JP6385626B1

JP6385626B1 - 電力変換装置

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Publication number: JP6385626B1
Application number: JP2018526820A
Authority: JP
Inventors: 烈菅原; 和俊粟根
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2017-06-08
Filing date: 2018-02-16
Publication date: 2018-09-05
Anticipated expiration: 2038-02-16
Also published as: CN110692186A; CN110692186B; JPWO2018225301A1

Abstract

コンデンサ（Ｃ）は、寄生インダクタンス成分（Ｌｐ）を有し、正極線（ＰＬ１）と負極線（ＮＬ）との間に電気的に接続される。コンバータ（１０）は、正極線（ＰＬ１）に設けられたリアクトル（Ｌｃ）を含み、コンデンサ（Ｃ１）により平滑化された直流電圧の電圧変換を行なうように構成される。インバータ（２０）は、コンバータ（１０）と交流モータ（Ｍ）との間での直流交流変換をスイッチング制御により行なうように構成される。正極線（ＰＬ１）のうち直流電源（Ｂ）とコンデンサ（Ｃ）とを結ぶ経路（ＰＡＴＨ１）のインダクタンスは、負極線（ＮＬ）のうち直流電源（Ｂ）とコンデンサ（Ｃ）とを結ぶ経路（ＰＡＴＨ２）のインダクタンスよりも小さい。経路（ＰＡＴＨ２）のインダクタンスと経路（ＰＡＴＨ１）のインダクタンスとの差は、寄生インダクタンス成分（Ｌｐ）の２倍未満である。

Description

この発明は、直流電源と交流負荷との間で電力変換を行なう電力変換装置に関し、より特定的には、リアクトルを含むコンバータを備え、直流電源と交流負荷との間で電力変換を行なう電力変換装置に関する。

直流電源と交流負荷との間での電力変換をスイッチング制御により行なうように構成された電力変換装置が公知である。高周波（たとえば２０ｋＨｚ以上の周波数）でのスイッチング制御では、電力変換装置内のインバータのスイッチング素子のスイッチングに起因して、高周波のノイズ（スイッチングノイズ）が発生し得る。このスイッチングノイズの発生メカニズムは、以下のように説明される。すなわち、インバータのスイッチングにより交流負荷（たとえば交流モータ）の中性点電位が変動し、それによりコモンモードノイズが発生する。

電力変換装置の回路構成が正極側とで負極側で不平衡である場合、コモンモードノイズとノーマルモードノイズとの間でのモード変換が起こり得る。すなわち、コモンモードノイズがノーマルモードノイズに変換されたり、ノーマルモードノイズがコモンモードノイズに変換されたりする可能性がある。そのため、モード変換を防止することによってスイッチングノイズを低減する技術が提案されている。

たとえば特開２００９−２９６７５６号公報（特許文献１）に開示された電力変換装置は、第１および第２のループ回路を備える。第１のループ回路は、２次側コイルの中点タップ、コンデンサ、高電位側のＹコンデンサ、高電位側配線および高電位側スイッチング素子を含む。一方、第２のループ回路は、中点タップ、コンデンサ、低電位側のＹコンデンサ、低電位側配線および低電位側スイッチング素子を含む。特許文献１に開示の電力変換装置では、高電位側のＹコンデンサと低電位側のＹコンデンサとの接続点に中点タップが接続されている。これにより、第１のループ回路のインピーダンスと第２のループ回路のインピーダンスとが等しくなる。その結果、電力変換装置の不平衡が解消されるので、モード変換を防止することができる（たとえば特許文献１の段落［００３８］参照）。

特開２００９−２９６７５６号公報特開２０１２−２９４０４号公報国際公開第２０１３／９９５４０号

特許文献１に開示された電力変換装置は、高圧バッテリの電圧（たとえば数百ボルト）を降圧して低圧バッテリ（たとえば１２Ｖのバッテリ）に出力するものであり、トランスを含む絶縁型コンバータを備えた構成を有する（たとえば特許文献１の段落［００２８］〜［００３２］および図１参照）。

一方、電力変換装置においては、リアクトルを含むコンバータを備えた構成のものが広く実用化されている。このようなコンバータを備えた構成については特許文献１では特に言及されておらず、当該構成におけるスイッチングノイズの低減については何ら検討されていない。リアクトルを含むコンバータを備えた構成の電力変換装置においてもスイッチングノイズを好適に低減することが望ましい。

この発明は上記課題を解決するためになされたものであって、その目的は、リアクトルを含むコンバータを備え、直流電源と交流負荷との間で電力変換を行なう電力変換装置において、スイッチングノイズを好適に低減することである。

（１）この発明のある局面に従う電力変換装置は、正極端子および負極端子と、第１および第２の電力線と、平滑コンデンサと、コンバータと、インバータとを備える。正極端子および負極端子は、直流電源から供給される電力を受ける。第１の電力線は、正極端子および負極端子のうちの一方と電気的に接続可能に構成される。第２の電力線は、正極端子および負極端子のうちの他方と電気的に接続可能に構成される。平滑コンデンサは、寄生インダクタンス成分を有し、第１の電力線と第２の電力線との間に電気的に接続される。コンバータは、第１の電力線に設けられたリアクトルを含み、平滑コンデンサにより平滑化された直流電圧の電圧変換を行なうように構成される。インバータは、コンバータと交流負荷との間での直流交流変換をスイッチング制御により行なうように構成される。第１の電力線のうち正極端子および負極端子の上記一方と平滑コンデンサとを結ぶ第１の経路のインダクタンスは、第２の電力線のうち正極端子および負極端子の上記他方と平滑コンデンサとを結ぶ第２の経路のインダクタンスよりも小さい。第２の経路のインダクタンスと第１の経路のインダクタンスとの差は、平滑コンデンサの寄生インダクタンス成分の２倍未満である。

（２）好ましくは、電力変換装置は、第２の経路に設けられたインダクタをさらに備える。インダクタのインダクタンスは、平滑コンデンサの寄生インダクタンス成分の２倍未満である。

（３）好ましくは、第２の経路のインダクタンスは、第２の経路の寄生インダクタンス成分である。第２の経路の寄生インダクタンス成分は、平滑コンデンサの寄生インダクタンス成分の２倍未満である。

（４）好ましくは、電力変換装置は、第１の経路に設けられた第１のインダクタと、第２の経路に設けられた第２のインダクタとをさらに備える。第２のインダクタのインダクタンスと第１のインダクタのインダクタンスとの差は、平滑コンデンサの寄生インダクタンス成分の２倍未満である。

（５）この発明のある局面に従う電力変換装置は、電力変換装置は、正極端子および負極端子と、第１および第２の電力線と、平滑コンデンサと、コンバータと、インバータとを備える。正極端子および負極端子は、直流電源から供給される電力を受ける。第１の電力線は、正極端子および負極端子のうちの一方と電気的に接続可能に構成される。第２の電力線は、正極端子および負極端子のうちの他方と電気的に接続可能に構成される。平滑コンデンサは、寄生抵抗成分を有し、第１の電力線と第２の電力線との間に電気的に接続される。コンバータは、第１の電力線に設けられたリアクトルを含み、平滑コンデンサにより平滑化された直流電圧の電圧変換を行なうように構成される。インバータは、コンバータと交流負荷との間での直流交流変換をスイッチング制御により行なうように構成される。第１の電力線のうち正極端子および負極端子の上記一方と平滑コンデンサとを結ぶ第１の経路の抵抗は、第２の電力線のうち正極端子および負極端子の上記他方と平滑コンデンサとを結ぶ第２の経路の抵抗よりも小さい。第２の経路の抵抗と第１の経路の抵抗との差は、平滑コンデンサの寄生抵抗成分の２倍未満である。

この発明によれば、リアクトルを含むコンバータを備え、直流電源と交流負荷との間で電力変換を行なう電力変換装置において、スイッチングノイズを好適に低減することができる。

比較例に係る電力変換装置の構成を概略的に示す回路ブロック図である。比較例に係る電力変換装置におけるノイズの発生メカニズムおよび変換メカニズムを説明するための図である。実施の形態１に係る電力変換装置の構成を概略的に示す回路ブロック図である。実施の形態１に係る電力変換装置におけるノイズ伝搬経路を説明するための図である。インダクタＬのインダクタンスと変換率との相関関係の一例を示す図である。実施の形態１に係る電力変換装置によるノイズ低減効果を説明するための解析結果の一例を示す図である。実施の形態１の変形例に係る電力変換装置の構成を概略的に示す回路ブロック図である。実施の形態２に係る電力変換装置の構成を概略的に示す回路ブロック図である。

以下、この発明を実施するための実施の形態について、図面を参照しながら詳細に説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰り返さない。

実施の形態１．
以下では、実施の形態１に係る電力変換装置の特徴の理解を容易にするために、まず、比較例に係る電力変換装置の構成について説明する。

＜比較例＞
図１は、比較例に係る電力変換装置の構成を概略的に示す回路ブロック図である。図１を参照して、電力変換装置９は、正極端子Ｔｐおよび負極端子Ｔｎと、正極線ＰＬ１と、負極線ＮＬと、コンデンサＣ１と、コンバータ１０と、正極線ＰＬ２と、コンデンサＣ２と、インバータ２０と、Ｕ相端子Ｔｕと、Ｖ相端子Ｔｖと、Ｗ相端子Ｔｗとを備える。電力変換装置９は、直流電力と交流電力との電力変換（直流交流変換）を行なうように構成されている。

直流電源Ｂは、たとえば蓄電装置であり、ニッケル水素電池もしくはリチウムイオン二次電池等の二次電池または電気二重層キャパシタ等のキャパシタである。なお、直流電源Ｂは、二次電池に限られず、一次電池であってもよい。また、直流電源Ｂは、直流定電圧を発生させる電源（たとえば安定化電源）であってもよいし、直流電力を発電するように構成された発電装置（たとえば太陽電池）であってもよい。

交流モータＭは、直流電源Ｂから電力変換装置９を介して供給された交流電力を消費して所望の動力を発生させる交流負荷である。より具体的には、交流モータＭは、Ｙ結線の三相交流モータである。交流モータＭは、誘導モータであってもよいし、他の方式のモータ（たとえば同期モータ）であってもよい。

正極端子Ｔｐおよび負極端子Ｔｎは、直流電源Ｂから供給される電力を受ける。正極端子Ｔｐには、正極線ＰＬ１（第１の電力線）が電気的に接続されている。負極端子Ｔｎには、負極線ＮＬ（第２の電力線）が電気的に接続されている。

コンデンサ（平滑コンデンサ）Ｃ１は、正極線ＰＬ１と負極線ＮＬとの間に電気的に接続されている。コンデンサＣ１は、直流電源Ｂからの直流電圧を平滑化し、平滑化された直流電圧をコンバータ１０に供給する。コンデンサＣ１は、寄生インダクタンス成分Ｌｐを有する。寄生インダクタンス成分Ｌｐは、回路ブロック図上では、コンデンサＣ１（容量成分）に直列に接続されたインダクタとして表される。

コンバータ１０は、制御装置１００からの信号ＰＷＣに基づいて、正極線ＰＬ１と負極線ＮＬとの間の電圧を昇圧し、昇圧された電圧を正極線ＰＬ２と負極線ＮＬとの間に出力する。コンバータ１０は、リアクトルＬｃと、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２と、ダイオードＤ１，Ｄ２とを含む。

スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の各々は、たとえば、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）または電力用ＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）トランジスタである。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、正極線ＰＬ２と負極線ＮＬとの間に直列に接続されている。具体的には、スイッチング素子Ｑ１のコレクタは、正極線ＰＬ２に接続されている。スイッチング素子Ｑ１のエミッタは、スイッチング素子Ｑ２のコレクタに接続されている。スイッチング素子Ｑ２のエミッタは、負極線ＮＬに接続されている。

リアクトルＬｃは、正極線ＰＬ１に設けられている。具体的には、リアクトルＬｃの一方端は、正極線ＰＬ１に電気的に接続されている。リアクトルＬｃの他方端は、スイッチング素子Ｑ１のエミッタとスイッチング素子Ｑ２のコレクタとの接続点に電気的に接続されている。

ダイオードＤ１，Ｄ２は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２にそれぞれ逆並列に接続されている。言い換えると、ダイオードＤ１，Ｄ２は、エミッタ側からコレクタ側へと向かう方向が順方向となるように、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２にそれぞれ並列に接続されている。

なお、コンバータ１０の構成は、リアクトルを含み、かつ不平衡な構成（正極側と負極側とが電気的に非対称な構成）であれば、図１に示した構成に限定されない。コンバータ１０は、たとえば他の方式のチョッパ回路（たとえば非絶縁型のＤＣ／ＤＣコンバータ）であってもよい。

コンデンサＣ２は、正極線ＰＬ２と負極線ＮＬとの間に電気的に接続されている。コンデンサＣ２は、コンバータ１０から供給された直流電圧を平滑化し、平滑化された直流電圧をインバータ２０に供給する。

インバータ２０は、制御装置１００からの信号ＰＷＩに基づいて、コンバータ１０から供給された直流電力を三相交流に変換して交流モータＭに出力し、交流モータＭを駆動する。インバータ２０は、正極線ＰＬ２と負極線ＮＬとの間に並列に接続されたＵ相アームと、Ｖ相アームと、Ｗ相アーム（いずれも図３参照）とを含む。Ｕ相アーム〜Ｗ相アームの中間点は、Ｕ相端子Ｔｕ、Ｖ相端子ＴｖおよびＷ相端子Ｔｗにそれぞれ電気的に接続されている。

Ｕ相端子Ｔｕは、交流モータＭのＵ相ラインに接続可能に構成されている。Ｖ相端子Ｔｖは、交流モータＭのＶ相ラインに接続可能に構成されている。Ｗ相端子Ｔｗは、交流モータＭのＷ相ラインに接続可能に構成されている。

制御装置１００は、図示しないＣＰＵ（Central Processing Unit）およびメモリを内蔵した電子制御ユニットにより構成される。制御装置１００の少なくとも一部は、電子回路等のハードウェアにより所定の数値・論理演算処理を実行するように構成されてもよい。制御装置１００は、メモリに記憶されたマップおよびプログラムに基づいて、コンバータ１０およびインバータ２０を制御するための各種処理を実行するように構成されている。より具体的には、制御装置１００は、パルス幅変調法を用いて、コンバータ１０を駆動するためのＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号を生成し、その生成したＰＷＭ信号を信号ＰＷＣとしてコンバータ１０に出力する。また、制御装置１００は、交流モータＭを駆動するためのＰＷＭ信号を生成し、その生成したＰＷＭ信号を信号ＰＷＩとしてインバータ２０に出力する。

＜ノイズの発生メカニズムおよび変換メカニズム＞
以上のように構成された電力変換装置９では、インバータ２０のスイッチング制御により交流モータＭの中性点電位が変動することによって、コモンモードノイズが発生する。以下、コモンモードノイズの伝搬経路、および、コモンモードノイズがノーマルモードノイズに変換されるメカニズムについて説明する。

図２は、比較例に係る電力変換装置９におけるノイズの発生メカニズムおよび変換メカニズムを説明するための図である。図２を参照して、コモンモードノイズは、概略的に説明すると、交流モータＭの対地浮遊静電容量−インバータ２０−コンバータ１０−直流電源Ｂを通り、グラウンドを介して交流モータＭへと帰還するようにループ状に流れる（太線で示す）。

より詳細に説明すると、スイッチング制御により発生するコモンモードノイズの大きさは、電力変換装置９の正極側の経路（正極線ＰＬ１，ＰＬ２を流れる経路）と負極側の経路（負極線ＮＬを流れる経路）との間で等しいが、一般に、昇圧コンバータ内のリアクトルのインピーダンスは、配線（正極線または負極線）のインピーダンスよりも大きい。そのため、電力変換装置９のようにリアクトルＬｃが正極側の経路（正極線ＰＬ１）に設けられた構成では、コモンモードノイズは、リアクトルＬｃが設けられていない負極側の経路（負極線ＮＬ）を流れる。

負極線ＮＬにおいてコンバータ１０を通ったコモンモードノイズは、コンデンサＣ１と負極線ＮＬとの接続点において、コンデンサＣ１を経由して正極端子Ｔｐに至る経路ＰＡＴＨ１（点線で示す）と、コンデンサＣ１を経由せずに負極端子Ｔｎに至る経路ＰＡＴＨ２（１点鎖線で示す）とに分岐する。経路ＰＡＴＨ１のインピーダンスは、経路ＰＡＴＨ１がコンデンサＣ１およびその寄生インダクタンス成分Ｌｐを含む分だけ、経路ＰＡＴＨ２のインピーダンスよりも大きい。したがって、経路ＰＡＴＨ１と経路ＰＡＴＨ２との間でインピーダンスの不平衡が生じ、それによりコモンモードノイズの一部がノーマルモードノイズに変換される。なお、経路ＰＡＴＨ１は、この発明に係る「第１の経路」に相当し、経路ＰＡＴＨ２は、この発明に係る「第２の経路」に相当する。

ここで、正極線ＰＬ１を流れる電流Ｉｐと、負極線ＮＬを流れる電流Ｉｎとは、下記式（１）および式（２）のようにそれぞれ表される。式（１）および式（２）（ならびに後述する各式）では、直流電源Ｂの対地インピーダンスをＺで表す。また、グラウンドを流れるコモンモードノイズをＩ_{ｃｏｍｍｏｎ}で表わす。コモンモードノイズＩ_{ｃｏｍｍｏｎ}の角周波数はωである。

ノーマルモードノイズＩ_{ｎｏｒｍａｌ}は、電流Ｉｎと電流Ｉｐとの差分（Ｉｎ−Ｉｐ）により算出され、上記式（３）に示すように表される。式（３）より、コモンモードノイズＩ_{ｃｏｍｍｏｎ}からノーマルモードノイズＩ_{ｎｏｒｍａｌ}への変換率Ｔ（Ｔ＝Ｉ_{ｎｏｒｍａｌ}／Ｉ_{ｃｏｍｍｏｎ}）がコンデンサＣ１の寄生インダクタンス成分Ｌｐに依存することが分かる。なお、以下では、コモンモードノイズＩ_{ｃｏｍｍｏｎ}からノーマルモードノイズＩ_{ｎｏｒｍａｌ}への変換率Ｔを「変換率Ｔ」と略す場合がある。

このように、比較例では、コンデンサＣ１の寄生インダクタンス成分Ｌｐの存在により、経路ＰＡＴＨ１と経路ＰＡＴＨ２との間でインピーダンスの不平衡が生じる。その結果、コモンモードノイズＩ_{ｃｏｍｍｏｎ}からノーマルモードノイズＩ_{ｎｏｒｍａｌ}への変換が起こりやすくなり、スイッチングノイズが発生してしまう可能性がある。そこで、実施の形態１においては、経路ＰＡＴＨ２に平衡化のためのインダクタをさらに設ける構成を採用する。以下、この構成について詳細に説明する。

＜本実施の形態＞
図３は、実施の形態１に係る電力変換装置の構成を概略的に示す回路ブロック図である。図３を参照して、実施の形態１に係る電力変換装置１は、インダクタＬをさらに備える点において、比較例に係る電力変換装置９（図１参照）と異なる。

インダクタＬは、コンデンサＣ１と負極端子Ｔｎとの間の負極線ＮＬ（第２の経路）に設けられている。このように、インダクタＬは、コンバータ１０のリアクトルＬｃが接続された配線（正極線ＰＬ１）とは異なる配線（負極線ＮＬ）に電気的に接続されている。

インダクタＬのインダクタンスはＬである。インダクタＬは、たとえばディスクリート部品（コイルなど）により構成されるが、負極線ＮＬの寄生インダクタンス成分によりＬに相当するインダクタンスを形成してもよい。また、ディスクリート部品のインダクタンスと負極線ＮＬの寄生インダクタンス成分との合成により、インダクタンスＬを確保してもよい。

電力変換装置１の具体的な構成についてさらに説明する。インバータ２０のＵ相アームは、直列に接続されたスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４を含む。Ｖ相アームは、直列に接続されたスイッチング素子Ｑ５，Ｑ６を含む。Ｗ相アームは、直列に接続されたスイッチング素子Ｑ７，Ｑ８を含む。また、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８には、ダイオードＤ３〜Ｄ８がそれぞれ逆並列に接続されている。そして、各相アームの中間点は、交流モータＭの各相コイルにそれぞれ接続されている。

電力変換装置１は、電圧センサ３１，３２と、電流センサ３３とをさらに備える。電圧センサ３１は、コンデンサＣ１の両端の電圧Ｖ１をコンバータ１０の入力電圧として検出し、その検出結果を制御装置１００に出力する。電圧センサ３２は、コンデンサＣ２の両端の電圧Ｖ２をコンバータ１０の出力電圧（インバータ２０の入力電圧）として検出し、その検出結果を制御装置１００に出力する。電流センサ３３は、リアクトルＬｃを流れる電流Ｉを検出し、その検出結果を制御装置１００に出力する。制御装置１００は、各センサからの信号に基づいて、ＰＷＭ信号を生成して信号ＰＷＣとしてコンバータ１０に出力するとともに、他のＰＷＭ信号を生成して信号ＰＷＩとしてインバータ２０に出力する。

電力変換装置１の他の構成は、比較例に係る電力変換装置９の対応する構成と同等であるため、詳細な説明は繰り返さない。なお、コンバータ１０およびインバータ２０の具体的な構成は、図３に示した例に限定されるものではない。また、電圧センサ３１，３２および電流センサ３３は、本発明において必須の構成要素ではない。

図４は、実施の形態１に係る電力変換装置１におけるノイズ伝搬経路を説明するための図である。図４を参照して、電力変換装置１におけるノイズ伝播経路は、比較例におけるノイズ伝播経路（図２参照）と定性的には同様である。

しかしながら、電力変換装置１においては、インダクタＬを設けたことで、経路ＰＡＴＨ１のインピーダンスと経路ＰＡＴＨ２のインピーダンスとの比が変化する。その結果、電力変換装置１における変換率Ｔが、コンデンサＣ１の寄生インダクタンス成分Ｌｐに代えて、コンデンサＣ１の寄生インダクタンス成分ＬｐとインダクタＬのインダクタンスＬとの差（Ｌｐ−Ｌ）に依存するようになる（下記式（４）〜（６）参照）。

図５は、インダクタＬのインダクタンスＬと変換率Ｔとの相関関係の一例を示す図である。図５において、横軸は、コンデンサＣ１の寄生インダクタンス成分Ｌｐに対するインダクタＬのインダクタンスＬの比（＝Ｌ／Ｌｐ）を示す。縦軸は、コモンモードノイズＩ_{ｃｏｍｍｏｎ}からノーマルモードノイズＩ_{ｎｏｒｍａｌ}への変換率Ｔを示す。

上記式（３）と式（６）とを比較すると、式（６）の右辺のコモンモードノイズＩ_{ｃｏｍｍｏｎ}の係数（絶対値）の方が式（３）の右辺のコモンモードノイズＩ_{ｃｏｍｍｏｎ}の係数（絶対値）よりも小さい場合、すなわち、式変形をして整理すると、０＜Ｌ＜２Ｌｐ＋（ω^２Ｌｐ^３／Ｚ^２）との関係が成立する場合には、インダクタＬを設けることで、インダクタＬが設けられていないときと比べて、変換率Ｔが低くなる。

たとえば、インダクタＬのインダクタンスＬとコンデンサＣ１の寄生インダクタンス成分Ｌｐとが等しい場合（Ｌ／Ｌｐ＝１の場合）には、図５に示すように、変換率Ｔが０となる。つまり、インダクタＬのインダクタンスＬがコンデンサＣ１の寄生インダクタンス成分Ｌｐと等しい場合にノーマルモードノイズＩ_{ｎｏｒｍａｌ}は最小になる。

多くの場合、（ω^２Ｌｐ^３／Ｚ^２）は２Ｌｐと比べて無視できるほど小さいので、（ω^２Ｌｐ^３／Ｚ^２）≪２Ｌｐと表すことができる。このような場合には、変換率Ｔが低減される上述の条件を０＜Ｌ＜２Ｌｐと近似することができる。

図６は、実施の形態１に係る電力変換装置１によるノイズ低減効果（ノーマルモードノイズの低減効果）を説明するための解析結果の一例を示す図である。図６において、横軸は周波数を対数目盛りで示す。縦軸は、直流電源Ｂの対地インピーダンスＺに印加される電圧を意味する「ノーマルモードノイズ電圧」を示す。

図６に示す解析例では、コンデンサＣ１の寄生インダクタンス成分Ｌｐと、インダクタＬのインダクタンスＬとを、いずれも３０ｎＨに設定した。また、直流電源Ｂの対地インピーダンスＺを５０Ωに設定した。リアクトルＬｃのインダクタンスを６０μＨに設定した。なお、この解析では、ノイズ源から見た直流電源Ｂのインピーダンスを一定にするために、電源インピーダンス安定回路網（ＬＩＳＮ：Line Impedance Stabilization Network）を用いた。

図６に示すように、適切なインダクタンス（ここでは、コンデンサＣ１の寄生インダクタンス成分Ｌｐと等しいインダクタンス）を有するインダクタＬを設けることで、幅広い周波数域にわたってノーマルモードノイズを低減可能であることが分かる。

以上のように、実施の形態１によれば、コンデンサＣ１と負極端子Ｔｎとの間の負極線ＮＬにインダクタＬを設け、このインダクタＬのインダクタンスＬを０＜Ｌ＜２Ｌｐとの関係が成立するように設定することで、インダクタＬが設けられていない場合と比べて、経路ＰＡＴＨ１のインピーダンスと経路ＰＡＴＨ２のインピーダンスとの差が小さくなる。特に、インダクタＬのインダクタンスＬをコンデンサＣ１の寄生インダクタンス成分Ｌｐと等しく設定することで、経路ＰＡＴＨ１のインピーダンスと経路ＰＡＴＨ２のインピーダンスとが等しくなる。これにより、経路ＰＡＴＨ１と経路ＰＡＴＨ２との間でインピーダンスの不平衡が低減（解消）されるので、コモンモードノイズＩ_{ｃｏｍｍｏｎ}からノーマルモードノイズＩ_{ｎｏｒｍａｌ}への変換が抑制される。その結果、スイッチングノイズを低減することができる。

なお、コンバータ１０の構成が図３および図４に示した構成と異なり、リアクトルＬｃが負極線ＮＬ側に設けられている場合（図示せず）には、コンデンサＣ１と正極端子Ｔｐとの間において、正極線ＰＬ１にインダクタＬを設ければよい。

実施の形態１の変形例．
実施の形態１では、インダクタＬが経路ＰＡＴＨ２にのみ設けられた構成について説明したが、以下に説明するように、経路ＰＡＴＨ１および経路ＰＡＴＨ２の両方にインダクタが設けられた構成も採用可能である。

図７は、実施の形態１の変形例に係る電力変換装置の構成を概略的に示す回路ブロック図である。図７を参照して、電力変換装置１Ａは、インダクタＬに代えて、インダクタＬａおよびインダクタＬｂを備える点において、実施の形態１に係る電力変換装置１（図３参照）と異なる。

インダクタＬａ（インダクタンス：Ｌａ）は、コンデンサＣ１と正極端子Ｔｐとの間において、正極線ＰＬ１に設けられている。一方、インダクタＬｂ（インダクタンス：Ｌｂ）は、コンデンサＣ１と負極端子Ｔｎとの間において、負極線ＮＬに設けられている。

インダクタＬａ，Ｌｂの各々は、たとえばディスクリート部品（コイルなど）により構成されている。なお、インダクタＬａ，Ｌｂの少なくとも一方は、配線（正極線ＰＬ１または負極線ＮＬ）の寄生インダクタンス成分を調整することで形成してもよい。あるいは、インダクタＬａ，Ｌｂは、正極側と負極側とが非対称な形状を有するノーマルモードチョークコイルにより構成されてもよい。なお、電力変換装置１Ａにおけるノイズ伝搬経路は、図４に示したノイズ伝播経路と同等であるため、図示しての詳細な説明は繰り返さない。

正極線ＰＬ１を流れる電流Ｉｐ、負極線ＮＬを流れる電流ＩｎおよびノーマルモードノイズＩ_{ｎｏｒｍａｌ}は、下記式（７）〜（９）のようにそれぞれ表される。式（９）より、変換率Ｔが（Ｌｐ＋Ｌａ−Ｌｂ）に依存することが分かる。

上記式（３）と式（９）とを比較すると、式（９）の右辺のコモンモードノイズＩ_{ｃｏｍｍｏｎ}の係数（絶対値）の方が式（３）の右辺のコモンモードノイズＩ_{ｃｏｍｍｏｎ}の係数（絶対値）よりも小さい場合、すなわち、式変形をして整理すると、０＜Ｌｂ−Ｌａ＜２Ｌｐ＋（ω^２Ｌｐ^３／Ｚ^２）との関係が成立する場合には、インダクタＬａ，Ｌｂを設けることで、インダクタＬａ，Ｌｂが設けられていないときと比べて、変換率Ｔが低くなる。

また、（ω^２Ｌｐ^３／Ｚ^２）が２Ｌｐと比べて無視できるほど小さく、（ω^２Ｌｐ^３／Ｚ^２）≪２Ｌｐと表すことができる場合には、変換率Ｔが低減される上述の条件を０＜Ｌｂ−Ｌａ＜２Ｌｐと近似することができる。

なお、実施の形態１と同様に、Ｌｂ−Ｌａ＝Ｌｐとの関係が成立する場合には変換率Ｔが０となるため、ノーマルモードノイズＩ_{ｎｏｒｍａｌ}が最小となる。

以上のように、実施の形態１の変形例によれば、コンデンサＣ１と正極端子Ｔｐとの間の正極線ＰＬ１にインダクタＬａが設けられ、かつ、コンデンサＣ１と負極端子Ｔｎとの間の負極線ＮＬにインダクタＬｂが設けられた構成においても、インダクタＬａ，Ｌｂのインダクタンスを０＜Ｌｂ−Ｌａ＜２Ｌｐとの関係が成立するように設定する。このように、経路ＰＡＴＨ２のインダクタンス（Ｌｂ）および経路ＰＡＴＨ１のインダクタンス（Ｌａ）は、その差（Ｌｂ−Ｌａ）がコンデンサＣ１の寄生インダクタンス成分Ｌｐの２倍未満となるように設定される。そうすることで、インダクタＬａ，Ｌｂが設けられていない場合と比べて、経路ＰＡＴＨ１のインピーダンスと経路ＰＡＴＨ２のインピーダンスとの差が小さくなる。これにより、コモンモードノイズＩ_{ｃｏｍｍｏｎ}からノーマルモードノイズＩ_{ｎｏｒｍａｌ}への変換を抑制し、スイッチングノイズを低減することができる。

なお、経路ＰＡＴＨ１と経路ＰＡＴＨ２との間のインピーダンスの不平衡を低減する観点からは、図３に示した実施の形態１の構成において、インダクタＬに代えて、別のインダクタを設けてもよい。すなわち、図示しないが、正極線ＰＬ１に設けられたリアクトルＬｃと同程度のインダクタンスを有するインダクタをコンデンサＣ１とスイッチング素子Ｑ２との間の負極線ＮＬに設けることも可能である。しかしながら、このような構成を採用する場合、実施の形態１の構成と同等の不平衡の低減効果を得るためには、実施の形態１におけるインダクタＬよりも大型のインダクタが必要となる。また、変形例におけるインダクタＬａ，Ｌｂ（図５参照）と比べても、より大型のインダクタが必要となる。つまり、実施の形態１および変形例によれば、小型のインダクタの設置によりスイッチングノイズを低減することができる。

実施の形態２．
実施の形態１およびその変形例では、経路ＰＡＴＨ１および経路ＰＡＴＨ２の一方または両方にインダクタが設けられた構成について説明した。しかし、経路ＰＡＴＨ１と経路ＰＡＴＨ２とのインピーダンス差が小さくなり、不平衡が解消（低減）されるのであれば、経路（経路ＰＡＴＨ１および経路ＰＡＴＨ２の少なくとも一方）に設けられる回路部品は、インダクタに限定されない。実施の形態２においては、経路ＰＡＴＨ２に抵抗が設けられた構成について説明する。

図８は、実施の形態２に係る電力変換装置の構成を概略的に示す回路ブロック図である。図８を参照して、コンデンサＣ１は、寄生抵抗成分Ｒｐを有する。寄生抵抗成分Ｒｐは、回路ブロック図上では、コンデンサＣ１（容量成分）に直列に接続された抵抗として表される。

電力変換装置２は、インダクタＬに代えて抵抗Ｒを備える点において、実施の形態１に係る電力変換装置１（図３参照）と異なる。抵抗Ｒは、コンデンサＣ１と負極端子Ｔｎとの間において、負極線ＮＬに電気的に接続されている。抵抗Ｒは、たとえばディスクリート部品（チップ抵抗など）により構成されるが、負極線ＮＬの配線抵抗（寄生抵抗）により形成されてもよい。また、たとえばチップ抵抗と負極線ＮＬの配線抵抗との合成により、抵抗Ｒを確保してもよい。

なお、電力変換装置２の他の構成は、実施の形態１に係る電力変換装置１（図３参照）の対応する構成と同等である。また、電力変換装置２におけるノイズ伝搬経路も、図４に示したノイズ伝播経路と同等である。よって、詳細な説明は繰り返さない。

実施の形態２では、正極線ＰＬ１を流れる電流Ｉｐ、負極線ＮＬを流れる電流ＩｎおよびノーマルモードノイズＩ_{ｎｏｒｍａｌ}は、下記式（１０）〜（１２）のようにそれぞれ表される。式（１２）より、変換率Ｔが（Ｒｐ−Ｒ）に依存することが分かる。

実施の形態１と同様に、上記式（３）と式（１２）とを比較して式変形により整理すると、０＜Ｒｐ−Ｒ＜２Ｒｐ＋（Ｒｐ^３／Ｚ^２）との関係が成立する場合に、抵抗Ｒを設けることで、抵抗Ｒが設けられていないときと比べて、変換率Ｔが低くなる。（Ｒｐ^３／Ｚ^２）が２Ｌｐと比べて無視できるほど小さい場合（（Ｒｐ^３／Ｚ^２）≪２Ｌｐと表される場合）には、変換率Ｔが低減される条件を０＜Ｒｐ−Ｒ＜２Ｒｐと近似することができる。また、Ｒ＝Ｒｐの場合には変換率Ｔが０となるため、ノーマルモードノイズＩ_{ｎｏｒｍａｌ}が最小となる。

以上のように、実施の形態２によれば、コンデンサＣ１と負極端子Ｔｎとの間の負極線ＮＬに抵抗Ｒが電気的に接続される。経路ＰＡＴＨ２の抵抗と経路ＰＡＴＨ１の抵抗との差がコンデンサＣ１の寄生抵抗成分Ｒｐの２倍未満となるように、すなわち、０＜Ｒｐ−Ｒ＜２Ｒｐとの関係が成立するように抵抗Ｒを設定することで、抵抗Ｒが設けられていない場合と比べて、経路ＰＡＴＨ１のインピーダンスと経路ＰＡＴＨ２のインピーダンスとの差が小さくなる。これにより、コモンモードノイズＩ_{ｃｏｍｍｏｎ}からノーマルモードノイズＩ_{ｎｏｒｍａｌ}への変換を抑制し、スイッチングノイズを低減することができる。

なお、詳細な説明は繰り返さないが、実施の形態２においても実施の形態１の変形例と同様に、経路ＰＡＴＨ１および経路ＰＡＴＨ２の両方に抵抗が設けられた構成を採用することができる。

今回開示された実施の形態は、すべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本開示の範囲は、上記した実施の形態の説明ではなくて請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

１，１Ａ，２，９電力変換装置、１０コンバータ、２０インバータ、３１，３２電圧センサ、３３電流センサ、１００制御装置、Ｂ直流電源、Ｃ１，Ｃ２コンデンサ、Ｄ１〜Ｄ８ダイオード、Ｉ，Ｉｎ，Ｉｐ電流、Ｌ，Ｌａ，Ｌｂインダクタ、Ｌｃリアクトル、Ｌｐ寄生インダクタンス成分、Ｍ交流モータ、ＰＬ１，ＰＬ２正極線、ＮＬ負極線、Ｑ１〜Ｑ８スイッチング素子、Ｒ抵抗、Ｒｐ寄生抵抗成分、Ｔｎ負極端子、Ｔｐ正極端子、ＴｕＵ相端子、ＴｖＶ相端子、ＴｗＷ相端子。

Claims

直流電源から供給される電力を受ける正極端子および負極端子と、
前記正極端子および前記負極端子のうちの一方と電気的に接続可能に構成された第１の電力線と、
前記正極端子および前記負極端子のうちの他方と電気的に接続可能に構成された第２の電力線と、
寄生インダクタンス成分を有し、前記第１の電力線と前記第２の電力線との間に電気的に接続された平滑コンデンサと、
前記第１の電力線に設けられたリアクトルを含み、前記平滑コンデンサにより平滑化された直流電圧の電圧変換を行なうように構成されたコンバータと、
前記コンバータと交流負荷との間での直流交流変換をスイッチング制御により行なうように構成されたインバータとを備え、
前記第１の電力線のうち前記正極端子および前記負極端子の前記一方と前記平滑コンデンサとを結ぶ第１の経路のインダクタンスは、前記第２の電力線のうち前記正極端子および前記負極端子の前記他方と前記平滑コンデンサとを結ぶ第２の経路のインダクタンスよりも小さく、
前記第２の経路のインダクタンスと前記第１の経路のインダクタンスとの差は、前記平滑コンデンサの寄生インダクタンス成分の２倍未満である、電力変換装置。
前記第２の経路に設けられたインダクタをさらに備え、
前記インダクタのインダクタンスは、前記平滑コンデンサの寄生インダクタンス成分の２倍未満である、請求項１に記載の電力変換装置。
前記第２の経路のインダクタンスは、前記第２の経路の寄生インダクタンス成分であり、
前記第２の経路の寄生インダクタンス成分は、前記平滑コンデンサの寄生インダクタンス成分の２倍未満である、請求項１に記載の電力変換装置。
前記第１の経路に設けられた第１のインダクタと、
前記第２の経路に設けられた第２のインダクタとをさらに備え、
前記第２のインダクタのインダクタンスと前記第１のインダクタのインダクタンスとの差は、前記平滑コンデンサの寄生インダクタンス成分の２倍未満である、請求項１に記載の電力変換装置。
直流電源から供給される電力を受ける正極端子および負極端子と、
前記正極端子および前記負極端子のうちの一方と電気的に接続可能に構成された第１の電力線と、
前記正極端子および前記負極端子のうちの他方と電気的に接続可能に構成された第２の電力線と、
寄生抵抗成分を有し、前記第１の電力線と前記第２の電力線との間に電気的に接続された平滑コンデンサと、
前記第１の電力線に電気的に接続されたリアクトルを含み、電圧変換を行なうように構成されたコンバータと、
前記コンバータと交流負荷との間での直流交流変換をスイッチング制御により行なうように構成されたインバータとを備え、
前記第１の電力線のうち前記正極端子および前記負極端子の前記一方と前記平滑コンデンサとを結ぶ第１の経路の抵抗は、前記第２の電力線のうち前記正極端子および前記負極端子の前記他方と前記平滑コンデンサとを結ぶ第２の経路の抵抗よりも小さく、
前記第２の経路の抵抗と前記第１の経路の抵抗との差は、前記平滑コンデンサの寄生抵抗成分の２倍未満である、電力変換装置。