Ｖinが実効値２４Ｖの場合の中間電圧に含まれるリプル成分よりも少ない。このような動作を行う入力電圧Ｖinの実効値の範囲は、例えば、７０〜１２０Ｖの範囲である。

図６Ｃは、入力電圧Ｖinが高電圧の実効値２４０Ｖの場合の例であり、粗調整ＤＣ−ＤＣコンバータ１３０は降圧動作を行なう。平滑電圧Ｖrectに含まれるリプルはさらに小さく、降圧された中間電圧Ｖmidには、リプル成分は実質的に含まれない。このような動作を行う入力電圧Ｖinの実効値の範囲は、例えば、１２０〜２４０Ｖの範囲である。本明細書における、リプルを実質的に含まないとは、リプル成分が全く含まれないか、または無視出来る程度の少量のリプル成分を含むことを示す。具体的には、リプル成分が、１００ｍＶｐｐであることを意味する。

いずれの場合も、次段の高精度ＤＣ−ＤＣコンバータ１４０により、中間電圧Ｖmidが、許容リプル量を満たしたリプルを実質的に含まない所定の出力電圧Ｖoutに変換され、負荷回路４００に供給される。このように、第１の手法によれば、スイッチング電源装置１００は、中間電圧Ｖmidが大きなＡＣリプルを含んでいても正常な動作を行なえるため、大容量の平滑コンデンサを用いることなく、広範囲の入力電圧に対応できるようになる。

（第２の手法）
次に、平滑電圧Ｖrectが大きなＡＣリプルを含んでいる場合であっても、粗調整ＤＣ−ＤＣコンバータ１３０が、スイッチング電源装置１００の動作に悪影響を与えないための第２の手法について説明する。

従来のＤＣ−ＤＣコンバータには負帰還制御動作が可能な入力電圧範囲があり、この範囲を外れると、発振したり制御回路が停止したりして不安定動作となり、出力電圧が大きく変動する。一方、第２の手法では、図７に示すように、制御部１３３−１が平滑電圧Ｖrectを検出するように構成される。そして、図８Ａに示すように、平滑電圧Ｖrectが所定の基準値よりも大きい区間は、スイッチ１３２のデューティ比の制御を行なって負帰還スイッチング制御を行ない、平滑電圧Ｖrectが所定の基準値よりも小さい区間は、スイッチ１３２のデューティ比の制御を行なわず、負帰還スイッチング制御を停止させる。具体的には、パルス幅を所定値に固定する。固定するパルス幅の値は任意である。

詳細に説明すると、図８Ａは、平滑電圧Ｖrectが大きなリプルを含み、リプルの制御可能な入力電圧範囲を下回る場合を示している。制御部１３３−１は平滑電圧Ｖrectを検出し、所定の基準値以下になるとスイッチ１３２のデューティ比を固定し、負帰還スイッチング制御を停止し、非制御状態とすることで、不安定動作になることを回避する。次に平滑電圧Ｖrectが上昇し所定の基準値を超えると、再び通常の負帰還スイッチング制御動作に戻る。非制御区間では、負帰還スイッチング制御が行われないことから、負荷電流Ｉloadによって出力電圧Ｖmidは変動するが、その変動範囲が次段の高精度ＤＣ−ＤＣコンバータ１４０の許容入力電圧範囲（最小値Ｖin2_min、最大値Ｖin2_max）に入る範囲で非制御動作を行うように基準値を設定する。

例えば、Ｖin2_minとして、８０Ｖが設定され、Ｖin2_maxとして、１２０Ｖが設定される。例えば、粗調整ＤＣ−ＤＣコンバータ１３０は、平滑電圧が５Ｖ以下の期間は、負帰還スイッチング制御を行なわないように構成される。

制御部１３３−１が、デューティ比の制御を行なわないことにより、帰還制御ループが切れた状態となるため、無理に出力する中間電圧Ｖmidを上げようとしなくなり、入力電圧不足による、制御部１３３の動作不安定や動作停止を防ぐことができる。

この場合、中間電圧Ｖmidには、図８Ｂの実線に示すように、リプル成分が多く残ることになるため、次段の高精度ＤＣ−ＤＣコンバータ１４０により抑圧できる範囲内において、デューティ比の制御を行なわない基準値を設定する。

以上説明したように、第２の手法により、スイッチング電源装置１００は、中間電圧Ｖmidが大きなＡＣリプルを含んでいても正常な動作を行なえるため、大容量の平滑コンデンサを用いることなく、広範囲の入力電圧に対応できる。

１００…スイッチング電源装置、１１０…整流回路、１２０…平滑コンデンサ、１３０…粗調整ＤＣ−ＤＣコンバータ、１３１…トランス、１３２…スイッチ、１３３、１３３−１…制御部、１３４…ダイオード、１３５…コンデンサ、１３６…誤差検出部、１４０…高精度ＤＣ−ＤＣコンバータ、２００…交流電圧源、３００…スイッチング電源装置、３１０…整流回路、３２０…平滑コンデンサ、３３０…ＤＣ−ＤＣコンバータ、４００…負荷回路

Claims (13)

1. 第１の実効値を有する第１の交流電圧を整流して第１の整流電圧を出力し、前記第１の実効値よりも大きな第２の実効値を有する第２の交流電圧を整流して第２の整流電圧を出力し、前記第２の実効値よりも大きな第３の実効値を有する第３の交流電圧を整流して第３の整流電圧を出力するように構成された整流回路と、
   前記第１の整流電圧を平滑化して第１の平滑電圧を出力し、前記第２の整流電圧を平滑化して第２の平滑電圧を出力し、前記第３の整流電圧を平滑化して第３の平滑電圧を出力するように構成された平滑コンデンサと、
   前記第１の平滑電圧を変換して第１の中間電圧を出力し、前記第２の平滑電圧を変換して第２の中間電圧を出力し、前記第３の平滑電圧を変換して第３の中間電圧を出力するように構成された第１ＤＣ−ＤＣコンバータであって、前記第１の平滑電圧が入力された場合には、昇圧動作を行い、リプルを含む前記第１の中間電圧を出力し、前記第２の平滑電圧が入力された場合には、前記平滑電圧の変動に応じて昇降圧動作を行い、前記第１の中間電圧よりも小さなリプルを含む前記第２の中間電圧を出力し、前記第３の整流電圧が入力された場合には、降圧動作を行い、リプルを実質的に含まない前記第３の中間電圧を出力するように構成された第１ＤＣ−ＤＣコンバータと、
   前記第１の中間電圧、前記第２の中間電圧、および前記第３の中間電圧を変換して、リプルを実質的に含まない出力電圧を出力するように構成された第２ＤＣ−ＤＣコンバータと、
   を備えたスイッチング電源装置。
2. 前記交流電圧の周波数の２倍の周波数における前記第１ＤＣ−ＤＣコンバータのオープンループゲインは、前記第２ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧に含まれるリプル含有量を、前記スイッチング電源装置の仕様上許容されるリプル含有量以下とする値を有する、請求項１に記載のスイッチング電源装置。
3. 前記第１ＤＣ−ＤＣコンバータが、下記式１および２を満たすオープンループゲインＧ＊Ｈを有する、請求項２に記載のスイッチング電源装置。
   Ｖdis/{(１＋Ｇ＊Ｈ)*(１＋Ｇ２＊Ｈ２)} < Ｖout_ripple_spec（式１）
   Ｖin2_min < Ｖdis/(１＋Ｇ＊Ｈ)＋Ｖref＊Ｇ＊Ｈ/(１＋Ｇ＊Ｈ) < Ｖin2_max（式２）
   上記式において、
   Ｖout_ripple_specは、前記スイッチング電源装置の仕様上許容されるリプル含有量であり、
   Ｖdisは、前記平滑電圧および負荷電流に依存する外乱成分であり、
   Ｖin2_minは、前記第２ＤＣ−ＤＣコンバータの許容最小電圧であり、
   Ｖin2_maxは、前記第２ＤＣ−ＤＣコンバータの許容最大電圧であり、
   Ｇ＊Ｈは、前記第１ＤＣ−ＤＣコンバータのオープンループゲインであり、
   Ｇ２＊Ｈ２は、前記第２ＤＣ−ＤＣコンバータのオープンループゲインであり、
   Ｖrefは、参照電圧である。
4. 前記交流電圧の周波数の２倍の周波数における前記第１ＤＣ−ＤＣコンバータの前記オープンループゲインが、０から２０ｄＢである請求項２に記載のスイッチング電源装置。
5. 前記出力電圧が、直流２４Ｖであり、
   前記Ｖout_ripple_specが、１００ｍＶｐｐであり、
   前記Ｖin2_minが、８０Ｖであり、
   前記Ｖin2_maxが、１２０Ｖである、請求項３に記載のスイッチング電源装置。
6. 前記第１の交流電圧の実効値が、２４〜７０Ｖの範囲であり、前記第２の交流電圧の実効値が、７０〜１２０Ｖの範囲であり、前記第３の交流電圧の実効値が、１２０〜２４０Ｖの範囲である、請求項１に記載のスイッチング電源装置。
7. 前記第１の交流電圧の実効値が、２４Ｖであり、前記第２の交流電圧の実効値が、１００Ｖであり、前記第３の交流電圧の実効値が、２４０Ｖである、請求項６に記載のスイッチング電源装置。
8. 前記第１ＤＣ−ＤＣコンバータは、前記第１の平滑電圧が所定の基準値以下の期間は、負帰還スイッチング制御を行なわないように構成され、
   前記基準値以下の期間における前記第１の中間電圧の変動範囲が、前記第２ＤＣ−ＤＣコンバータの入力電圧の許容入力電圧範囲内である、請求項１に記載のスイッチング電源装置。
9. 交流電圧を整流して整流電圧を出力するように構成された整流回路と、
   前記整流電圧を平滑化して、平滑電圧を出力するように構成された平滑コンデンサと、
   前記平滑電圧を変換して中間電圧を出力するように構成された第１ＤＣ−ＤＣコンバータと、
   前記中間電圧を変換して出力電圧を出力するように構成された第２ＤＣ−ＤＣコンバータと、
   を備え、
   前記第１ＤＣ−ＤＣコンバータは、前記平滑電圧が所定の基準値以下の期間は、負帰還スイッチング制御を行なわないように構成され、
   前記基準値以下の期間における前記中間電圧の変動範囲が、前記第２ＤＣ−ＤＣコンバータの入力電圧の許容入力電圧範囲内である、スイッチング電源装置。
10. 前記基準値は、５Ｖである、請求項９に記載のスイッチング電源装置。
11. 前記第２ＤＣ−ＤＣコンバータの入力電圧の許容入力電圧範囲の最小値が、８０Ｖであり、
    前記第２ＤＣ−ＤＣコンバータの入力電圧の許容入力電圧範囲の最大値が、１２０Ｖである、請求項１０に記載のスイッチング電源装置。
12. 前記第１ＤＣ−ＤＣコンバータは、トランスと、前記トランスに接続されたスイッチと、前記スイッチに接続された制御部とを備え、
    前記制御部は、前記平滑電圧を検出し、前記平滑電圧が所定の基準値以下の期間は、前記スイッチのオンオフの時間比率の制御を行わないように構成された、請求項９に記載のスイッチング電源装置。
13. 交流電圧を整流して整流電圧を出力するように構成された整流回路と、
    前記整流電圧を平滑化して、平滑電圧を出力するように構成された平滑コンデンサと、
    前記平滑電圧を変換して中間電圧を出力するように構成された第１ＤＣ−ＤＣコンバータと、
    前記中間電圧を変換して出力電圧を出力するように構成された第２ＤＣ−ＤＣコンバータと、
    を備えたスイッチング電源装置の回路設計方法であって、
    前記第１ＤＣ−ＤＣコンバータに含まれる回路が、下記式１および２を満たすオープンループゲインＧ＊Ｈを有するように設計される、スイッチング電源装置の回路設計方法。
    Ｖdis/{(１＋Ｇ＊Ｈ)*(１＋Ｇ２＊Ｈ２)} < Ｖout_ripple_spec（式１）
    Ｖin2_min < Ｖdis/(１＋Ｇ＊Ｈ)＋Ｖref＊Ｇ＊Ｈ/(１＋Ｇ＊Ｈ) < Ｖin2_max（式２）
    上記式において、
    Ｖout_ripple_specは、前記スイッチング電源装置の仕様上許容されるリプル含有量であり、
    Ｖdisは、前記平滑電圧および負荷電流に依存する外乱成分であり、
    Ｖin2_minは、前記第２ＤＣ−ＤＣコンバータの許容最小電圧であり、
    Ｖin2_maxは、前記第２ＤＣ−ＤＣコンバータの許容最大電圧であり、
    Ｇ＊Ｈは、前記第１ＤＣ−ＤＣコンバータのオープンループゲインであり、
    Ｇ２＊Ｈ２は、前記第２ＤＣ−ＤＣコンバータのオープンループゲインであり、
    Ｖrefは、参照電圧である。

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