JP5334438B2 - 高電圧電源回路のための方法及び装置 - Google Patents

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Description

（関連出願の相互引用）
本出願は、２００７年３月２３日に出願され、「ＭＥＴＨＯＤ ＡＮＤ ＡＰＰＡＲＡＴＵＳ ＦＯＲ Ａ ＨＩＧＨ ＶＯＬＴＡＧＥ ＰＯＷＥＲ ＳＵＰＰＬＹ ＣＩＲＣＵＩＴ」という名称の米国仮出願第６０／９１９，８４２号の利益を主張する。
本発明は、一般に、制御回路に関し、より詳細には、本発明は、電力変換器出力を調節する電力変換器で使用される制御回路に関する。
電力変換器制御回路は、多数の目的や用途のために使用される。電力変換器コストを下げることが必要とされるため、集積化された制御回路の外部の構成要素について外部構成要素数を低減するための制御回路機能が求められている。この外部構成要素数の低減は、電力変換器の小型化により可搬性を改善することが可能になり、電力変換器設計を完成させるのに必要となる設計サイクルの数を減少させ、最終製品の信頼性も改善する。さらに、構成要素数の低減により、電力変換器の動作時のエネルギー効率を改善し、電力変換器コストを下げることができる。構成要素数を低減する可能性のある電力変換器の一態様は、これまで電力変換器内で出力電圧調節を達成するのに必要とされていた外部回路を簡略化すること、又は除去することにある。
ＡＣ／ＤＣ電力変換について使用される絶縁型フライバック変換器では、通常、出力電圧は、一般に電源の入力回路と出力回路との間を分離するための光カプラを使用して、入力とも呼ばれる電源の１次側で制御回路に結合される連続フィードバック信号を発生するように、絶縁型電源出力端子の両端間で測定される。制御回路は、フィードバック信号に応答して、エネルギー伝達要素の巻線に結合する電力スイッチのスイッチングを制御し、それにより、電力変換器の入力から出力へ送出される電力が調節される。
他のフライバック変換器では、フィードバック信号は、電力変換器変圧器又はエネルギー伝達要素の一部を形成する補助巻線を使用して、フィードバック信号が発生される。補助巻線の両端間のフライバック電圧は、整流され、平滑化されて、フィードバック信号が発生され、フィードバック信号は、変換器の１次側で制御回路に結合される。
バック変換器では、電力変換器出力電圧を表すフィードバック信号は、通常、電力スイッチのオフ・タイム中に、主インダクタ又はエネルギー伝達要素巻線の両端間の電圧を整流し、平滑化することによって発生される。
フライバック変換器構成とバック変換器構成では、電力スイッチがオン状態にあるとき電源入力から電力スイッチ及びエネルギー伝達要素を通って電流が流れるように、電力スイッチは、電源入力及びエネルギー伝達要素に結合される。
米国仮出願第６０／９１９，８４２号
本発明の非制限的かつ非網羅的な実施形態及び例が、以下の図を参照して述べられる。図では、同じ参照数字は、特に指定しない限り、様々な図を通して同じ部品を指す。
電力変換器出力を調節する制御回路を実施するための方法及び装置が開示される。以下の説明では、本発明の完全な理解を可能にするために、多数の特定の詳細が述べられる。しかし、本発明を実施するために、特定の詳細を使用する必要がないことが、当業者には明らかになるであろう。他の事例では、よく知られている材料又は方法は、本発明を曖昧にすることを避けるために、詳細には述べられていない。
本明細書全体を通して、「一実施形態（ｏｎｅ ｅｍｂｏｄｉｍｅｎｔ）」、「ある実施形態（ａｎ ｅｍｂｏｄｉｍｅｎｔ）」、「一例（ｏｎｅ ｅｘａｍｐｌｅ）」、又は「ある例（ａｎ ｅｘａｍｐｌｅ）」は、実施形態又は例に関連して述べられている特定の特徴、構造、又は特性が、本発明の少なくとも一実施形態に含まれることを意味する。そのため、本明細書全体を通した様々な場所における「一実施形態」、「ある実施形態」、「一例」、又は「ある例」という句の出現は、必ずしも全てが、同じ実施形態又は例を指すわけではない。さらに、特定の特徴、構造、又は特性は、１つ又は複数の実施形態又は例において任意の適切な組合せで、かつ／又は、サブコンビネーションで組み合わされてもよい。さらに、本明細書に関して提供される図は、当業者に対して説明するためのものであること、及び、図面は、必ずしも原寸に比例して描かれていないことを理解されたい。
次に、本発明の教示による、電力変換器出力を調節する制御回路について述べる。本発明の例は、電力変換器出力を調節する方法及び装置を含む。
図１は、本発明の教示による、電力変換器の出力電圧を調節する制御回路を使用する電力変換器１００（本明細書では、電源とも呼ばれる）の略図を示す。一例では、電力変換器１００は、１次グラウンド１０７と２次リターン１２６が互いに絶縁される、絶縁型フライバック変換器である。他の例では、電力変換器１００はまた、本発明の教示による非絶縁型フライバック変換器とすることができることに留意されたい。他の例では、電力変換器１００は、本発明の教示による、２つ以上の出力を有することができることに留意されたい。
図示するように、制御回路１１５は、電力スイッチ１０５に結合され、電力スイッチ１０５は、一例では、金属酸化物半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）半導体スイッチ、バイポーラ・トランジスタなどである。電力スイッチ１０５は、ＤＣ入力電圧１０１と出力電力ダイオード１１７に結合されるエネルギー伝達要素１０９の入力巻線１０３に結合される。一例では、ＤＣ入力電圧１０１は、ＡＣ電圧源（図示せず）の結合された整流器回路の出力である。コンデンサ１０６は、電力変換器入力端子１９０、１９１に結合されて、電力スイッチ１０５がオン状態にあるときに、第１及び第２端子１９０、１９１、エネルギー伝達要素１０９巻線１０３、電力スイッチ１０５を通って流れる電流をスイッチングするための低インピーダンス源となっている。一例では、制御回路１１５とスイッチ１０５は、ハイブリッド又はモノリシック集積回路として製造することができる集積回路の一部を形成することができる。制御回路１１５は、フィードバック信号１１４を受け取るように結合され、フィードバック信号１１４は、一例では、電圧信号であるが、別の例では、本発明の教示から依然として利益を受けながら、電流信号又は電源出力を示す他の信号とすることができる。
例において、制御回路１１５は、電力変換器１００の第１及び第２入力端子１９０、１９１から、負荷１２１に結合された電力変換器出力端子１９２、１９３へ送出されるエネルギーを調節するように結合される。一例では、調節される特定の出力パラメータは、ＤＣ出力電圧１１９である。エネルギー伝達要素１０９は、入力巻線１０３と出力巻線１１０と補助巻線１０８を備える。フィードバック信号１１４は、補助巻線１０８から、抵抗器１１１、１１２によって形成された抵抗器分割器を通って制御回路１１５に結合される。
動作時には、制御回路１１５は、フィードバック信号１１４に応答して電力スイッチ１０５をスイッチングすることによって、電源１００の出力を調節する。スイッチ１０５がオンであるとき、コンデンサ１０６からのエネルギーは、エネルギー伝達要素１０９の入力巻線１０３内に伝達される。スイッチがオフであるとき、入力巻線１０３内に貯蔵されるエネルギーは、出力巻線１１０に伝達される。出力巻線１１０からのエネルギーは、電源１００の出力に伝達され、電流は、順方向バイアスされた出力電力ダイオード１１７を通って、出力端子１９２、１９３に結合された出力コンデンサ１１８及び負荷１２１に流れる。スイッチ１０５のオフ期間中に、出力電力ダイオード１１７を通って電流が流れる間、負荷１２１の両端間の出力電圧Ｖ0１１９と出力電力ダイオード１１７の両端間の順方向電圧降下を足した値は、出力巻線１１０の両端間の電圧に実質的に等しい。
説明されるように、出力ダイオードを通して電流が流れる間に、出力巻線１１０の両端間の電圧が出力電圧Ｖ0１１９を表すときの、電力スイッチのオフ・タイムのこの部分は、電力スイッチ１０５のオフ・タイムのフィードバック部ＴFBと呼ばれる。場合によっては、電流は、電力スイッチ１０５のオフ期間中に、出力巻線１１０から出力電力ダイオード１１７を通って流れることを実質的に停止してもよい。この場合、出力電力ダイオード１１７は、逆バイアスされ、出力巻線１１０の両端間の電圧降下は、もはや出力電圧Ｖ0１１９を表さない。出力ダイオード１１７を通して実質的に電流が流れないときの、電力スイッチ１０５のオフ・タイムのこの部分は、電力スイッチ１０５のオフ・タイムのフィードバック無し部と呼ばれることもある。
出力巻線１１０の両端間の電圧は、巻線比に基づいてエネルギー伝達要素の補助巻線１０８に反映される。したがって、補助巻線１０８の両端間の電圧が、電力スイッチ１０５のオフ・タイムのフィードバック部ＴFBの間に使用されて、電源１００の出力に関するフィードバック信号１１４が得られ、フィードバック信号１１４は、電源１００の出力を調節するために電力スイッチ１０５のスイッチングを制御する制御回路１１５によって受け取られるように結合される。
一例では、補助巻線１０８に結合される回路ブロック１９４は、図１に示すようにダイオード１１３を含む。電力スイッチ１０５のオン・タイム中に、補助巻線ダイオード１１３は、逆バイアスされ、したがって、抵抗器１１１、１１２内での電流の流れを防止する。別の例では、回路ブロック１９４は、本発明の教示から依然として利益を受けながら、図示するように、実質的に短い回路接続１９５を含む。
回路ブロック１９４が実質的に短い回路接続１９５を含む例では、電力スイッチ１０５のオン・タイム中に、信号が、制御回路１１５の端子１２３に印加される。しかし、この信号は、電力変換器の出力電圧を表さないフィードフォワード信号である。こうして、回路ブロック１９４が実質的に短い回路接続１９５を含む例では、したがって、信号１１４は、依然として電力スイッチ１０５のオフ・タイム中に、電力変換器１００の出力電圧１１９を表すフィードバック信号であるに過ぎない。一例では、図２に示す例を参照してここで述べるように、信号１１４は、電力スイッチ１０５のオフ・タイムの一部の間だけ、電力変換器１００の出力電圧１１９を表すフィードバック信号である。
図２は、図１の例示的な回路の動作を示すのに役立つ例示的な波形を示す。たとえば、波形２００は、図１のＶFB１１６の電圧波形である。説明するように、波形２００は、一例では、波形２００のオフ期間Ｔｏｆｆ２０６のフィードバック部ＴFB２０５の間に、出力電圧Ｖ0１１９に関して制御回路１１５にフィードバックを送るために使用される。図の例では、波形２００のフィードバック無し部ＴNFB２１６の間に、フィードバック情報は提供されない。波形２１４は、図１の電力スイッチ１０５に流れるドレイン電流１０４の電流波形である。図の例では、波形２１４が不連続な電流波形として示されている。ドレイン電流波形２０９が、電力スイッチ１０５がターン・オンするたびに実質的にゼロ電流２１５から始まるからである。
各スイッチング・サイクルにおいて、電力スイッチは、オン・タイム期間Ｔｏｎ２０４の間、オンであり、オフ・タイム期間Ｔｏｆｆ２０６の間、オフである。オフ・タイムＴｏｆｆ２０６のフィードバック部ＴFB２０５の間、電力変換器１００の出力電力ダイオード１１７に電流が流れるように、出力電力ダイオード１１７が順方向にバイアスされる。ＴFB２０５の間のこの時間に出力巻線１１０の両端間に現れる電圧は、したがって、実質的に出力電圧１１９と電力ダイオード１１７の順方向バイアス電圧降下を足した値に等しい。図２の例に示す、オフ・タイムＴｏｆｆ２０６のフィードバック無し部ＴNFB２１６の間に、出力ダイオード１１７は、もはや順方向バイアスされず、出力電力ダイオード１１７を通して実質的に電流が流れないことに留意されたい。このとき、ＴNFB２１６の間、出力巻線１１０の両端間に現れる電圧は、出力電圧１１９に関するフィードバック情報を提供しない。
出力電力ダイオード１１７が、順方向バイアスされると、出力電力ダイオード１１７に流れる電流量は、出力コンデンサ１１８に流れる電流と負荷１２１に流れる出力電流１２０の和に実質的に等しい。ダイオード１１７を通して電流が流れている間の、ダイオード１１７の順方向電圧は、製造業者のデータから実質的にわかっているため、巻線１１０の両端間に現れる電圧は、したがって、出力電圧１１９を表す。さらに、巻線１０８の両端間に現れる電圧は、巻線１１０、１０８の巻線比によって、巻線１１０の両端間に現れる電圧に関係付けられる。換言すれば、巻線１１０の両端間の電圧は、それぞれの巻線比に応じて、巻線１０８の両端間の電圧に反映される。たとえば、巻線１１０、１０８が、同じ巻線の数を有する場合、オフ・タイムＴｏｆｆ２０６のフィードバック部ＴFB２０５の間に、巻線１１０の両端間に現れる電圧と巻線１０８の両端間に現れる電圧は、第１次的に実質的に同じになるであろう。漏洩インダクタンスや巻線間静電容量などの第２次的影響は、本発明の教示を曖昧にしないように、本明細書では詳述されない。オフ・タイムＴｏｆｆ２０６のフィードバック部ＴFB２０５の間に、巻線１０８の両端間に現れる電圧は、したがって、出力電圧１１９も表す。
フィードバック信号１１４（この例では、ＶFB１１６）は、わかっている回路ブロック１９４と抵抗器１１１、１１２によって形成される抵抗器分割器によって、巻線１０８の両端間に現れる電圧に関係付けられるため、フィードバック信号１１４は、スイッチのオフ・タイムＴｏｆｆ２０６のフィードバック部ＴFB２０５の間における電源の出力電圧を表す。主に電源の出力回路内のインピーダンスのために、オフ・タイムＴｏｆｆ２０６のフィードバック部ＴFB２０５の間のフィードバック電圧波形２０８上に、（説明のために図２で誇張された）傾斜が存在することに留意されたいであろう。こうしたインピーダンスは、抵抗要素を含むダイオード１１７の順方向インピーダンス、及び、抵抗要素を含む出力コンデンサ１１８の直列インピーダンスを含む。
電力スイッチ１０５のオン・タイム期間Ｔｏｎ２０４中に、図１のフィードバック端子１２３に現れる電圧は、回路ブロック１９４がダイオード１１３を備える場合、又は、端子１２３に結合した内部クランプ（図示せず）が存在する場合、グラウンド端子１２４に対して実質的にゼロ電圧であることに留意されたい。この事例は、実質的にグラウンド電圧２０２に等しい、図２の電圧レベル２１３によって示される。
図１の制御回路１１５が、端子１２３に結合された内部クランプを持たない例示的な回路において、また、回路ブロック１９４が、実質的に短い回路接続１９５を備えるとき、フィードバック端子１２３に現れる電圧は、図２の点線２０３で示すタイプの特性に追従するであろう。いずれにしても、示す例示的なフィードバック信号２０８は、オフ・タイムＴｏｆｆ２０６のフィードバック部２０５の間に、電力変換器１００の出力電圧１１９を表すに過ぎない。
図３は、図１の回路の動作を示すのにさらに役立つ例示的な波形を示す。波形３００は、図１のＶFB１１６の電圧波形である。波形３１４は、図１の電力スイッチ１０５に流れるドレイン電流１０４の電流波形である。図３に示す例示的な波形３１４は、電力スイッチ１０５がターン・オンするたびに、ドレイン電流波形３０９が、非ゼロ電流レベル３１５から上昇し始めるため、連続した電流波形である。各スイッチング・サイクルにおいて、電力スイッチは、オン・タイム期間Ｔｏｎ３０４の間、オンであり、オフ・タイム期間Ｔｏｆｆ３０６の間、オフである。
図３に示す例示的な波形では、オフ・タイムＴｏｆｆ３０６のフィードバック部ＴFB３０５は、全オフ・タイムＴｏｆｆ３０６に実質的に等しいことに留意されたい。これは、電力出力電力ダイオード１１７が、順方向バイアスされること、及び、したがって、電力スイッチ１０５のオフ・タイム期間の実質的に全ての期間の間、電力出力電力ダイオード１１７に電流が流れることを示す。したがって、出力巻線１１０の両端間に現れる電圧は、全オフ・タイム期間Ｔｏｆｆ３０６の間における、出力電圧１１９にダイオード１１７の順方向電圧降下を足した値に実質的に等しい。したがって、上記の図２の波形に適用された同じ説明によって、フィードバック信号１１４又はＶFB１１６は、図３の場合、実質的に電力スイッチ１０５の全オフ・タイム期間Ｔｏｆｆ３０６であるＴFB３０５中に、電力変換器の出力電圧を表す。
図４は、概して、本発明の教示による、図１の制御回路１１５の一部分のより詳細な例示的な略図である回路４００の略図を示す。図４の回路は、スイッチのオフ・タイムのフィードバック部２０５又は３０５の間に、電力変換器の出力電圧を表すフィードバック信号を受け取るように結合されて、本発明の教示に従って、電力変換器の入力から電力変換器の出力への電力送出を調節することができる回路の一例である。
図示する例に示すように、制御回路４１５は、グラウンド端子４２４を基準として、フィードバック端子４２３のフィードバック信号ＶFB４１６を受け取るように結合される。一例では、制御回路４１５は、比較器４５３、スイッチ４５６、４５７、４５９、フィードバック・コンデンサ４６０、電流源４５５、４５８を含むフィードバック回路を含む。フィードバック電圧ＶFB４１６は、比較器４５３の非反転入力４５０に結合される。参照電圧ＶREF４５２は、比較器４５３の反転入力４５１に印加される。一例では、参照電圧ＶREF４５２は、図２の電圧閾値２０１及び図３の電圧閾値３０１に相当する。比較器４５３の出力は、トランジスタ・スイッチ４５６、４５７を駆動するように結合され、それにより、ＶFB４１６＞ＶREF４５２のときに、スイッチ４５７がターン・オンし、ＶFB４１６＜ＶREF４５２のときに、スイッチ４５６がターン・オンする。
図示する例に示すように、回路ブロック４６１は、スイッチ４５９を駆動するように結合され、それにより、スイッチ４５９は、図２の例におけるオフ期間Ｔｏｆｆ２０６のフィードバック部ＴFB２０５の間、又は、図３の例示的なＴFB３０５の間においてだけオン状態になる。したがって、電流は、ＴFB２０５又は３０５の間に、フィードバック・コンデンサ４６０に入る、又は、出るように流れることができるだけである。一例では、回路ブロック４６１は、フィードバック信号４１６を閾電圧レベルと比較して、フィードバック信号４１６が、出力電力ダイオード１１７が電流を伝導しているかどうかを判定するための閾電圧レベルより大きいときに、論理ハイ入力信号でスイッチ４５９を駆動することによって、オフ期間２０６のフィードバック部ＴFB２０５を決定するように結合される。スイッチ４５９が、回路ブロック４６１によって、論理ハイ入力信号で駆動される継続期間は、図１の電力出力ダイオード１１７を通して電流が流れるときの、期間ＴFB２０５に実質的に等しい。フィードバック・コンデンサ４６０の両端間に現れる電圧ＶPWM４６４は、パルス幅変調器（ＰＷＭ）比較器４６３に結合され、ＰＷＭ波形４６２と比較されて、電圧ＶPWM４６４の大きさに応答して、出力端子４２５において可変デューティ・サイクル出力４２２が生成される。一例では、ＰＷＭ波形４６２は、ランプ信号か、三角形波形か、又は、同様なものである。
一例では、ＰＷＭ比較器４６３は、図１の信号１２２に相当する信号４２２を生成する回路４００の信号発生器の一部である。一例では、信号発生器は、電力スイッチ・サイクルのオン・タイムを始動するための信号を供給する発振器を含む。発振器信号は、周波数が実質的に固定されたものとすることができ、あるいは、発振器周波数は、本発明の開示から逸脱することなく、システムにおけるＥＭＩを低減するように変調する、又は電力消費を低減する又は効率を増加するように一定の条件下で変えることができる。別の例では、信号発生器はまた、本発明の教示に従って、他の信号を信号４２２と論理的に組み合わせて、保護電流限界信号や熱シャットダウン信号など信号１２２を生成する回路を含むことができる。別の例では、電圧ＶPWM４６４は、本発明の教示に従って、フィードバック・コンデンサ４６０とＰＷＭ比較器４６３の非反転入力との間に結合されたローパス・フィルタで濾波することができることに留意されたい。
示す例では、トランジスタ・スイッチ４５９がオン状態にあるときに、電流がトランジスタ・スイッチ４５９に流れることができるだけであるため、電圧ＶPWM４６４は、オフ・タイムＴｏｆｆ２０６又はオフ・タイムＴｏｆｆ３０６の、図２のフィードバック部ＴFB２０５又は図３のフィードバック部ＴFB３０５の間に、比較器４５３の出力、したがって、フィードバック信号４１６に応答するだけである。引き続き上述した例を述べると、フィードバック信号電圧４１６が、参照電圧ＶREF４５２より大きい間に、フィードバック・コンデンサ４６０は、フィードバック部ＴFB２０５又は３０５のある部分の間に、トランジスタ・スイッチ４５９を通して電流Ｉ２ ４５８によって放電される。図２及び図３に示す例を再び参照すると、これは、それぞれ、図２の期間Ｋ×ＴFB２０７又は図３の期間Ｋ×ＴFB３０７として表示されるＴFB２０５又はＴFB３０５の部分に相当する。ここで、Ｋは、１より小さい値を有する変数である。ＴFB２０５又はＴFB３０５の残りの部分は、それぞれ、図２の期間（１−Ｋ）×ＴFB２１０又は図３の期間（１−Ｋ）×ＴFB３１０として表示される。（１−Ｋ）×ＴFB部では、フィードバック信号電圧４１６が、参照電圧ＶREF４５２より小さい間に、フィードバック・コンデンサ４６０は、トランジスタ・スイッチ４５９を通して電流Ｉ１ ４５５によって充電される。
電流Ｉ１ ４５５と電流Ｉ２ ４５８が、実質的に等しい例では、変数Ｋが、０．５に実質的に等しい値を有する場合、電圧ＶPWM４６４の平均は、一定のままである。電力変換器１００の動作中に、出力電流１２０が突然増加する場合、出力コンデンサ１１８は、放電し始め、出力電圧１１９が減少する。結果として、電力スイッチ１０５のオフ・タイムＴｏｆｆ２０６のフィードバック部ＴFB２０５の間の、フィードバック電圧ＶFB４１６もまた減少する。この例は、図２に示され、フィードバック部ＴFB２０５の間のフィードバック信号電圧２２２は、図１の負荷電流１２０が安定であるときのフィードバック信号レベルを表すフィードバック信号電圧２０８と比較して減少する。この過渡的負荷条件下で、フィードバック部ＴFB２０５の間のフィードバック信号電圧は、安定した負荷条件下で期間２０７より短い期間Ｔｘ２２１の間、参照電圧閾値２０１より大きい。
図４を再び参照すると、したがって、期間２０５の間のフィードバック信号電圧４１６は、短期間の間、参照電圧閾値４５２より大きいため、フィードバック・コンデンサ４６０は、短期間の間、放電し、フィードバック・コンデンサ４６０の両端間の電圧ＶPWM４６４が増加する。これは、次に、出力信号４２２のデューティ・サイクルを増加させ、一例では、図１の電力スイッチ１０５のオン・タイム・パーセンテージ又はデューティ・サイクルが増加する。したがって、電源出力に送出される電力は、増加し、図２のフィードバック電圧を定常状態レベル２０８に戻るようにさせる傾向がある。これは、ＶPWM４６４の平均電圧が実質的に一定になるように、図４においてフィードバック・コンデンサ４６０の充電と放電が等しい条件が回復される。
同じ説明を、図３の波形に適用することができることに留意されたい。電力変換器負荷の過渡的な減少が起こるときに、逆の作用が起こり、新しい安定したデューティ・サイクルに達するまで、出力信号４２２のデューティ・サイクルが減少することも留意する必要がある。いくつかの過渡的な負荷条件下では、フィードバック信号レベルは、全期間ＴFB２０５、３０５の間、電圧閾値２０１、３０１より過渡的に大きい場合があり、又は、小さい場合があることに留意されたい。こうした条件下では、図４のフィードバック・コンデンサ４６０は、この条件が存在する限り、全期間ＴFB２０５、３０５の間、充電されるか、又は、放電される。信号４２２のデューティ・サイクルに関する影響は、フィードバック信号値が、期間ＴFB２０５、３０５のある部分の間、閾値２０１、３０１より大きく、期間ＴFB２０５、３０５の残りの部分の間、閾値２０１、３０１より小さくなるレベルに、フィードバック信号を戻すことである。
図４の回路は、電圧モード制御と呼ばれることがある方法で、電圧ＶPWM４６４を参照ＰＷＭランプ信号４６２と比較することによって、出力信号４２２のデューティ・サイクルを変えるが、このデューティ・サイクル制御を達成することができる多くの方法が存在することに留意されたい。たとえば、一例では、電力スイッチ１０５に流れる電流と比較される閾値は、ＶPWM４６４電圧に比例させることができ、それは、同様に、電流モード制御と呼ばれる方法で、ＶPWM４６４電圧の増加に伴って、電力スイッチ・デューティ・サイクルを増加させる。別の例では、図２のスイッチング期間Ｔ２１２と図３のスイッチング期間Ｔ３１２は、それぞれ、図２の電力スイッチ・オン・タイム期間２０４又は図３の電力スイッチ・オン・タイム期間３０４を、実質的に一定に保持しながら、ＶPWM４６４電圧に逆比例させることができ、それは、やはり、可変周波数制御と呼ばれる方法で、ＶPWM４６４電圧の増加に伴って、電力スイッチ・デューティ・サイクルを増加させることになる。別の例では、これらの制御技法の任意の組合せを使用して、本発明の教示に従って、電力変換器の出力電圧を調節するように、電力変換器の入力から出力への電力送出を調節することができる。
したがって上記説明により、また、図１、２、３、４を参照して、一例では、制御回路１１５、４１５は、電力スイッチのスイッチングを制御して、それぞれのフィードバック信号１１４、２０８、３０８、又は４１６が閾値より高い、フィードバック部ＴFB２０５の期間２０７、２１０、あるいは、フィードバック部ＴFB３０５の期間３０７、３１０が調節される。電力変換器出力電圧を表す、それぞれのフィードバック信号１１４、２０８、３０８、又は４１６は、電力スイッチ１０５のオフ・タイム２０６又は３０６のフィードバック部ＴFB２０５又はＴFB３０５の間でだけ受け取られる。こうして、電力変換器１００内の制御回路１１５は、電力変換器の出力電圧を調節するように、電力変換器の入力から出力への電力送出を調節する。
電流源Ｉ１ ４５５及びＩ２ ４５８が同じでないように設計することによって、図３と図４の変数Ｋの値は、任意の分数とすることができることに留意されたい。一例では、Ｉ２ ４５８の値が、Ｉ１ ４５５の値より小さくされる場合、フィードバック・コンデンサの両端間の電圧についての定常状態条件は、Ｋの値が、＞０．５であるときである。そのとき、（Ｋ×ＴFB）積２０７又は３０７は、この例のＴFB２０５、３０５の５０％より大きく、（（１−Ｋ）×ＴFB）積２１０又は３１０は、この例のＴFB２０５、３０５の５０％より小さい。一部の例では、Ｋ＞０．５の値を選択する利点が存在する。たとえば、１つの理由は、図１のダイオード１１７の両端間の固有の抵抗性電圧降下による。特に、１つの例のダイオード１１７の両端間の抵抗性電圧降下は、フィードバック部ＴFB２０５又は３０５の終わりに向けて低くなる。それは、ダイオード１１７に流れる電流がこの領域で低いからである。したがって、抵抗性電圧降下が低いため、フィードバック信号は、この例では、電力変換器出力電圧１１９をよりよく表す。
一例では、変数Ｋは、電力変換器の動作条件に従って、変更されるか、又は、修正される。たとえば、図１を参照すると、出力接続１９９のインピーダンスが比較的大きい用途では、出力ケーブルと呼ばれることが多い、この接続の両端間のかなりの電圧降下が存在する。こうした例において、負荷１２１の両端間の安定した供給電圧を維持するのに役立つために、出力電圧１１９は、出力電流１２０の増加の関数として増加する。他の例では、たとえば、電力スイッチ１０５に流れるピーク主電流１０４が、本発明の教示に従って、電力変換器１００の入力から電力変換器の出力への電力送出を調節する方法として制御されるとき、出力電力ダイオード１１７の両端間で降下した電圧は、出力電流１２０の関数として変わる。図４の回路は、ダイオード電圧降下変動又はケーブル降下変動を補償するように実施することができる、回路ブロック４７１と可変電流源４７０を含む任意選択の回路を示す。回路ブロック４７１の機能は、電流源４７０の電流Ｉ３が、回路ブロック４７１のＴFB／Ｔ比が増加するにつれて増加するように、電流源４７０を制御する信号４７２を出力することである。
動作時には、出力電力ダイオード１１７の伝導時間２０５、３０５と、全体のスイッチング期間Ｔ２１２、３１２の比は、電力変換器出力電流の大きさの１つの指示である。したがって、比ＴFB／Ｔが増加するにつれて、電流源４７０の電流Ｉ３が増加する場合、フィードバック・コンデンサ４６０に関する電圧を維持するために、トランジスタ・スイッチ４５６が、より短い期間の間、オンである必要があるため、図２と図３の変数Ｋの値もまた増加する。したがって、図２、図３を参照すると、期間２０７、３０７は、図４の電流源４７０の電流Ｉ３が、本発明の教示に従って増加するにつれて、増加する。効果は、フィードバック信号２０８、３０８の平均値を効果的に上げることであり、それが、電力変換器出力電圧１１９の値を上げる。この機能を有する例示的な用途では、付加的な電流Ｉ３は、負荷条件に応じて、主Ｉ１ ４５５電流値の約０〜５％を示す。上述した動作の効果は、フィードバック信号２０８、３０８が、閾値２０１、３０１より高い期間が、本発明の教示に従って、電源出力端子に流れる電流Ｉ0 １２０の大きさに応じて変わることである。
他の例では、変数Ｋは、電力変換器内に含まれる１つ又は複数の構成要素の温度、又は、たとえば、電力変換器が動作する周囲温度などの他の因子に基づいて変わる可能性がある。
先の説明では、電力変換器１００が調節される特定の方法は、あるいは、本発明に従って、それぞれ、ＴFB２０５又はＴFB３０５の期間２０７又は２１０、及び／又は、期間３０７又は３１０の一方又は両方を調節するために、電力スイッチ１０５のスイッチングを制御する制御回路１１５、４１５によって述べられることに留意されたい。実際に、Ｋ×ＴFBに等しいＴFB２０５の期間２０７を調節することによって、（１−Ｋ）×ＴFBに等しいＴFB２０５の期間２１０もまた調節されることを理解されたい。同様に、ＴFB２０５の期間２１０を調節することによって、ＴFB２０５の期間２０７もまた調節される。
図５は、本発明の教示による、例示的な非絶縁型電力変換器５００の略図を示す。図の例では、図示する非絶縁型電力変換器は、バック変換器である。たとえば、限定はしないが、ブースト変換器、バック・ブースト変換器、ＳＥＰＩＣ変換器、Ｃｕｋ変換器、又は、同様なものを含む、他のタイプの非絶縁型電源も同様に、本発明の教示から利益を受ける可能性があることを理解されたい。図の例では、制御回路５１５は、上述した制御回路１１５、４１５と動作の多くの態様を共有する。一例では、エネルギー伝達要素上での補助巻線についての必要は存在せず、代わりに、電圧値ＶFB５１６を有するフィードバック信号５１４が、主エネルギー伝達要素５０９の巻線５９４から制御回路５１５に結合される。
動作時には、電力スイッチ５０５がオンであるとき、電流５０４は、エネルギー伝達要素５０９と電力スイッチ５０５を通して、電源５００の第１入力端子５９１と第２入力端子５９２との間に流れる。一例では、電力スイッチ５０５は、ＭＯＳＦＥＴ半導体スイッチ、バイポーラ・トランジスタ、又は、同様なものである。電力スイッチ５０５がオフであるとき、ノード５９３の電圧は、グラウンド電圧５０７から出力電力ダイオード５３０（エネルギー伝達要素５０９に結合される）の両端間の順方向電圧降下を引いた値に実質的に等しい値に降下して、電力スイッチ５０５のオフ・タイムのフィードバック部ＴFBの間に、エネルギー伝達要素５０９内の電流の流れが持続される。電力スイッチ５０５のオフ・タイムのこのフィードバック部ＴFB（出力電力ダイオード５３０が電流を伝導しているときである）の間に、エネルギー伝達要素５０９の両端間の電圧は、したがって、出力電圧５１９に出力電力ダイオード５３０の両端間の順方向ダイオード電圧降下を足した値に等しく、したがって、電力スイッチ５０５のオフ・タイムのフィードバック部ＴFBの間の出力電圧５１９を表す。出力電力ダイオード５３０に流れる電流は、出力コンデンサ５１８に流れる電流と負荷５２１に流れる出力電流５２０の和に実質的に等しい。例に示すように、エネルギー伝達要素巻線５９４の両端間の電圧は、回路ブロック５１３と抵抗器５１１、５１２によって形成された抵抗器分割器を通して、フィードバック信号５１４として制御回路５１５のフィードバック端子５２３に結合される。
示す例では、フィードバック信号５１４は、電力スイッチ５０５のオフ・タイムの間だけ、エネルギー伝達要素５０９巻線５９４から制御回路５１５に結合される。一例では、回路ブロック５１３は、主エネルギー伝達要素巻線５９４に結合されたダイオード５９５を含む。電力スイッチ５０５のオン・タイムの間に、ダイオード５９５は、逆バイアスされ、したがって、抵抗器５１１、５１２内での電流の流れを防止する。
別の例では、回路ブロック５９５は、本発明の教示から依然として利益を受けながら、図示するように、実質的に短い回路接続５９６を含む。回路ブロック５９５が実質的に短い回路接続５９６を含むこの例では、電力スイッチ５０５のオン・タイム中に、信号が、制御回路５１５の端子５２３に印加される。しかし、電力スイッチ５０５のオン・タイムの間のこの信号は、電力変換器の出力電圧を表さない。回路ブロック５１３が実質的に短い回路接続５９６を含む例では、したがって、フィードバック信号５１４は、依然として電力スイッチ５０５のオフ・タイムのフィードバック部ＴFB（出力電力ダイオード５３０に流れる電流が存在する間である）の間に、電力変換器５００の出力電圧５１９を表すフィードバック信号であるに過ぎない。図５のバック変換器回路の一例では、回路ブロック５１３は、電圧値ＶFB５１６を有するフィードバック信号５１４が、出力電圧５１９のより正確な表現であることを確実にするのに役立つダイオード５９５を含む。それは、ダイオード５９５の両端間の順方向電圧降下が、出力電力ダイオード５３０の両端間の順方向電圧降下を相殺する傾向があるからである。
こうして、一例では、制御回路５１５の動作原理は、上記制御回路１１５、４１５の動作原理と同じである。出力電力ダイオード５３０に流れる電流がゼロでない間、エネルギー伝達要素５０９の両端間の電圧が出力電圧５１９を表すだけであるため、電力スイッチ５０５のオフ・タイムのフィードバック部ＴFBは、出力電力ダイオード５３０に流れる電流が実質的にゼロ値に落ちるときに終わる。制御回路５１５は、フィードバック電圧ＶFB５１６が、制御回路５１５内で生成される閾値より高い、また、低い、電力スイッチ５０５のオフ・タイムのフィードバック部ＴFBの部分を調節するように結合される。一例では、図４を参照して説明される回路は、この動作を提供するために使用されてもよい。
図６は、概して、例示的な回路６００のより詳細な略図を示し、例示的な回路６００は、一例では、制御回路６１５の内部回路の一部分を形成することができ、一例では、図１の制御回路１１５とすることができる。図６の回路は、電力スイッチのオフ・タイムのフィードバック部ＴFBの間に、電力変換器の出力電圧を表すフィードバック信号を受け取るように結合されたとき、電力変換器の入力から電力変換器の出力への電力送出を調節するように使用することができる回路の一例である。
図示する例に示すように、制御回路６１５は、フィードバック端子６２３において、フィードバック電流ＩFB６９０を受け取るように結合される。一例では、フィードバック電流ＩFB６９０が流れると、グラウンド端子６２４を基準にしたフィードバック端子６２３の電圧ＶFB６１６は、参照電圧Ｖｒｅｆ６６４にｐチャネル・トランジスタ６５０のゲート閾値電圧を足した値に実質的に等しい。フィードバック電流ＩFB６９０は、トランジスタ６５０及び電流源６５１を通って流れる。
動作時には、フィードバック電流ＩFB６９０がＩ３より大きい場合、トランジスタ６５６、６５７のゲートに印加される電圧は高く、トランジスタ６５７がターン・オンする。フィードバック電流ＩFB６９０がＩ３より小さい場合、トランジスタ６５６、６５７のゲートに印加される電圧は低く、トランジスタ６５６がターン・オンする。回路動作の残り及び端子６２５からの出力信号６２２のデューティ・サイクルに関する影響は、上記図４に関して述べた回路と同様である。図６に示すタイプの回路は、一例では、抵抗器分割器、又は、図１に示す抵抗器１１２、又は、図５に示す抵抗器５１２の必要をなくすために使用される。それぞれ、図１及び図５の残りのフィードバック抵抗器１１１、５１１の選択は、それぞれ、図１及び図５のわかっているフィードバック電圧ＶFB１１６、５１６に基づいて行われて、電力変換器の出力電圧が所望の値に調節される。図６の略図には示されないが、本発明の教示による、図４の回路エレメント４７０、４７１に関連して述べられる構成要素などの、電力変換器出力と負荷との間の接続部の電圧降下を補償するための付加的な構成要素を含んでもよい。
図７は、概して、電力変換器の入力から電力変換器の出力へ送出される電力を調節する一例の方法を述べるフローチャートを示す。述べる方法では、例示的な電力変換器は、上述した電力変換器と同様であり、電力変換器の入力と出力との間で結合されたエネルギー伝達要素に結合する電力スイッチのスイッチングが存在する。例では、電力スイッチのスイッチングは、スイッチに結合した制御回路によって制御される。電力スイッチのオフ・タイムのフィードバック部ＴFBの間に、電力変換器出力電圧を表すフィードバック信号が生成される。制御回路は、フィードバック信号に応答し、また、制御回路は、電力スイッチのオフ・タイムのフィードバック部ＴFBの間に、フィードバック信号が、閾値より高い、また、低い、相対期間を調節するために、電力スイッチのスイッチングを制御するように結合される。
特に、ブロック７０１において示す例に示すように、電力スイッチはターン・オンされる。ブロック７０２で、電力スイッチのオン・タイムが終了したかどうかが判定される。電力スイッチのオン・タイムが終了した場合、ブロック７０３は、電力スイッチがターン・オフしたことを指示する。電力スイッチのオン・タイムの終了は、２、３例を挙げると、たとえば時間測定などの様々な技法に基づいて、又は、電力スイッチに流れる電流が閾値に達することに基づいて判定することができることに留意されたい。
ブロック７０４にて、電力スイッチのオフ・タイムが、電力スイッチのオフ・タイムのフィードバック部ＴFB内にあるかどうかが検出される。フィードバック部ＴFB内にある場合、フィードバック信号が閾値より高いかどうかが、ブロック７０５にて検出される。フィードバック信号が閾値より高い場合、ブロック７０６にて、フィードバック・コンデンサ（一例では、図４のフィードバック・コンデンサ４６０又は図６のフィードバック・コンデンサ６６０であってよい）が、固定電流で放電される。フィードバック信号が閾値より低いと、ブロック７０７で、フィードバック・コンデンサが固定電流で充電される。
ブロック７０４にて、電力スイッチのオフ・タイムのフィードバック部ＴFBが終了したことが検出されると、ブロック７０８にて、フィードバック・コンデンサの両端間に現れる電圧が検出される。この電圧が、前の電力スイッチ・スイッチング・サイクルから変わらない場合、電力スイッチのオン・タイム・デューティ・サイクルは、変わらないままにされ、処理は、ブロック７１３を通してブロック７０１に戻り、ブロック７０１にて、再び、電力スイッチはターン・オンされ、プロシジャが繰り返される。しかし、フィードバック・コンデンサの電圧が、前の電力スイッチ・スイッチング・サイクルより大きいと、ブロック７１０にて検出される場合、処理は、ブロック７１１に進み、後続のスイッチング・サイクル・オン・タイムが増加して、デューティ・サイクルが増加する。他の例示的な制御方式では、本発明の教示に従って、電力スイッチ・オン・タイムは、一定に保持することができ、全体の電力スイッチ・スイッチング・サイクル期間が減少するか、又は、電力スイッチに流れる電流の閾値が増加して、デューティ・サイクルが増加することに留意されたい。
引き続き例を述べると、ブロック７１０にて、フィードバック・コンデンサの電圧が、前の電力スイッチ・スイッチング・サイクルより小さい場合、処理は、ブロック７１２に進み、後続のスイッチング・サイクル・オン・タイムが減少して、デューティ・サイクルが減少する。他の制御方式では、本発明の教示に従って、電力スイッチ・オン・タイムは同様に、一定に保持することができ、全体の電力スイッチ・スイッチング・サイクル期間が増加して、デューティ・サイクルが減少することができることに留意されたい。図７のフローチャートは、ブロック７０４にて検出される、電力スイッチのオフ・タイムのフィードバック部ＴFBが終了したとき、ブロック７０８におけるコンデンサ電圧の検出を示すことに留意されたい。しかし、図４と図６に示す例などの回路の実現では、電力スイッチのデューティ・サイクルは、電力スイッチのスイッチング・サイクル期間全体を通して、フィードバック・コンデンサ４６０、６６０の両端間の電圧によって連続して決定される。
したがって、図７の例のフローチャートの方法を使用すると、本発明の教示に従って、フィードバック信号が閾値より高い又は低い、電力スイッチのオフ・タイムのフィードバック部ＴFBの部分を調節するように、電力スイッチのスイッチングを制御することができる。
図８は、回路８００のより詳細な例示的な略図を示し、図８は、一例では、制御回路８１５の内部回路の一部分を形成することができ、一例では、本発明の教示による図１の制御回路１１５とすることができる。図８の回路は、電力スイッチのオフ・タイムのフィードバック部ＴFBの間に、電力変換器の出力電圧を表すフィードバック信号を受け取るように結合されて、本発明の教示に従って、電力変換器の入力から電力変換器の出力への電力送出を調節することができる回路の別の例である。
図８に示す回路は、図４の例示的な回路と多くの態様を共有し、したがって、以下の説明は、図４の回路と比較した、図８の回路の差に主に焦点を合わせることになることに留意されたい。図示する例に示すように、制御回路８１５は、フィードバック信号ＶFB８１６を受け取るように結合される。図４の回路の場合と同様に、フィードバック電圧ＶFB８１６は、比較器８５３を使用して参照電圧ＶREF８５２と比較される。一例では、参照電圧ＶREF８５２は、図２の電圧閾値２０１と図３の電圧閾値３０１に相当する。比較器８５３の出力は、コンデンサ８６０の両端間に現れる電圧８６４を制御するために、トランジスタ・スイッチ８５６及び８５７を駆動するように結合される。
図４の例示的な回路と共通して、スイッチ８５９は、電力スイッチのオフ・タイムのフィードバック部ＴFBの間だけ、オン状態になるようにスイッチングする。したがって、電流は、示す例では、電力スイッチのオフ・タイムのフィードバック部ＴFBの間に、フィードバック・コンデンサ８６０に入るように、又は、出るように流れることができるだけである。フィードバック・コンデンサ８６０の両端間に現れる電圧ＶPWM８６４は、増幅器回路８７７に結合され、増幅器回路８７７は、抵抗器８８０の両端間に現れる電圧が、フィードバック・コンデンサ８６０の両端間の電圧に実質的に等しくなるように調節する。したがって、抵抗器８８０の値は、電流８７９の値を設定し、電流８７９の値は、次に、したがって、フィードバック・コンデンサ８６０の両端間に現れる電圧に応答する。電流８７９は、電流ミラー８７８によってミラーリングされて、制御電流信号８２２と補償電流信号８８７が生成される。したがって、制御電流信号８２２は、フィードバック・コンデンサ８６０の両端間に現れる電圧にも応答する。
一例では、図１の電力スイッチ１０５のデューティ・サイクルは、制御電流信号８２２に応答し、制御電流信号８２２は、一例では、本発明の教示に従って、電力変換器の入力から電力変換器の出力への電力送出を調節するために、図１の電力スイッチ１０５のデューティ・サイクルを制御するように結合させることができる。一例では、電力スイッチのデューティ・サイクルは、図１の電力スイッチ１０５に流れる電流１０４のピーク値を制御することによって制御することができる。別の例では、電力スイッチのデューティ・サイクルは、オン・タイムＴｏｎ２０４を実質的に一定に維持しながら、図２のスイッチング・サイクル期間たとえばＴ２１２を制御することによって制御することができる。他の例では、上記技法又は他の技法の組合せを使用して、本発明の教示に従って電力スイッチのデューティ・サイクルを制御することができる。
したがって、制御回路８１５は、電力スイッチのオフ・タイムのフィードバック部ＴFBのある部分の間に、第１スイッチ８５７を通してフィードバック・コンデンサ８６０を放電させるように結合した第１電流源８５８、及び、電力スイッチのオフ・タイムのフィードバック部ＴFBの別の部分の間に、第２スイッチ８５６を通してフィードバック・コンデンサを充電させるように結合した第２電流源８５５を含む。一例では、制御電流信号８２２は、電源の入力から電源の出力へ送出される電力を調節するために、電力スイッチのデューティ・サイクルを制御するように、フィードバック・コンデンサ８６０の両端間の電圧に応答するように結合される。
一例では、制御回路８１５は、さらに、第１スイッチ８５７のオフ・タイムの間の、第１電流源８５８の両端間の第１電圧Ｖ１ ８９３を、フィードバック・コンデンサ８６０の両端間に現れる電圧に実質的に等しくなるように維持するように結合される電圧安定化回路８６９を含む。例では、電圧安定化回路８６９は、さらに、第２スイッチ８５６のオフ・タイムの間の、第２電流源８５５の両端間の第２電圧Ｖ２ ８９２を、制御回路供給電圧８５４とフィードバック・コンデンサ８６０の両端間に現れる電圧との差に実質的に等しくなるように維持するように結合される。
図示する例に示すように、補償電流信号８８７は、電流ミラー回路８８３によってミラーリングされて、図４に関して先に説明したように、ケーブル降下補償とダイオード降下補償が行われる。図８の例に示すように、ミラーリングされた電流信号８９０は、接続８８８によって、比較器８５３の非反転端子８５０に結合される。電流８９０は、トランジスタ８８１に流れるダイオード降下補償電流とトランジスタ８８４に流れるケーブル降下補償電流の合成である。ダイオード降下補償信号とケーブル降下補償信号の相対的な大きさは、トランジスタ８８４、８８１の適切なサイジングによって決定される。一例では、ローパス・フィルタ８８２が、電力変換器の安定性を改善するために、ケーブル降下補償信号を濾波するように結合される。一例では、したがって、トランジスタ８８４、８８１は、外部フィードバック・インピーダンス８１１、８１２（一例では、図１のフィードバック抵抗器１１１、１１２に相当する）に対する並列インピーダンスを提供する。
電力変換器の出力回路におけるケーブル電圧降下とダイオード電圧降下を補償するために、補償電流８９０を変えることによって、抵抗器８１１、８１２によって形成される抵抗器分割器の有効比が変わり、次に、Ｖout８８９とＶFB８１６との関係が変わる。ここで、Ｖoutは、電力スイッチのオフ・タイムの間の電力変換器の出力を表す電圧である。一例では、上述したケーブル降下補償及びダイオード降下補償の技法を用いると、外部抵抗器８１１、８１２の適切な選択によって、補償の程度を選択することができる。抵抗器８１１、８１２の低い値が選択される場合、ダイオード降下補償及びケーブル降下補償の信号電流８９０は、外部抵抗器８１１、８１２について大きな値が選択される場合に比べて影響が少ない。
図８の例示的な回路はまた、所望であれば、回路８１５の精度を上げるために使用される電圧安定化回路ブロック８６９を含む。電圧安定化回路８６９が無い場合、電流源８５５、８５８の両端間の電圧は、スイッチ８５６、８５７がターン・オン／オフするときに、変化する可能性がある。これは、次の電力スイッチ・スイッチング・サイクルの間に、スイッチ８５６、８５７が再びターン・オンするときに、実際の電流源回路の充電電流と放電電流の初期誤差を導入する。これらの初期電流誤差は、コンデンサ８６０に流れる充電電流と放電電流が確立される精度を低下させることがあり、それが、電力変換器出力電圧が調節される精度を低下させる可能性がある。
スイッチ８５６、８５７がオンであっても、オフであっても、電圧降下を実質的に一定に維持するのに役立つために、電圧安定化回路８６９は、スイッチ８５６がオンのときの、ノード８７２における電圧に実質的に等しい電圧を、スイッチ８５６がオフのときにノード８７２に確立する。同様に、回路８６９は、スイッチ８５７がオンのときの、ノード８７４における電圧に実質的に等しい電圧を、スイッチ８５７がオフのときにノード８７４に確立する。この性能は、ユニティ利得増幅器８７５によって提供され、ユニティ利得増幅器８７５の出力は、接続８７１を通してフィードバック・コンデンサ８６０の両端間の電圧に保持される。ユニティ利得増幅器の出力は、スイッチ８５６がターン・オフすると、ノード８７２に結合され、スイッチ８５７がターン・オフすると、ノード８７４に結合される。こうして、スイッチ８５６、８５７、８５９が、フィードバック・コンデンサ８６０に電流が流れる電流経路を提供するとほぼ即座に、電流源８５５、８５８は、フィードバック・コンデンサ８６０に流れる調節された電流値を確立する。
図８の回路はまた、それぞれ、電流源８５５、８５８に対する並列電流源８７０、８７３を示す。一例では、これらの電流源は、電流制御信号８２２に応答する。一例では、電流源８７０、８７３は、電流制御信号８２２が閾値に達するとターン・オンされる。一例では、電流源８７０、８７３に流れる電流の大きさは、電流制御信号８２２の値に応答する。一例では、並列電流源８７０、８７３は、利得の増加を提供して、コンデンサ８６０が充放電する速度を上げる。一例では、この利得の増加は、ＴFB２０５又は３０５の継続期間が非常に短いときに、電力変換器の動作における軽い負荷条件下で使用される。並列電流源８７０、８７３によって提供される利得の増加は、電力変換器の出力における負荷条件の変化に対する電力変換器の過渡的な応答を改善するのに役立つ。一例では、電流源８７０、８７３は、値が実質的に等しく、かつ、電流源８５５、８５８の電流値の最高９倍に実質的に等しい電流を提供する。
制御回路４１５、６１５、８１５の先の説明では、電力変換器を調節する電力スイッチのデューティ・サイクルは、それぞれ、図４、６、８における、コンデンサ４６０、６６０、８６０の両端間の電圧に応答する。しかし、電力スイッチのデューティ・サイクルは、あるいは、本発明の教示から依然として利益を受けながら、デジタル・カウンタ回路の値に応答することができることに留意されたい。一例では、デジタル・カウンタ回路は、フィードバック信号が閾値より高い、電力スイッチのオフ・タイムのフィードバック部ＴFBの部分の間、電力スイッチ・スイッチング周波数より高い周波数で減分され、フィードバック信号が閾値より低い、電力スイッチのオフ・タイムのフィードバック部ＴFBの部分の間、電力スイッチ・スイッチング周波数より高い周波数で増分されることができ、ここで、スイッチング周波数は、電力スイッチ・スイッチング・サイクル期間の逆数である。この例では、電力スイッチのオフ・タイムのフィードバック部ＴFBの終わりにおけるデジタル・カウンタ・カウントの値を使用して、１つ又は複数の来るべきスイッチング・サイクル期間について、電力スイッチのデューティ・サイクルを設定することができる。本発明のより広範な教示から依然として利益を受けながら、フィードバック信号が、閾値より高い、また、低い、電力スイッチのオフ・タイムのフィードバック部ＴFBの部分を調節するための先の説明に対する代替として、他の技法を使用することができることに留意されたい。
要約で述べられることを含む、本発明の図示する例の先の説明は、網羅的であることも意図されず、開示される厳密な形態に対する限定であることも意図されない。本発明についての特定の実施形態及び例は、具体的に示すために本明細書で述べられるが、本発明のより広範な精神及び範囲から逸脱することなく、様々な等価な変更が可能である。実際に、特定の電圧、電流、周波数、電力範囲値、時間などが、説明のために提供されること、及び、本発明の教示に従って、他の値が、他の実施形態及び例で使用されてもよいことを理解されたい。
先に詳述された説明に照らして、本発明の例に対してこれらの変更を加えることができる。添付特許請求の範囲で使用される用語は、本明細書及び特許請求の範囲に開示される特定の実施形態に本発明を限定すると解釈すべきでない。むしろ、範囲は、添付特許請求の範囲によって完全に決定され、添付特許請求の範囲は、請求項の解釈の確立された原則に従って解釈される。本明細書及び図は、相応して、制限的ではなく例証的であるとみなされる。
本発明の教示による、電源の出力電圧を調節することができるフィードバック信号に応答する制御回路を使用する、例示的なフライバック電源を概して示す略図である。 本発明の教示による、電源の出力電圧を調節するためのフィードバック信号に応答する例示的な制御回路を使用する電源についての波形を概して示す図である。 本発明の教示による、電源の出力電圧を調節するためのフィードバック信号に応答する例示的な制御回路を使用する電源についての波形を概して示す図である。 本発明の教示による、例示的な制御回路の一部分を示すより詳細な略図である。 本発明の教示による、電源の出力電圧を調節することができるフィードバック信号に応答する制御回路を使用する、例示的な非絶縁型電源を概して示す略図である。 本発明の教示による、別の例示的な制御回路の一部分を示すより詳細な略図である。 本発明の教示による、電源の出力電圧を調節するための例示的な方法を示すフローチャートである。 本発明の教示による、なお別の例示的な制御回路の内部回路の一部分のより詳細な略図である。
符号の説明
１００ 電力変換器
１０１ ＤＣ入力電圧
１０３ 入力巻線
１０５、５０５ 電力スイッチ
１０６ コンデンサ
１０７ １次グラウンド
１０８ 補助巻線
１０９、５０９ エネルギー伝達要素
１１０ 出力巻線
１１１、１１２、５１１、５１２、８１１、８１２、８８０ 抵抗器
１１３ ダイオード
１１４ フィードバック信号
１１５、４１５、５１５、６１５、８１５ 制御回路
１１７、５３０ 出力電力ダイオード
１１８、５１８ 出力コンデンサ
１１９ ＤＣ出力電圧
１２１、５２１ 負荷
１２３、４２３、５２３、６２３ フィードバック端子
１２４、４２４、６２４ グラウンド端子
１２６ ２次リターン
１９０、１９１ 電力変換器入力端子
１９２、１９３ 電力変換器出力端子
１９４、４７１ 回路ブロック
１９５、５９６ 短い回路接続
１９９ 出力接続

Claims (60)

  1. 電源内で使用するための制御回路であって、
    制御回路に結合される電力スイッチのスイッチングを制御するための出力信号を発生するように結合された信号発生器と、
    前記電力スイッチのオフ・タイムのフィードバック部の間に、前記電源の出力を表すフィードバック信号を受け取るように結合されたフィードバック回路とを備え、前記信号発生器が、前記フィードバック信号が閾値より高い前記電力スイッチのオフ・タイムのフィードバック部のある部分と、前記フィードバック信号が前記閾値より低い前記電力スイッチのオフ・タイムのフィードバック部の別の部分とを制御するために、前記フィードバック信号に応答して前記出力信号を発生し、
    前記フィードバック回路が、前記電力スイッチのオフ・タイムのフィードバック部の間に、前記フィードバック信号が閾値より高いとき放電するように結合されたフィードバック・コンデンサを備え、前記フィードバック・コンデンサが、前記電力スイッチのオフ・タイムのフィードバック部の間に、前記フィードバック信号が前記閾値より低いとき充電されるように結合される、制御回路。
  2. 前記フィードバック回路が、前記フィードバック信号に応答して前記フィードバック・コンデンサを充放電させるように結合された第１電流源と第２電流源をさらに備える、請求項１に記載の制御回路。
  3. それぞれ、前記第１電流源と第２電流源の両端間の第１電圧と第２電圧を安定化させるために、前記第１電流源と第２電流源に結合された電圧安定化回路をさらに備える、請求項２に記載の制御回路。
  4. 前記フィードバック信号が、フィードバック電圧である、請求項１に記載の制御回路。
  5. 前記フィードバック信号が、フィードバック電流である、請求項１に記載の制御回路。
  6. 前記信号発生器が、パルス幅変調器比較器を備える、請求項１に記載の制御回路。
  7. 前記電源の出力におけるケーブル・インピーダンスによる電圧降下を補償するための、前記フィードバック回路と前記信号発生器に結合されたケーブル降下補償回路をさらに備える、請求項１に記載の制御回路。
  8. 前記電源の出力におけるダイオード・インピーダンスによる電圧降下を補償するための、前記フィードバック回路と前記信号発生器に結合されたダイオード降下補償回路をさらに備える、請求項１に記載の制御回路。
  9. 電源内で使用するための制御回路であって、
    制御回路に結合される電力スイッチのスイッチングを制御するための、出力信号を発生するように結合された信号発生器と、
    前記電力スイッチのオフ・タイムのフィードバック部の間に、前記電源の出力を表すフィードバック信号を受け取るように結合されたフィードバック回路とを備え、前記信号発生器が、前記フィードバック信号が閾値より高い前記電力スイッチのオフ・タイムのフィードバック部のある部分と、前記フィードバック信号が前記閾値より低い前記電力スイッチのオフ・タイムのフィードバック部の別の部分とを制御するために、前記フィードバック信号に応答して前記出力信号を発生し、
    前記フィードバック回路が、フィードバック・コンデンサ、及び、前記フィードバック信号に応答して前記フィードバック・コンデンサを充放電させるように結合された第１電流源と第２電流源をさらに備え、
    前記フィードバック・コンデンサが、前記電力スイッチのオフ・タイムのフィードバック部の間に、前記フィードバック信号が閾値より高いとき放電するように結合され、前記フィードバック・コンデンサが、前記電力スイッチのオフ・タイムのフィードバック部の間に、前記フィードバック信号が前記閾値より低いとき充電されるように結合され、
    前記第１電流源と第２電流源の両端間の第１電圧と第２電圧を安定化させるために、前記フィードバック回路に結合された電圧安定化回路を備える、制御回路。
  10. 前記電圧安定化回路が、前記フィードバック・コンデンサに結合された入力を有する増幅器を備え、前記増幅器が、前記フィードバック・コンデンサが充電されるように結合したか、それとも放電するように結合したかに応答して、それぞれ前記第１電流源又は前記第２電流源のいずれかに結合する出力を有する、請求項９に記載の制御回路。
  11. 前記電源の出力におけるケーブル・インピーダンスによる電圧降下を補償するための、前記フィードバック回路と前記信号発生器に結合されたケーブル降下補償回路をさらに備える、請求項９に記載の制御回路。
  12. 前記電源の出力におけるダイオード・インピーダンスによる電圧降下を補償するための、前記フィードバック回路と前記信号発生器に結合されたダイオード降下補償回路をさらに備える、請求項９に記載の制御回路。
  13. 前記フィードバック信号が、フィードバック電圧である、請求項９に記載の制御回路。
  14. 前記フィードバック信号が、フィードバック電流である、請求項９に記載の制御回路。
  15. 電源内で使用するための制御回路であって、
    制御回路に結合される電力スイッチのスイッチングを制御するための、出力信号を発生するように結合された信号発生器と、
    前記電力スイッチのオフ・タイムのフィードバック部の間に、前記電源の出力を表すフィードバック信号を受け取るように結合されたフィードバック回路と
    前記電源の出力におけるケーブル・インピーダンスによる電圧降下を補償するための、前記フィードバック回路と前記信号発生器に結合されたケーブル降下補償回路とを備え、前記信号発生器が、前記フィードバック信号が閾値より高い前記電力スイッチのオフ・タイムのフィードバック部のある部分と、前記フィードバック信号が前記閾値より低い前記電力スイッチのオフ・タイムのフィードバック部の別の部分とを制御するために、前記フィードバック信号に応答して前記出力信号を発生し、
    前記フィードバック回路が、前記電力スイッチのオフ・タイムのフィードバック部の間に、前記フィードバック信号が閾値より高いとき放電するように結合されたフィードバック・コンデンサを備え、前記フィードバック・コンデンサが、前記電力スイッチのオフ・タイムのフィードバック部の間に、前記フィードバック信号が前記閾値より低いとき充電されるように結合され、第１電流源と第２電流源が、前記フィードバック信号に応答して前記フィードバック・コンデンサを充放電させるように結合される、制御回路。
  16. 前記ケーブル降下補償回路が、
    前記フィードバック信号に応答するケーブル降下補償電流信号を伝導するように結合された電流ミラー回路と、
    前記電流ミラー回路に結合されたフィルタとを備える、請求項１５に記載の制御回路。
  17. それぞれ、前記第１電流源と第２電流源の両端間の第１電圧と第２電圧を安定化させるために、前記第１電流源と第２電流源に結合された電圧安定化回路をさらに備える、請求項１５に記載の制御回路。
  18. 前記電源の出力におけるダイオード・インピーダンスによる電圧降下を補償するための、前記フィードバック回路と前記信号発生器に結合されたダイオード降下補償回路をさらに備える、請求項１５に記載の制御回路。
  19. 前記フィードバック信号が、フィードバック電圧である、請求項１５に記載の制御回路。
  20. 前記フィードバック信号が、フィードバック電流である、請求項１５に記載の制御回路。
  21. 電源内で使用するための制御回路であって、
    制御回路に結合される電力スイッチのスイッチングを制御するための、出力信号を発生するように結合された信号発生器と、
    前記電力スイッチのオフ・タイムのフィードバック部の間に、前記電源の出力を表すフィードバック信号を受け取るように結合されたフィードバック回路と、
    前記電源の出力におけるダイオード・インピーダンスによる電圧降下を補償するための、前記フィードバック回路と前記信号発生器に結合されたダイオード降下補償回路とを備え、前記信号発生器が、前記フィードバック信号が閾値より高い前記電力スイッチのオフ・タイムのフィードバック部のある部分と、前記フィードバック信号が前記閾値より低い前記電力スイッチのオフ・タイムのフィードバック部の別の部分とを制御するために、前記フィードバック信号に応答して前記出力信号を発生し、
    前記フィードバック回路が、前記電力スイッチのオフ・タイムのフィードバック部の間に、前記フィードバック信号が閾値より高いとき放電するように結合されたフィードバック・コンデンサを備え、前記フィードバック・コンデンサが、前記電力スイッチのオフ・タイムのフィードバック部の間に、前記フィードバック信号が前記閾値より低いとき充電されるように結合され、第１電流源と第２電流源が、前記フィードバック信号に応答して前記フィードバック・コンデンサを充放電させるように結合される、制御回路。
  22. 前記ダイオード降下補償回路が、前記フィードバック信号に応答するダイオード降下補償電流信号を伝導するように結合された電流ミラー回路を備える、請求項２１に記載の制御回路。
  23. それぞれ、前記第１電流源と第２電流源の両端間の第１電圧と第２電圧を安定化させるために、前記第１電流源と第２電流源に結合された電圧安定化回路をさらに備える、請求項２１に記載の制御回路。
  24. 前記電源の出力におけるケーブル・インピーダンスによる電圧降下を補償するための、前記フィードバック回路と前記信号発生器に結合されたケーブル降下補償回路をさらに備える、請求項２１に記載の制御回路。
  25. 前記フィードバック信号が、フィードバック電圧である、請求項２１に記載の制御回路。
  26. 前記フィードバック信号が、フィードバック電流である、請求項２１に記載の制御回路。
  27. 電源内で使用するための制御回路において、電力スイッチに結合され、前記電力スイッチのオフ・タイムのフィードバック部の間に、前記電源の出力電圧を表すフィードバック信号を受け取るように結合された制御回路であって、
    前記フィードバック信号が、前記電力スイッチのオフ・タイムのフィードバック部のある部分の間、閾値より高く、
    前記フィードバック信号が、前記電力スイッチのオフ・タイムのフィードバック部の別の部分の間、前記閾値より低く、
    制御回路が、前記電力スイッチのオフ・タイムのフィードバック部の前記部分を調節するために、前記電力スイッチのスイッチングを制御するように結合され、
    前記制御回路は、前記電力スイッチのオフ・タイムのフィードバック部の間に、前記フィードバック信号が閾値より高いときに放電するように結合されたフィードバック・コンデンサをさらに備え、前記フィードバック・コンデンサが、前記電力スイッチのオフ・タイムのフィードバック部の間に、前記フィードバック信号が前記閾値より低いとき充電されるように結合され、第１電流源と第２電流源が、前記フィードバック信号に応答して前記フィードバック・コンデンサを充放電させるように結合される、制御回路。
  28. それぞれ、前記第１電流源と第２電流源の両端間の第１電圧と第２電圧を安定化させるために、前記第１電流源と第２電流源に結合された電圧安定化回路をさらに備える、請求項２７に記載の制御回路。
  29. 前記フィードバック信号を受け取り、かつ、前記電源の出力におけるケーブル・インピーダンスによる電圧降下を補償するように結合されたケーブル降下補償回路をさらに備える、請求項２７に記載の制御回路。
  30. 前記フィードバック信号を受け取り、かつ、前記電源の出力におけるダイオード・インピーダンスによる電圧降下を補償するように結合されたダイオード降下補償回路をさらに備える、請求項２７に記載の制御回路。
  31. 前記フィードバック信号が、フィードバック電圧である、請求項２７に記載の制御回路。
  32. 前記フィードバック信号が、フィードバック電流である、請求項２７に記載の制御回路。
  33. 電源内で使用するための制御回路において、電力スイッチに結合され、前記電力スイッチのオフ・タイムのフィードバック部の間に、前記電源の出力電圧を表すフィードバック信号を受け取るように結合された制御回路であって、
    前記フィードバック信号が、前記電力スイッチのオフ・タイムのフィードバック部のある部分の間、閾値より高く、
    前記フィードバック信号が、前記電力スイッチのオフ・タイムのフィードバック部の別の部分の間、前記閾値より低く、
    制御回路が、前記電力スイッチのオフ・タイムのフィードバック部の前記部分を調節するために、前記電力スイッチのスイッチングを制御するように結合され、
    制御回路が、フィードバック・コンデンサと、前記フィードバック信号に応答して前記フィードバック・コンデンサを充放電させるように結合された第１電流源と第２電流源とをさらに含み、
    前記フィードバック・コンデンサが、前記電力スイッチのオフ・タイムのフィードバック部の間に、前記フィードバック信号が閾値より高いときに放電するように結合され、前記フィードバック・コンデンサが、前記電力スイッチのオフ・タイムのフィードバック部の間に、前記フィードバック信号が前記閾値より低いとき充電されるように結合され、前記第１電流源と第２電流源が、前記フィードバック信号に応答して前記フィードバック・コンデンサを充放電させるように結合され、
    制御回路が、前記第１電流源と第２電流源の両端間の第１電圧と第２電圧を安定化するように結合された電安定化回路をさらに含む、制御回路。
  34. 前記フィードバック信号を受け取り、かつ、前記電源の出力におけるケーブル・インピーダンスによる電圧降下を補償するように結合されたケーブル降下補償回路をさらに備える、請求項３３に記載の制御回路。
  35. 前記フィードバック信号を受け取り、かつ、前記電源の出力におけるダイオード・インピーダンスによる電圧降下を補償するように結合されたダイオード降下補償回路をさらに備える、請求項３３に記載の制御回路。
  36. 前記フィードバック信号が、フィードバック電圧である、請求項３３に記載の制御回路。
  37. 前記フィードバック信号が、フィードバック電流である、請求項３３に記載の制御回路。
  38. 電源内で使用するための制御回路において、電力スイッチに結合され、前記電力スイッチのオフ・タイムのフィードバック部の間に、前記電源の出力電圧を表すフィードバック信号を受け取るように結合された制御回路であって、
    前記フィードバック信号が、前記電力スイッチのオフ・タイムのフィードバック部のある部分の間、閾値より高く、
    前記フィードバック信号が、前記電力スイッチのオフ・タイムのフィードバック部の別の部分の間、前記閾値より低く、
    制御回路が、前記電力スイッチのオフ・タイムのフィードバック部の前記部分を調節するために、前記電力スイッチのスイッチングを制御するように結合され、
    制御回路が、前記フィードバック信号を受け取り、かつ、前記電源の出力におけるケーブル・インピーダンスによる電圧降下を補償するように結合されたケーブル降下補償回路を含み、
    前記制御回路は、前記電力スイッチのオフ・タイムのフィードバック部の間に、前記フィードバック信号が閾値より高いときに放電するように結合されたフィードバック・コンデンサをさらに備え、前記フィードバック・コンデンサが、前記電力スイッチのオフ・タイムのフィードバック部の間に、前記フィードバック信号が前記閾値より低いとき充電されるように結合され、第１電流源と第２電流源が、前記フィードバック信号に応答して前記フィードバック・コンデンサを充放電させるように結合される、制御回路。
  39. 前記ケーブル降下補償回路が、
    前記フィードバック信号に応答するケーブル降下補償電流信号を伝導するように結合された電流ミラー回路と、
    前記電流ミラー回路に結合されたフィルタとを備える、請求項３８に記載の制御回路。
  40. それぞれ、前記第１電流源と第２電流源の両端間の第１電圧と第２電圧を安定化させるために、前記第１電流源と第２電流源に結合された電圧安定化回路をさらに備える、請求項３８に記載の制御回路。
  41. 前記フィードバック信号を受け取り、かつ、前記電源の出力におけるダイオード・インピーダンスによる電圧降下を補償するように結合されたダイオード降下補償回路をさらに備える、請求項３８に記載の制御回路。
  42. 前記フィードバック信号が、フィードバック電圧である、請求項３８に記載の制御回路。
  43. 前記フィードバック信号が、フィードバック電流である、請求項３８に記載の制御回路。
  44. 電源内で使用するための制御回路において、電力スイッチに結合され、前記電力スイッチのオフ・タイムのフィードバック部の間に、前記電源の出力電圧を表すフィードバック信号を受け取るように結合された制御回路であって、
    前記フィードバック信号が、前記電力スイッチのオフ・タイムのフィードバック部のある部分の間、閾値より高く、
    前記フィードバック信号が、前記電力スイッチのオフ・タイムのフィードバック部の別の部分の間、前記閾値より低く、
    制御回路が、前記電力スイッチのオフ・タイムのフィードバック部の前記部分を調節するために、前記電力スイッチのスイッチングを制御するように結合され、
    制御回路が、前記フィードバック信号を受け取り、かつ、前記電源の出力におけるダイオード・インピーダンスによる電圧降下を補償するように結合されたダイオード降下補償回路を含み、
    前記制御回路は、前記電力スイッチのオフ・タイムのフィードバック部の間に、前記フィードバック信号が閾値より高いときに放電するように結合されたフィードバック・コンデンサをさらに備え、前記フィードバック・コンデンサが、前記電力スイッチのオフ・タイムのフィードバック部の間に、前記フィードバック信号が前記閾値より低いとき充電されるように結合され、第１電流源と第２電流源が、前記フィードバック信号に応答して前記フィードバック・コンデンサを充放電させるように結合される、制御回路。
  45. 前記ダイオード降下補償回路が、前記フィードバック信号に応答するダイオード降下補償電流信号を伝導するように結合された電流ミラー回路を備える、請求項４４に記載の制御回路。
  46. それぞれ、前記第１電流源と第２電流源の両端間の第１電圧と第２電圧を安定化させるために、前記第１電流源と第２電流源に結合された電圧安定化回路をさらに備える、請求項４４に記載の制御回路。
  47. 前記フィードバック信号を受け取り、かつ、前記電源の出力におけるケーブル・インピーダンスによる電圧降下を補償するように結合されたケーブル降下補償回路をさらに備える、請求項４４に記載の制御回路。
  48. 前記フィードバック信号が、フィードバック電圧である、請求項４４に記載の制御回路。
  49. 前記フィードバック信号が、フィードバック電流である、請求項４４に記載の制御回路。
  50. 電源内で使用するための制御回路であって、
    制御回路に結合される電力スイッチのスイッチングを制御するための、出力信号を発生するように結合された信号発生器と、
    前記電力スイッチのオフ・タイムのフィードバック部の間に、前記電源の出力を表すフィードバック信号を受け取るように結合されたフィードバック回路とを備え、前記信号発生器が、前記フィードバック信号が閾値より高い前記電力スイッチのオフ・タイムのフィードバック部のある部分と、前記フィードバック信号が前記閾値より低い前記電力スイッチのオフ・タイムのフィードバック部の別の部分とを調節するために、前記フィードバック信号に応答して前記出力信号を発生し、
    前記フィードバック回路が、前記電力スイッチのオフ・タイムのフィードバック部の間に、前記フィードバック信号が閾値より高いとき放電するように結合されたフィードバック・コンデンサをさらに備え、前記フィードバック・コンデンサが、前記電力スイッチのオフ・タイムのフィードバック部の間に、前記フィードバック信号が前記閾値より低いとき充電されるように結合される、制御回路。
  51. 前記フィードバック回路が、前記フィードバック信号に応答して前記フィードバック・コンデンサを充放電させるように結合された第１電流源と第２電流源をさらに備える、請求項５０に記載の制御回路。
  52. それぞれ、前記第１電流源と第２電流源の両端間の第１電圧と第２電圧を安定化させるために、前記第１電流源と第２電流源に結合された電圧安定化回路をさらに備える、請求項５１に記載の制御回路。
  53. 前記電源の出力におけるケーブル・インピーダンスによる電圧降下を補償するための、前記フィードバック回路と前記信号発生器に結合されたケーブル降下補償回路をさらに備える、請求項５０に記載の制御回路。
  54. 前記電源の出力におけるダイオード・インピーダンスによる電圧降下を補償するための、前記フィードバック回路と前記信号発生器に結合されたダイオード降下補償回路をさらに備える、請求項５０に記載の制御回路。
  55. 電源内で使用するための制御回路であって、
    制御回路に結合される電力スイッチのスイッチングを制御するための、出力信号を発生するように結合された信号発生器と、
    前記電力スイッチのオフ・タイムのフィードバック部の間に、前記電源の出力を表すフィードバック信号を受け取るように結合されたフィードバック回路とを備え、前記信号発生器が、前記フィードバック信号が閾値より高い前記電力スイッチのオフ・タイムのフィードバック部のある部分と、前記フィードバック信号が前記閾値より低い前記電力スイッチのオフ・タイムのフィードバック部の別の部分とを調節するために、前記フィードバック信号に応答して前記出力信号を発生し、
    前記信号発生器が、前記電力スイッチのスイッチングを制御するための、前記出力信号を発生するように結合されたパルス幅変調器比較器をさらに備え、
    前記フィードバック回路が、前記パルス幅変調器比較器に結合し、かつ、前記電力スイッチのオフ・タイムのフィードバック部の間に、前記フィードバック信号が閾値より高いとき放電するように結合されたフィードバック・コンデンサを備え、前記フィードバック・コンデンサが、前記電力スイッチのオフ・タイムのフィードバック部の間に、前記フィードバック信号が前記閾値より低いとき充電されるように結合され、第１電流源と第２電
    流源が、前記フィードバック信号に応答して前記フィードバック・コンデンサを充放電させるように結合される、制御回路。
  56. それぞれ、前記第１電流源と第２電流源の両端間の第１電圧と第２電圧を安定化させるために、前記第１電流源と第２電流源に結合された電圧安定化回路をさらに備える、請求項５５に記載の制御回路。
  57. 前記電源の出力におけるケーブル・インピーダンスによる電圧降下を補償するための、前記フィードバック回路と前記信号発生器に結合されたケーブル降下補償回路をさらに備える、請求項５５に記載の制御回路。
  58. 前記電源の出力におけるダイオード・インピーダンスによる電圧降下を補償するための、前記フィードバック回路と前記信号発生器に結合されたダイオード降下補償回路をさらに備える、請求項５５に記載の制御回路。
  59. 電源入力と電源出力との間に結合されたエネルギー伝達要素と、
    電力スイッチがオンであるとき前記エネルギー伝達要素と電力スイッチを通って電流が流れるように、前記エネルギー伝達要素に結合された電力スイッチと、
    前記電力スイッチに結合され、かつ、前記電力スイッチのオフ・タイムのフィードバック部の間に、前記電源の出力を表すフィードバック信号を受け取るように結合された制御回路とを備える電源であって、
    前記フィードバック信号が、前記電力スイッチのオフ・タイムのフィードバック部のある部分の間、閾値より高く、前記フィードバック信号が、前記電力スイッチのオフ・タイムのフィードバック部の別の部分の間、前記閾値より低く、
    前記制御回路が、前記電力スイッチのオフ・タイムのフィードバック部の前記部分を調節するために、前記電力スイッチのスイッチングを制御するように結合され、
    前記制御回路は、前記電力スイッチのオフ・タイムのフィードバック部の間に、前記フィードバック信号が閾値より高いときに放電するように結合されたフィードバック・コンデンサをさらに備え、前記フィードバック・コンデンサが、前記電力スイッチのオフ・タイムのフィードバック部の間に、前記フィードバック信号が前記閾値より低いとき充電されるように結合され、第１電流源と第２電流源が、前記フィードバック信号に応答して前記フィードバック・コンデンサを充放電させるように結合される、電源。
  60. 電力変換器の出力を調節するために、電力スイッチのスイッチングを制御するステップと、
    前記電力スイッチのオフ・タイムのフィードバック部の間に前記電源変換器出力を表し、前記電力スイッチのオフ・タイムのフィードバック部のある部分の間、閾値より高く、前記電力スイッチのオフ・タイムのフィードバック部の別の部分の間、前記閾値より低いフィードバック信号を発生するステップと、
    前記電力スイッチのオフ・タイムのフィードバック部の前記部分を調節するために前記電力スイッチのスイッチングを制御するように、前記フィードバック信号に応答するステップとを含み、
    前記フィードバック信号に応答するステップは、前記電力スイッチのオフ・タイムのフィードバック部の間に、前記フィードバック信号が閾値より高いときにパルス幅変調器比較器に結合されるフィードバック・コンデンサを放電するステップと、前記電力スイッチのオフ・タイムのフィードバック部の間に、前記フィードバック信号が前記閾値より低いときに前記フィードバック・コンデンサを充電するステップとを含み、第１電流源と第２電流源が、前記フィードバック信号に応答して前記フィードバック・コンデンサを充放電させるように結合される、方法。
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Families Citing this family (19)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8008903B2 (en) 2007-03-23 2011-08-30 Power Integrations, Inc. Method and apparatus for regulating a diode conduction duty cycle
US7936159B2 (en) * 2007-03-23 2011-05-03 Power Integrations, Inc. Method and apparatus for a high voltage power supply circuit
US8159843B2 (en) * 2009-01-30 2012-04-17 Power Integrations, Inc. Method and apparatus to regulate an output voltage of a power converter at light/no load conditions
JP2011062026A (ja) * 2009-09-11 2011-03-24 Panasonic Corp スイッチング電源装置及び半導体装置
US8629630B2 (en) * 2010-05-25 2014-01-14 Green Solution Technology Co., Ltd. LED driving circuit and control circuit
US9025347B2 (en) 2010-12-16 2015-05-05 Cirrus Logic, Inc. Switching parameter based discontinuous mode-critical conduction mode transition
EP2715924A1 (en) 2011-06-03 2014-04-09 Cirrus Logic, Inc. Control data determination from primary-side sensing of a secondary-side voltage in a switching power converter
CN103583082B (zh) 2011-06-03 2016-11-02 皇家飞利浦有限公司 用于控制开关功率变换器的方法和设备以及功率变换设备
US20140016374A1 (en) * 2012-07-16 2014-01-16 System General Corp. Regulation circuit having output cable compensation for power converters and method thereof
US9164133B2 (en) * 2012-11-02 2015-10-20 Power Integrations, Inc. Switched averaging error amplifier
EP2973969B1 (en) * 2013-03-11 2021-05-12 Signify Holding B.V. Quantization error reduction in constant output current control drivers
EP2832310B1 (en) * 2013-07-29 2016-04-13 Covidien LP Systems for measuring tissue impedance through an electrosurgical cable
US9655670B2 (en) 2013-07-29 2017-05-23 Covidien Lp Systems and methods for measuring tissue impedance through an electrosurgical cable
US9991798B2 (en) 2014-02-13 2018-06-05 Texas Instruments Incorporated Constant on-time control for power converter
CN105842513B (zh) * 2016-05-20 2018-11-30 东风汽车公司 电机及动力电池控制器的隔离采样电路
EP3639380B1 (en) 2017-06-15 2022-09-14 John Mezzalingua Associates LLC Controller for precisely powering remote radio heads on a cell tower
CN111656683B (zh) 2018-01-30 2024-03-08 电力集成公司 具有校准的参考的信号放大器
US10594216B2 (en) * 2018-03-23 2020-03-17 Dell Products, L.P. Configurable voltage drop compensation method and apparatus for voltage regulators
US11942900B2 (en) 2021-10-14 2024-03-26 Power Integrations, Inc. Signal compensation with summed error signals

Family Cites Families (20)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5694305A (en) * 1996-08-30 1997-12-02 Astrodyne Corporation Method and apparatus for protection of electronic circuitry
JP2000324823A (ja) * 1999-05-12 2000-11-24 Sharp Corp スイッチング電源装置
JP3548889B2 (ja) * 2001-06-07 2004-07-28 株式会社村田製作所 スイッチング電源装置およびそれを用いた電子装置
JP3706814B2 (ja) * 2001-06-07 2005-10-19 株式会社ルネサステクノロジ Ｄｃ−ｄｃコンバータおよびｄｃ−ｄｃコンバータの制御方法
US6795321B2 (en) * 2001-07-20 2004-09-21 Power Integrations, Inc. Method and apparatus for sensing current and voltage in circuits with voltage across an LED
JP3494223B2 (ja) 2001-12-03 2004-02-09 サンケン電気株式会社 Ｄｃ−ｄｃコンバ−タ
JP2003244953A (ja) 2002-02-19 2003-08-29 Shindengen Electric Mfg Co Ltd Ｄｃ−ｄｃコンバータ
US6956750B1 (en) * 2003-05-16 2005-10-18 Iwatt Inc. Power converter controller having event generator for detection of events and generation of digital error
JP3948448B2 (ja) * 2003-10-09 2007-07-25 松下電器産業株式会社 スイッチング電源装置
JP2005295634A (ja) * 2004-03-31 2005-10-20 Densei Lambda Kk スイッチング電源装置
US7505287B1 (en) * 2005-11-10 2009-03-17 Iwatt Inc. On-time control for constant current mode in a flyback power supply
US7595624B2 (en) * 2005-11-30 2009-09-29 Texas Instruments Incorporated Slope compensation for switching regulator
DE602005019590D1 (de) * 2005-12-02 2010-04-08 St Microelectronics Srl Eine Methode und Vorrichtung zur Ansteuerung von Stromrichtern
US7463497B2 (en) 2006-08-07 2008-12-09 Linear Technology Corporation Regulator for isolated flyback power supply using primary side sensing
US7471531B2 (en) * 2006-08-22 2008-12-30 Agere Systems Inc. Programmable feedback voltage pulse sampling for switched power supplies
KR100920470B1 (ko) 2006-11-01 2009-10-08 박찬웅 자기에너지전달소자의 권선 전압으로부터 출력 전류의정보를 검출하는 회로 및 출력 전류를 피드백하는 회로 및프라이머리 피드백에 의해 출력 전류를 제한하는에스엠피에스
US7639517B2 (en) * 2007-02-08 2009-12-29 Linear Technology Corporation Adaptive output current control for switching circuits
US7936159B2 (en) * 2007-03-23 2011-05-03 Power Integrations, Inc. Method and apparatus for a high voltage power supply circuit
US8008903B2 (en) * 2007-03-23 2011-08-30 Power Integrations, Inc. Method and apparatus for regulating a diode conduction duty cycle
US7558037B1 (en) * 2008-04-30 2009-07-07 Infineon Technologies Ag Over current protection circuit and method

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