JP2002354819A - スイッチング電源回路 - Google Patents
スイッチング電源回路Info
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 スイッチング電源回路のスイッチングトラン
ジスタ損失を低減する。 【解決手段】 ＡＣ交流電源を整流して得た整流電圧を
インダクタンス、スイッチング素子でスイッイチングし
てなるスイッチング電源回路のスイッチング素子を、Ａ
Ｃ波形の半周期期間において、力率基準を満足するよう
に、必要な期間のみ動作させ、他の期間は動作を停止さ
せる。
ジスタ損失を低減する。 【解決手段】 ＡＣ交流電源を整流して得た整流電圧を
インダクタンス、スイッチング素子でスイッイチングし
てなるスイッチング電源回路のスイッチング素子を、Ａ
Ｃ波形の半周期期間において、力率基準を満足するよう
に、必要な期間のみ動作させ、他の期間は動作を停止さ
せる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、商用電源を入力と
し、この入力を整流回路で整流し、その整流出力をスイ
ッチング素子でオン、オフする構成のチョッパタイプの
力率改善用スイッチング電源回路に関する。
し、この入力を整流回路で整流し、その整流出力をスイ
ッチング素子でオン、オフする構成のチョッパタイプの
力率改善用スイッチング電源回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】日本では平成６年に家電・汎用品高調波
抑制対策ガイドラインとして、通称産業省から商用交流
電源を使用する製品については、製品の種類と入力電流
波形の形状で高調波成分の基準を満足するよう通達が出
されている。この高調波基準に準拠するため、例えば、
特許第２８０８１９０号公報、特開平８−１４０３５５
号公報で開示されているような技術が従来使用されてい
る。
抑制対策ガイドラインとして、通称産業省から商用交流
電源を使用する製品については、製品の種類と入力電流
波形の形状で高調波成分の基準を満足するよう通達が出
されている。この高調波基準に準拠するため、例えば、
特許第２８０８１９０号公報、特開平８−１４０３５５
号公報で開示されているような技術が従来使用されてい
る。
【０００３】特許第２８０８１９０号公報には、商用交
流電源（以下、ＡＣ電源と称する）を整流する整流回路
と出力側に平滑コンデンサを備えた昇圧チョッパタイプ
の力率改善回路で構成され、出力平滑コンデンサの電圧
変動を押さえるため、このチョッパを流れる電流を検出
して、所定値を超えたらチョッピング動作を遮断し、ま
た、整流出力電圧が所定値を超えたら同じようにチョッ
ピング動作を遮断することが開示されている。これによ
り、ＭＯＳトランジスタの駆動発振周波数を変化させる
ことなく、コンデンサの電圧変動を抑制することができ
る。
流電源（以下、ＡＣ電源と称する）を整流する整流回路
と出力側に平滑コンデンサを備えた昇圧チョッパタイプ
の力率改善回路で構成され、出力平滑コンデンサの電圧
変動を押さえるため、このチョッパを流れる電流を検出
して、所定値を超えたらチョッピング動作を遮断し、ま
た、整流出力電圧が所定値を超えたら同じようにチョッ
ピング動作を遮断することが開示されている。これによ
り、ＭＯＳトランジスタの駆動発振周波数を変化させる
ことなく、コンデンサの電圧変動を抑制することができ
る。
【０００４】又特開平８−１４０３５５号公報には、Ａ
Ｃ電源を整流する整流回路と出力側に平滑コンデンサを
有するチョッパタイプの力率改善回路を備え、大容量チ
ョッピング素子と小容量素子を並列に２個設け、各々の
素子のチョッピング周波数をＡＣ波の振幅値に応じて切
り替えることが開示されている。このように、大容量ス
イッチング素子及び小容量スイッチング素子がそれぞれ
の電流容量に対応したパルス電流領域を担当するので、
スイッチング時間の短縮、低スイッチング損失化、高周
波化が可能になる。
Ｃ電源を整流する整流回路と出力側に平滑コンデンサを
有するチョッパタイプの力率改善回路を備え、大容量チ
ョッピング素子と小容量素子を並列に２個設け、各々の
素子のチョッピング周波数をＡＣ波の振幅値に応じて切
り替えることが開示されている。このように、大容量ス
イッチング素子及び小容量スイッチング素子がそれぞれ
の電流容量に対応したパルス電流領域を担当するので、
スイッチング時間の短縮、低スイッチング損失化、高周
波化が可能になる。
【０００５】更に、特開平１１―３３２２２０号公報に
は、停止制御回路を設け、商用交流電源の入力電圧Ｖｉ
ｎが基準電圧Ｖｒｅｆより高い場合にトランジスタによ
るスイッチング動作を停止させるように制御する直流電
源回路が開示されている。
は、停止制御回路を設け、商用交流電源の入力電圧Ｖｉ
ｎが基準電圧Ｖｒｅｆより高い場合にトランジスタによ
るスイッチング動作を停止させるように制御する直流電
源回路が開示されている。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】特許第２８０８１９０
号公報に記載された従来の電源装置では出力電圧、電流
を検出して制御するため、出力電圧の安定化については
考慮されているが、駆動ＭＯＳトランジスタの熱損失に
ついては考慮されておらず、発熱が大きいという問題が
あった。
号公報に記載された従来の電源装置では出力電圧、電流
を検出して制御するため、出力電圧の安定化については
考慮されているが、駆動ＭＯＳトランジスタの熱損失に
ついては考慮されておらず、発熱が大きいという問題が
あった。
【０００７】特開平８−１４０３５５号公報には、並列
に２ケの駆動ＭＯＳトランジスタを配置して、これらの
ＭＯＳトランジスタを異なる周波数で駆動して低損失化
することが述べられているが、これでは、部品増加によ
るコストアップが発生し、また低損失化しても、ＭＯＳ
トランジスタが動作すること自体での損失は避けられな
かった。
に２ケの駆動ＭＯＳトランジスタを配置して、これらの
ＭＯＳトランジスタを異なる周波数で駆動して低損失化
することが述べられているが、これでは、部品増加によ
るコストアップが発生し、また低損失化しても、ＭＯＳ
トランジスタが動作すること自体での損失は避けられな
かった。
【０００８】従来のチョッパタイプの力率改善回路で
は、ほぼ力率が１．０で高調波基準は、十分満足してい
る。しかし、力率改善回路の効率からみると従来技術で
は、ほぼ効率９０％であり、１０％程度の熱損失が生じ
ている。特開平１１―３３２２２０号公報記載の技術は
一見回路構成が類似しているが、入力電圧が高い場合に
トランジスタの動作を停止することによって、軽負荷時
にインダクタに余剰なエネルギーが蓄積されて、過電圧
の状態が引き起こされることを防止することを目的とし
ており、本発明とはその目的が異なる。
は、ほぼ力率が１．０で高調波基準は、十分満足してい
る。しかし、力率改善回路の効率からみると従来技術で
は、ほぼ効率９０％であり、１０％程度の熱損失が生じ
ている。特開平１１―３３２２２０号公報記載の技術は
一見回路構成が類似しているが、入力電圧が高い場合に
トランジスタの動作を停止することによって、軽負荷時
にインダクタに余剰なエネルギーが蓄積されて、過電圧
の状態が引き起こされることを防止することを目的とし
ており、本発明とはその目的が異なる。
【０００９】本発明の目的は、チョッパタイプの力率改
善回路における電力損失を、廉価に低減できるスイッチ
ング電源回路を提供することにある。
善回路における電力損失を、廉価に低減できるスイッチ
ング電源回路を提供することにある。
【００１０】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、第１の発明では、スイッチング電源回路は、商用電
源を整流する整流回路と、該整流回路の出力電圧の力率
を改善するためのインダクタとスイッチング素子からな
る力率改善回路と、該スイッチング素子を駆動する駆動
回路と、該整流回路の出力電圧が所定の範囲内にあるか
否かを検出する電圧検出手段とを備え、該出力電圧が所
定の範囲にある場合にのみ該駆動回路の出力を該スイッ
チング素子に供給する。
に、第１の発明では、スイッチング電源回路は、商用電
源を整流する整流回路と、該整流回路の出力電圧の力率
を改善するためのインダクタとスイッチング素子からな
る力率改善回路と、該スイッチング素子を駆動する駆動
回路と、該整流回路の出力電圧が所定の範囲内にあるか
否かを検出する電圧検出手段とを備え、該出力電圧が所
定の範囲にある場合にのみ該駆動回路の出力を該スイッ
チング素子に供給する。
【００１１】第２の発明では、スイッチング電源回路
は、商用電源に接続され、対をなす出力を有する整流回
路と、該整流回路の出力側に接続された平滑コンデンサ
と、整流回路と該平滑コンデンサとの間に接続されたイ
ンダクタとダイオ−ドとスイッチング素子からなる力率
改善回路と、該スイッチング素子のオンとオフを駆動す
る駆動手段と、該商用電源の半周期で変化する該整流回
路の整流電圧の変動範囲で所定の電圧範囲を検出する電
圧検出手段と、該電圧検出手段からの検出信号を受けて
該スイッチング素子のオン・オフ動作を停止するように
制御する制御手段とを備え、該整流回路の電圧が所定の
電圧範囲内でない場合、該スイッチング素子のオン・オ
フ動作を停止させ、該商用電源の半周期の間に、該スイ
ッチング素子の動作期間と停止期間を設ける。
は、商用電源に接続され、対をなす出力を有する整流回
路と、該整流回路の出力側に接続された平滑コンデンサ
と、整流回路と該平滑コンデンサとの間に接続されたイ
ンダクタとダイオ−ドとスイッチング素子からなる力率
改善回路と、該スイッチング素子のオンとオフを駆動す
る駆動手段と、該商用電源の半周期で変化する該整流回
路の整流電圧の変動範囲で所定の電圧範囲を検出する電
圧検出手段と、該電圧検出手段からの検出信号を受けて
該スイッチング素子のオン・オフ動作を停止するように
制御する制御手段とを備え、該整流回路の電圧が所定の
電圧範囲内でない場合、該スイッチング素子のオン・オ
フ動作を停止させ、該商用電源の半周期の間に、該スイ
ッチング素子の動作期間と停止期間を設ける。
【００１２】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態につい
て、実施例を用い、図を参照して説明する。図１は本発
明によるスイッチング電源回路の一実施例を示す回路図
である。図１において、ＡＣ電源１はダイオ−ド２、
３、４、５からなるブリッジ整流回路３０に接続され
る。ブリッジ整流回路３０は２つの出力ａ、ａ’有し、
出力ａとａ’間にコンデンサ６と直列接続した抵抗７、
８、９が並列に接続されている。また、ブリッジ整流回
路３０の出力ａには順にインダクタ１６とダイオ−ド１
７とスイッチングトランス２０と第２のスイッチング素
子であるＭＯＳトランジスタ１９が直列接続されてお
り、ＭＯＳトランジスタ１９のソ−スがブリッジ整流回
路３０の他方の出力ａ’に接続されている。インダクタ
１６とダイオ−ド１７の接続点とブリッジ整流回路３０
の出力ａ’との間には第１のスイッチング素子であるＭ
ＯＳトランジスタ１４が接続され、ダイオ−ド１７とス
イッチングトランス２０の接続点にはブリッジ整流回路
３０の出力ａ’との間にコンデンサ１８が接続されてい
る。ＭＯＳトランジスタ１４のゲ−トは抵抗１５を介し
て出力ａ’に接続されると共に、スイッチ素子１３を介
してＭＯＳトランジスタ１４を駆動するためのゲ−トパ
ルス信号を出力するドライブ回路２５に接続されてい
る。ｅはスイッチ素子１３の出力である。スイッチ素子
１３はイクスクル−シブオア（ＥＯＲ）１２の出力ｄで
その開閉が制御されている。イクスクル−シブオア（Ｅ
ＯＲ）１２の出力ｄはさらに抵抗２７を介してブリッジ
整流回路３０の出力ａ’に接続されている。イクスクル
−シブオア１２の一方の入力ｂには抵抗８と９の接続点
の出力がツェナ−ダイオ−ド１０を介して入力され、他
方の入力ｃには抵抗７と８の接続点の出力がツェナ−ダ
イオ−ド１１を介して入力されている。スイッチングト
ランス２０の出力にはダイオ−ド２１とコンデンサ２２
からなる整流回路が接続され、その整流回路の出力ｇが
制御回路２６を介してＭＯＳトランジスタ１９のゲ−ト
に接続されている。ｆはブリッジ整流回路３０からイン
ダクタ１６に流れる電流である。図１は以上のように構
成されている。
て、実施例を用い、図を参照して説明する。図１は本発
明によるスイッチング電源回路の一実施例を示す回路図
である。図１において、ＡＣ電源１はダイオ−ド２、
３、４、５からなるブリッジ整流回路３０に接続され
る。ブリッジ整流回路３０は２つの出力ａ、ａ’有し、
出力ａとａ’間にコンデンサ６と直列接続した抵抗７、
８、９が並列に接続されている。また、ブリッジ整流回
路３０の出力ａには順にインダクタ１６とダイオ−ド１
７とスイッチングトランス２０と第２のスイッチング素
子であるＭＯＳトランジスタ１９が直列接続されてお
り、ＭＯＳトランジスタ１９のソ−スがブリッジ整流回
路３０の他方の出力ａ’に接続されている。インダクタ
１６とダイオ−ド１７の接続点とブリッジ整流回路３０
の出力ａ’との間には第１のスイッチング素子であるＭ
ＯＳトランジスタ１４が接続され、ダイオ−ド１７とス
イッチングトランス２０の接続点にはブリッジ整流回路
３０の出力ａ’との間にコンデンサ１８が接続されてい
る。ＭＯＳトランジスタ１４のゲ−トは抵抗１５を介し
て出力ａ’に接続されると共に、スイッチ素子１３を介
してＭＯＳトランジスタ１４を駆動するためのゲ−トパ
ルス信号を出力するドライブ回路２５に接続されてい
る。ｅはスイッチ素子１３の出力である。スイッチ素子
１３はイクスクル−シブオア（ＥＯＲ）１２の出力ｄで
その開閉が制御されている。イクスクル−シブオア（Ｅ
ＯＲ）１２の出力ｄはさらに抵抗２７を介してブリッジ
整流回路３０の出力ａ’に接続されている。イクスクル
−シブオア１２の一方の入力ｂには抵抗８と９の接続点
の出力がツェナ−ダイオ−ド１０を介して入力され、他
方の入力ｃには抵抗７と８の接続点の出力がツェナ−ダ
イオ−ド１１を介して入力されている。スイッチングト
ランス２０の出力にはダイオ−ド２１とコンデンサ２２
からなる整流回路が接続され、その整流回路の出力ｇが
制御回路２６を介してＭＯＳトランジスタ１９のゲ−ト
に接続されている。ｆはブリッジ整流回路３０からイン
ダクタ１６に流れる電流である。図１は以上のように構
成されている。
【００１３】図２は図１に示すスイッチング電源回路の
各部の波形図であり、横軸に時間ｔを、縦軸に電圧
（Ｖ）又は電流（Ａ）を示す。図２（ａ）はブリッジ整
流回路の出力ａの電圧波形図、図２（ｂ）はイクスクル
ーシブオアの第１の入力ｂの電圧波形図、図２（ｃ）は
イクスクルーシブオアの第２の入力ｃの電圧波形図、図
２（ｄ）はイクスクルーシブオアの出力ｄの電圧波形
図、図２（ｅ）はスイッチ素子の出力ｅの電圧波形図、
図２（ｆ）はブリッジ整流回路からインダクタンスに流
れる電流ｆの電流波形図である。
各部の波形図であり、横軸に時間ｔを、縦軸に電圧
（Ｖ）又は電流（Ａ）を示す。図２（ａ）はブリッジ整
流回路の出力ａの電圧波形図、図２（ｂ）はイクスクル
ーシブオアの第１の入力ｂの電圧波形図、図２（ｃ）は
イクスクルーシブオアの第２の入力ｃの電圧波形図、図
２（ｄ）はイクスクルーシブオアの出力ｄの電圧波形
図、図２（ｅ）はスイッチ素子の出力ｅの電圧波形図、
図２（ｆ）はブリッジ整流回路からインダクタンスに流
れる電流ｆの電流波形図である。
【００１４】以下、図１に示すスイッチング電源回路の
動作について、図２を用いて説明する。ＡＣ電源１は、
ブリッジ整流回路３０で全波整流され、図２（ａ）に示
す脈流電圧となり、インダクタ１６とダイオ−ド１７と
ＭＯＳトランジスタ１４とからなる従来から知られた入
力コンバ−タである力率改善回路５０に入力される。力
率改善回路５０の出力にはコンデンサ１８が接続されて
いる。
動作について、図２を用いて説明する。ＡＣ電源１は、
ブリッジ整流回路３０で全波整流され、図２（ａ）に示
す脈流電圧となり、インダクタ１６とダイオ−ド１７と
ＭＯＳトランジスタ１４とからなる従来から知られた入
力コンバ−タである力率改善回路５０に入力される。力
率改善回路５０の出力にはコンデンサ１８が接続されて
いる。
【００１５】力率改善回路５０では、インダクタ１６と
ＭＯＳトランジスタ１４で昇圧チョッピング動作し、Ｍ
ＯＳトランジスタ１４のオフ期間に、ダイオ−ド１７を
オンさせ、これでコンデンサ１８を充電して出力電圧を
得る。尚、コンデンサ６にはスイッチング電流が流れる
ため、ラインの交流インピ−ダンスを低下するために挿
入される低容量のコンデンサである。コンデンサ１８は
ダイオ−ド１７で整流して得る出力電源用の大容量のコ
ンデンサである。
ＭＯＳトランジスタ１４で昇圧チョッピング動作し、Ｍ
ＯＳトランジスタ１４のオフ期間に、ダイオ−ド１７を
オンさせ、これでコンデンサ１８を充電して出力電圧を
得る。尚、コンデンサ６にはスイッチング電流が流れる
ため、ラインの交流インピ−ダンスを低下するために挿
入される低容量のコンデンサである。コンデンサ１８は
ダイオ−ド１７で整流して得る出力電源用の大容量のコ
ンデンサである。
【００１６】このコンデンサ１８の出力電圧は、入力電
圧リップルや負荷変動によるリップルを含むが、このリ
ップル電圧を減少させるために、この電圧をスイッチン
グトランス２０とＭＯＳトランジスタ１９でスイッチン
グして２次巻線に交流電圧を得、この交流電圧をダイオ
−ド２１とコンデンサ２２からなる整流回路で整流し、
この整流回路の出力ｇを制御回路２６を介してＭＯＳト
ランジスタ１９のゲ−トに与える帰還制御を行い、整流
回路の出力ｇを安定な２次電圧にして、負荷回路に供給
するようにしている。これも良く知られたスイッチング
電源回路である。
圧リップルや負荷変動によるリップルを含むが、このリ
ップル電圧を減少させるために、この電圧をスイッチン
グトランス２０とＭＯＳトランジスタ１９でスイッチン
グして２次巻線に交流電圧を得、この交流電圧をダイオ
−ド２１とコンデンサ２２からなる整流回路で整流し、
この整流回路の出力ｇを制御回路２６を介してＭＯＳト
ランジスタ１９のゲ−トに与える帰還制御を行い、整流
回路の出力ｇを安定な２次電圧にして、負荷回路に供給
するようにしている。これも良く知られたスイッチング
電源回路である。
【００１７】従来は、全波整流されたＡＣ波脈流電圧を
力率改善回路５０で全期間スイッチング動作やっていた
が、電源回路の損失、特にＭＯＳトランジスタ１４の損
失をより軽減するために、図１に示す本実施例の電源回
路では、高調波基準を満足しながらＭＯＳトランジスタ
１４の損失を低減するために、ＭＯＳトランジスタ１４
のスイッチング動作を所定期間停止させるようにする。
すなわち、ＡＣ波の頭部付近でコンデンサインプットと
して動作可能な期間はＭＯＳトランジスタ１４のスイッ
チング動作を停止し、それ以外の期間、特に、コンデン
サインプットとして動作する前後の期間にわずかに動作
するようにしたものである。
力率改善回路５０で全期間スイッチング動作やっていた
が、電源回路の損失、特にＭＯＳトランジスタ１４の損
失をより軽減するために、図１に示す本実施例の電源回
路では、高調波基準を満足しながらＭＯＳトランジスタ
１４の損失を低減するために、ＭＯＳトランジスタ１４
のスイッチング動作を所定期間停止させるようにする。
すなわち、ＡＣ波の頭部付近でコンデンサインプットと
して動作可能な期間はＭＯＳトランジスタ１４のスイッ
チング動作を停止し、それ以外の期間、特に、コンデン
サインプットとして動作する前後の期間にわずかに動作
するようにしたものである。
【００１８】図１において、４０はブリッジ整流回路３
０の整流電圧検出手段であり、抵抗７、８、９とツェナ
−ダイオ−ド１０、１１とイクスクル−シブオア１２と
から構成されている。なお、ツェナーダイオード１０と
１１とでは導通開始時の設定電圧が異なるものを用いて
いる。ブリッジ整流回路３０の出力ａは、抵抗７、８、
９で分圧され、この設定された分圧電圧を超えたら各々
オンするツェナ−ダイオ−ド１０、１１を介してイクス
クル−シブオア１２に入力される。図２（ａ）に示す出
力ａが０Ｖから電圧上昇していき、出力ａの電圧がＶ１
になった時ツェナ−ダイオ−ド１０がオンする。従っ
て、ツェナ−ダイオ−ド１０の出力電圧、即ち、イクス
クル−シブオア１２の入力ｂは図２（ｂ）に示すよう
に、ｔ１〜ｔ４の間で所定の電圧を発生する。図２
（ａ）に示す出力ａが０Ｖから電圧上昇していき、出力
ａの電圧がＶ２になった時ツェナ−ダイオ−ド１１がオ
ンする。従って、ツェナ−ダイオ−ド１１の出力電圧、
即ち、イクスクル−シブオア１２の入力ｃは図２（ｃ）
に示すように、ｔ２〜ｔ３の間で所定の電圧を発生す
る。
０の整流電圧検出手段であり、抵抗７、８、９とツェナ
−ダイオ−ド１０、１１とイクスクル−シブオア１２と
から構成されている。なお、ツェナーダイオード１０と
１１とでは導通開始時の設定電圧が異なるものを用いて
いる。ブリッジ整流回路３０の出力ａは、抵抗７、８、
９で分圧され、この設定された分圧電圧を超えたら各々
オンするツェナ−ダイオ−ド１０、１１を介してイクス
クル−シブオア１２に入力される。図２（ａ）に示す出
力ａが０Ｖから電圧上昇していき、出力ａの電圧がＶ１
になった時ツェナ−ダイオ−ド１０がオンする。従っ
て、ツェナ−ダイオ−ド１０の出力電圧、即ち、イクス
クル−シブオア１２の入力ｂは図２（ｂ）に示すよう
に、ｔ１〜ｔ４の間で所定の電圧を発生する。図２
（ａ）に示す出力ａが０Ｖから電圧上昇していき、出力
ａの電圧がＶ２になった時ツェナ−ダイオ−ド１１がオ
ンする。従って、ツェナ−ダイオ−ド１１の出力電圧、
即ち、イクスクル−シブオア１２の入力ｃは図２（ｃ）
に示すように、ｔ２〜ｔ３の間で所定の電圧を発生す
る。
【００１９】イクスクルーシブオア１２の入力ｂ、ｃに
は図２（ｂ）、（ｃ）に示す電圧が供給されるため、イ
クスクルーシブオア１２の出力ｄには図２（ｄ）に示す
電圧が発生する。即ち、ｔ１〜ｔ２、ｔ３〜ｔ４の間に
所定の電圧を発生する。イクスクルーシブオア１２の出
力ｄによってスイッチ素子１３はオンとなるため、即
ち、ｔ１〜ｔ２、ｔ３〜ｔ４の間スイッチ素子１３はオ
ンとなるため、この期間にドライブ回路２５からのパル
スはＭＯＳトランジスタ１４のベースに供給される。図
２（ｅ）はスイッチ素子１３の出力パルス、即ち、ＭＯ
Ｓトランジスタ１４のベースに供給される動作制御用パ
ルスである。このように、出力ｄはＡＣ半波で２回の電
圧パルスが発生する。損失低減のために、この出力ｄが
発生している間、ドライブ回路２５からのパルスをＭＯ
Ｓトランジスタ１４の動作制御用パルスとして利用す
る。
は図２（ｂ）、（ｃ）に示す電圧が供給されるため、イ
クスクルーシブオア１２の出力ｄには図２（ｄ）に示す
電圧が発生する。即ち、ｔ１〜ｔ２、ｔ３〜ｔ４の間に
所定の電圧を発生する。イクスクルーシブオア１２の出
力ｄによってスイッチ素子１３はオンとなるため、即
ち、ｔ１〜ｔ２、ｔ３〜ｔ４の間スイッチ素子１３はオ
ンとなるため、この期間にドライブ回路２５からのパル
スはＭＯＳトランジスタ１４のベースに供給される。図
２（ｅ）はスイッチ素子１３の出力パルス、即ち、ＭＯ
Ｓトランジスタ１４のベースに供給される動作制御用パ
ルスである。このように、出力ｄはＡＣ半波で２回の電
圧パルスが発生する。損失低減のために、この出力ｄが
発生している間、ドライブ回路２５からのパルスをＭＯ
Ｓトランジスタ１４の動作制御用パルスとして利用す
る。
【００２０】力率改善回路のＭＯＳトランジスタ１４は
ドライブ回路２５からのゲ−トパルス信号でオン、オフ
動作するようになっている。本実施例では、この経路に
挿入されたスイッチ素子１３を、前記説明したイイクス
クル−シブオア１２のｄ出力の期間、電圧パルスでスイ
ッチ素子１３を閉じて、この期間のみＭＯＳトランジス
タ１４が動作し、それ以外の期間はスイッチが開き、動
作しないようにしている（図２（ｅ）参照）。この動作
により、整流されたＡＣ半波から出力にエネルギ−を与
えるシ−ケンスでは、ＡＣ半波の前半は、ＭＯＳトラン
ジスタ１４がオン、オフしてエネルギ−を与え、次にＡ
Ｃ波の頭部ではＭＯＳトランジスタ１４のオン、オフ動
作を停止し、コンデンサインプットでエネルギ−を与
え、ＡＣ波の後半でも又、ＭＯＳトランジスタ１４がオ
ン、オフ動作してさらに、エネルギ−与えることにな
る。これにより、ＡＣ電源からみた、負荷力率は入力電
流波形がＡＣ電圧の相似形からずれるため、高調波基準
ギリギリまで低下するが、反対に、ＭＯＳトランジスタ
１４の動作を停止させる期間を設けたことにより、スイ
ッチング損失が低減し、効率は改善される。
ドライブ回路２５からのゲ−トパルス信号でオン、オフ
動作するようになっている。本実施例では、この経路に
挿入されたスイッチ素子１３を、前記説明したイイクス
クル−シブオア１２のｄ出力の期間、電圧パルスでスイ
ッチ素子１３を閉じて、この期間のみＭＯＳトランジス
タ１４が動作し、それ以外の期間はスイッチが開き、動
作しないようにしている（図２（ｅ）参照）。この動作
により、整流されたＡＣ半波から出力にエネルギ−を与
えるシ−ケンスでは、ＡＣ半波の前半は、ＭＯＳトラン
ジスタ１４がオン、オフしてエネルギ−を与え、次にＡ
Ｃ波の頭部ではＭＯＳトランジスタ１４のオン、オフ動
作を停止し、コンデンサインプットでエネルギ−を与
え、ＡＣ波の後半でも又、ＭＯＳトランジスタ１４がオ
ン、オフ動作してさらに、エネルギ−与えることにな
る。これにより、ＡＣ電源からみた、負荷力率は入力電
流波形がＡＣ電圧の相似形からずれるため、高調波基準
ギリギリまで低下するが、反対に、ＭＯＳトランジスタ
１４の動作を停止させる期間を設けたことにより、スイ
ッチング損失が低減し、効率は改善される。
【００２１】図２（ｆ）はインダクタンス１６を流れる
電流ｆの電流波形を示す。図において、点線波形ｆ０は
力率改善回路５０を用いず、ダイオード１７とコンデン
サ１８のみを用いた場合の電流を示す。実線は本実施例
による電流波形である。点線の電流ｆ０の波形は、図２
（ａ）の電圧波形ａの形状から大きくずれるため、力率
は低下する。実線の電流波形ｆはｔ１〜ｔ２、ｔ３〜ｔ
４の間、ＭＯＳトランジスタ１４がドライブ回路２５か
らのパルスによって動作されているときの波形である。
電流ｆの電流波形を示す。図において、点線波形ｆ０は
力率改善回路５０を用いず、ダイオード１７とコンデン
サ１８のみを用いた場合の電流を示す。実線は本実施例
による電流波形である。点線の電流ｆ０の波形は、図２
（ａ）の電圧波形ａの形状から大きくずれるため、力率
は低下する。実線の電流波形ｆはｔ１〜ｔ２、ｔ３〜ｔ
４の間、ＭＯＳトランジスタ１４がドライブ回路２５か
らのパルスによって動作されているときの波形である。
【００２２】本実施例では、ＭＯＳトランジスタ１４の
動作が停止されている期間、即ちｔ２〜ｔ３の間、電流
波形は図２（ａ）の電圧波形ａの相似形からズレ、力率
は低下するが、ＭＯＳトランジスタ１４は動作しないた
め、熱損失が低減するのがわかる。前述の実施例では、
ＡＣ波の前半と後半でＭＯＳトランジスタ１４を動作さ
せることを説明したが、本発明はこれに限定されるもの
ではなく、例えば、前記したガイドラインの高調波基準
の範囲以内であれば、ＡＣ波の前半または後半のみＭＯ
Ｓトランジスタ１４を動作させるようにしても良い。
尚、上記実施例では、ＭＯＳトランジスタ１４のソ−ス
は、直接ブリッジ整流回路の出力ａ’に接続したが、イ
ンピ−ダンス手段例えば抵抗を介して接続してもよい。
このような抵抗は、ＭＯＳトランジスタ１４の電流を検
出する場合に接続される。また、ＭＯＳトランジスタ１
４のスイッチング動作を停止させるために、上記実施例
では、ドライブ回路２５とＭＯＳトランジスタ１４のゲ
−ト間にスイッチ素子１３を挿入し、このスイッチ素子
１３をオフさせて、ＭＯＳトランジスタ１４のスイッチ
ング動作を停止させたが、これに限定されるものではな
く、整流電圧検出手段４０の出力で、ドライブ回路２５
のゲ−トパルス発生回路を停止させるようにしてもよ
い。
動作が停止されている期間、即ちｔ２〜ｔ３の間、電流
波形は図２（ａ）の電圧波形ａの相似形からズレ、力率
は低下するが、ＭＯＳトランジスタ１４は動作しないた
め、熱損失が低減するのがわかる。前述の実施例では、
ＡＣ波の前半と後半でＭＯＳトランジスタ１４を動作さ
せることを説明したが、本発明はこれに限定されるもの
ではなく、例えば、前記したガイドラインの高調波基準
の範囲以内であれば、ＡＣ波の前半または後半のみＭＯ
Ｓトランジスタ１４を動作させるようにしても良い。
尚、上記実施例では、ＭＯＳトランジスタ１４のソ−ス
は、直接ブリッジ整流回路の出力ａ’に接続したが、イ
ンピ−ダンス手段例えば抵抗を介して接続してもよい。
このような抵抗は、ＭＯＳトランジスタ１４の電流を検
出する場合に接続される。また、ＭＯＳトランジスタ１
４のスイッチング動作を停止させるために、上記実施例
では、ドライブ回路２５とＭＯＳトランジスタ１４のゲ
−ト間にスイッチ素子１３を挿入し、このスイッチ素子
１３をオフさせて、ＭＯＳトランジスタ１４のスイッチ
ング動作を停止させたが、これに限定されるものではな
く、整流電圧検出手段４０の出力で、ドライブ回路２５
のゲ−トパルス発生回路を停止させるようにしてもよ
い。
【００２３】以上述べたように、本発明によれば、従来
技術で用いられていた力率改善回路の動作を、一部期間
停止することによって、スイッチング電源を用いた力率
改善回路の損失を廉価な回路で改善できる。
技術で用いられていた力率改善回路の動作を、一部期間
停止することによって、スイッチング電源を用いた力率
改善回路の損失を廉価な回路で改善できる。
【００２４】
【発明の効果】以上述べたように、本発明によれば、ス
イッチング電源を用いた力率改善回路の損失を改善でき
る効果がある。
イッチング電源を用いた力率改善回路の損失を改善でき
る効果がある。
【図１】本発明によるスイッチング電源回路の一実施例
を示す回路図である。
を示す回路図である。
【図２】図１に示すスイッチング電源回路の各部の波形
図である。
図である。
１…商用ＡＣ交流電源、２、３、４、５…整流ダイオ−
ド、６…コンデンサ、７、８、９…分圧抵抗、１０、１
１…ツェナ−ダイオ−ド、１２…イクスクル−シブオ
ア、１３…スイッチ素子、１４…ＭＯＳトランジスタ、
１５…抵抗、１６…インダクタ、１７…ダイオ−ド、１
８…平滑コンデンサ、１９…ＭＯＳトランジスタ、２０
…スッチングトランス、２１…整流ダイオ−ド、２２…
平滑コンデンサ、２５…ドライブ回路、２６…制御回
路、２７…抵抗、３０…ブリッジ整流回路、４０…整流
電圧検出手段、５０…力率改善回路。
ド、６…コンデンサ、７、８、９…分圧抵抗、１０、１
１…ツェナ−ダイオ−ド、１２…イクスクル−シブオ
ア、１３…スイッチ素子、１４…ＭＯＳトランジスタ、
１５…抵抗、１６…インダクタ、１７…ダイオ−ド、１
８…平滑コンデンサ、１９…ＭＯＳトランジスタ、２０
…スッチングトランス、２１…整流ダイオ−ド、２２…
平滑コンデンサ、２５…ドライブ回路、２６…制御回
路、２７…抵抗、３０…ブリッジ整流回路、４０…整流
電圧検出手段、５０…力率改善回路。
フロントページの続き Ｆターム(参考） 5H006 AA02 AA04 CA02 CA07 CA12 CA13 CB01 CB09 CC02 DA02 DA04 DB01 DC05 5H730 AA12 AA14 AA19 AS01 BB14 BB23 BB43 BB57 BB86 CC04 DD04 DD32 EE02 EE07 FD01 FD11 FG02
Claims (4)
- 【請求項１】商用電源を整流する整流回路と、該整流回
路の出力電圧の力率を改善するためのインダクタとスイ
ッチング素子からなる力率改善回路と、該スイッチング
素子を駆動する駆動回路と、該整流回路の出力電圧が所
定の範囲内にあるか否かを検出する電圧検出手段とを備
え、該出力電圧が所定の範囲にある場合にのみ該駆動回
路の出力を該スイッチング素子に供給することを特徴と
するスイッチング電源回路。 - 【請求項２】請求項１記載のスイッチング電源回路にお
いて、該電圧検出手段は該整流回路の出力電圧が供給さ
れ、それぞれ導通電圧が異なるツェナーダイオードと、
該ツェナーダイオードが接続されたイクスクルーシブオ
アとから構成されることを特徴とするスイッチング電源
回路。 - 【請求項３】商用電源に接続され、対をなす出力を有す
る整流回路と、該整流回路の出力側に接続された平滑コ
ンデンサと、整流回路と該平滑コンデンサとの間に接続
されたインダクタとダイオ−ドとスイッチング素子から
なる力率改善回路と、該スイッチング素子のオンとオフ
を駆動する駆動手段と、該商用電源の半周期で変化する
該整流回路の整流電圧の変動範囲で所定の電圧範囲を検
出する電圧検出手段と、該電圧検出手段からの検出信号
を受けて該スイッチング素子のオン・オフ動作を停止す
るように制御する制御手段とを備え、該整流回路の電圧
が所定の電圧範囲内でない場合、該スイッチング素子の
オン・オフ動作を停止させ、該商用電源の半周期の間
に、該スイッチング素子の動作期間と停止期間を設ける
ことを特徴とするスイッチング電源回路。 - 【請求項４】請求項３記載のスイッチング電源回路にお
いて、該力率改善回路は、該インダクタが該整流回路の
対をなす一方に接続され、該ダイオ−ドが該平滑コンデ
ンサに接続され、該スイッチング素子の一方が前記イン
ダクタと前記ダイオ−ドの接続点に接続され、他方が直
接または間接に該整流回路の対をなす他方の出力に接続
されていることを特徴とするスイッチング電源回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001158606A JP2002354819A (ja) | 2001-05-28 | 2001-05-28 | スイッチング電源回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001158606A JP2002354819A (ja) | 2001-05-28 | 2001-05-28 | スイッチング電源回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002354819A true JP2002354819A (ja) | 2002-12-06 |
Family
ID=19002295
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001158606A Pending JP2002354819A (ja) | 2001-05-28 | 2001-05-28 | スイッチング電源回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2002354819A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2009177977A (ja) * | 2008-01-25 | 2009-08-06 | Seiko Epson Corp | 電源回路及びその制御方法、プロジェクタ用電源回路並びにプロジェクタ |
| JP2009189164A (ja) * | 2008-02-06 | 2009-08-20 | Denso Corp | 昇圧回路 |
| JP2014082925A (ja) * | 2012-09-28 | 2014-05-08 | Yokogawa Electric Corp | スイッチング電源装置およびスイッチング電源装置の回路設計方法 |
-
2001
- 2001-05-28 JP JP2001158606A patent/JP2002354819A/ja active Pending
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2009177977A (ja) * | 2008-01-25 | 2009-08-06 | Seiko Epson Corp | 電源回路及びその制御方法、プロジェクタ用電源回路並びにプロジェクタ |
| JP2009189164A (ja) * | 2008-02-06 | 2009-08-20 | Denso Corp | 昇圧回路 |
| JP2014082925A (ja) * | 2012-09-28 | 2014-05-08 | Yokogawa Electric Corp | スイッチング電源装置およびスイッチング電源装置の回路設計方法 |
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