JP6168155B2 - 電力変換装置及び電力変換方法 - Google Patents

Description

本発明は、直流電源より出力される直流電力を交流電力に変換する電力変換装置及び電力変換方法に関する。

交流モータ等の負荷を駆動するための電源装置として、分散モジュール電源が提案されている（特許文献１参照。）。分散モジュール電源では、複数の直流電源を備え、各直流電源から出力される直流電圧をインバータを用いて交流電圧に変換する。そして、各インバータから出力される交流電圧を直列的に加算することにより所望のレベルの交流電圧を生成し、負荷に供給する。

特開２０１１−１５５７８６号公報

従来の電力変換装置を三相交流モータの駆動回路として用いる場合には、駆動回路の動作に伴って生じる電圧変動を抑制し、出力電圧を平滑化するための平滑用コンデンサを設ける必要がある。従来の電力変換装置では、平滑用コンデンサとして大容量のコンデンサが必要であり、装置全体のサイズが大きくなる。

上記問題点を鑑み、本発明は、各相のリプル電流を互いに相殺することができるので、平滑用コンデンサを小さくすることができ、装置の小型化を図ることができる電力変換装置及び電力変換方法を提供することを目的とする。

本発明の第一の態様に係る電力変換装置は、直流電圧を交流電圧に変換し、変換された交流電圧を複数相を有する負荷に供給する電力変換装置であって、複数の直流電源と、複数の直流電源のそれぞれに並列に接続された平滑用コンデンサと、直流電圧を交流電圧に変換する際に生じるリプル電流を互いに相殺するように複数の直流電源のそれぞれに複数相の数だけ並列に接続され、接続された直流電源からの直流電圧を交流電圧に変換する複数の電圧変換手段と、複数の電圧変換手段を制御する制御手段と、異なる直流電源に接続された電圧変換手段の出力を直列に接続し、各電圧変換手段からの交流電圧を加算して負荷の各相へそれぞれ出力する複数の出力端子とを備えることを特徴とする。

本発明の第二の態様に係る電力変換方法は、複数の直流電源のそれぞれに平滑用コンデンサが並列に接続され、複数の直流電源のそれぞれに複数の電圧変換手段が複数相の数だけ並列に接続され、異なる直流電源に接続された電圧変換手段の出力が直列に接続され、直流電圧を交流電圧に変換し、変換された交流電圧を複数相を有する負荷に供給する電力変換装置を用いた電力変換方法であって、複数の電圧変換手段が、複数の直流電源からの直流電圧を交流電圧に変換するステップと、異なる直流電源に接続された電圧変換手段からの交流電圧を直列的に加算して、負荷の各相へそれぞれ出力するステップと、並列に接続された電圧変換手段毎に、直流電圧を交流電圧に変換する際に生じるリプル電流を互いに相殺するステップとを含むことを特徴とする。

本発明の実施の形態に係る電力変換装置の一例を示す回路図である。 本発明の実施の形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータ及び制御装置の一例を示す回路図である。 本発明の実施の形態に係る電力変換装置の位相シフト方式のＰＷＭにおける信号波形の一例を示すタイミングチャートである。 本発明の実施の形態に係るリプル電流について説明するための回路図である。 本発明の実施の形態に係るリプル電流の波形の一例を示すタイミングチャートである。 本発明の実施の形態に係るリプル電流について説明するための概略図である。 図７（ａ）〜図７（ｃ）は、各相のリプル電流の波形の一例を示すタイミングチャートであり、図７（ｄ）は、各相のリプル電流を足し合わせた波形の一例を示すタイミングチャートである。 本発明の実施の形態に係る周波数とゲインとの関係を表すグラフである。 本発明の実施の形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータのフィードフォワード制御を説明するための概略図である。 本発明の実施の形態の第１の変形例に係るレベルシフト方式のＰＷＭにおける信号波形の一例を示すタイミングチャートである。 本発明の実施の形態の第２の変形例に係る電力変換装置の一例を示す回路図である。 本発明の実施の形態の第３の変形例に係るＤＣ／ＤＣコンバータの一例を示す回路図である。 本発明の実施の形態の第４の変形例に係るＤＣ／ＤＣコンバータの一例を示す回路図である。 本発明の実施の形態の第５の変形例に係るＤＣ／ＤＣコンバータの一例を示す回路図である。

次に、図面を参照して、本発明の実施の形態を説明する。以下の図面の記載において、同一又は類似の部分には同一又は類似の符号を付している。

本発明の実施の形態に係る電力変換装置として、図１に示すように、負荷である三相交流モータ（以下、単に「モータ」という。）Ｍ１を負荷として、モータＭ１を駆動する装置を一例として説明する。本発明の実施の形態に係る電力変換装置は、モータＭ１の複数相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）のそれぞれに、位相が互いに１２０°異なる交流電圧を供給することによりモータＭ１を駆動する。

本発明の実施の形態に係る電力変換装置は、図１に示すように、複数（ｎ個；ｎは２以上の自然数）の直流電源ＶＢ１，ＶＢ２，ＶＢ３と、行方向及び列方向に配列され、モータＭ１に供給するための交流電圧をそれぞれ出力する複数（３×ｎ個）の電圧変換モジュール（電圧変換手段）１１−１，１１−２，…，１１−ｎ，１２−１，１２−２，…，１２−ｎ，１３−１，１３−２，…，１３−ｎと、電圧変換モジュール１１−１〜１１−ｎ，１２−１〜１２−ｎ，１３−１〜１３−ｎの動作を制御する制御装置（制御手段）３１とを備える。

同一の列に配列された複数（ｎ個）の電圧変換モジュール１１−１，１１−２，…１１−ｎは、Ｕ相に交流電圧を供給する。また、同一の列に配列された複数（ｎ個）の電圧変換モジュール１２−１，１２−２，…１２−ｎは、Ｖ相に交流電圧を供給する。同一の列に配列された複数（ｎ個）の電圧変換モジュール１３−１，１３−２，…１３−ｎは、Ｗ相に交流電圧を供給する。

同一の行に配列された電圧変換モジュール１１−１，１２−１，１３−１は、直流電源ＶＢ１に並列に接続され、直流電源ＶＢ１を共通で使用する。また、同一の行に配列された電圧変換モジュール１１−２，１２−２，１３−２は、直流電源ＶＢ２に並列に接続され、直流電源ＶＢ２を共通で使用する。また、同一の行に配列された電圧変換モジュール１１−ｎ，１２−ｎ，１３−ｎは、直流電源ＶＢｎに並列に接続され、直流電源ＶＢｎを共通で使用する。

行方向において最上段の電圧変換モジュール１１−１，１２−１，１３−１側を高電位側とし、最下段の電圧変換モジュール１１−ｎ，１２−ｎ，１３−ｎ側を低電位側として、段階的に電位が設定されている。最下段の電圧変換モジュール１１−ｎ，１２−ｎ，１３−ｎの出力端子が基準電位に接続される。

同一の列に配列された電圧変換モジュール１１−１〜１１−ｎの出力は直列に接続されている。電圧変換モジュール１１−１〜１１−ｎから出力される交流電圧は直列的に加算されて、出力端子Ｎ１を介してＵ相へ出力される。また、同一の列に配列された電圧変換モジュール１２−１〜１２−ｎの出力は直列に接続されている。電圧変換モジュール１２−１〜１２−ｎから出力される交流電圧は直列的に加算されて、出力端子Ｎ２を介してＶ相へ出力される。また、同一の列に配列された電圧変換モジュール１３−１〜１３−ｎの出力は直列に接続されている。電圧変換モジュール１３−１〜１３−ｎから出力される交流電圧は直列的に加算されて、出力端子Ｎ３を介してＷ相へ出力される。

以下では、電圧変換モジュール１１−１〜１１−ｎ，１２−１〜１２−ｎ，１３−１〜１３−ｎのうち、１つの電圧変換モジュール１１−１の構成を代表して説明する。なお、他の電圧変換モジュール１１−２〜１１−ｎ，１２−１〜１２−ｎ，１３−１〜１３−ｎも、電圧変換モジュール１１−１の構成と同様の構成を有する。

電圧変換モジュール１１−１は、直流電源ＶＢ１に入力側が接続されたＤＣ／ＤＣコンバータ（変圧手段）２１と、ＤＣ／ＤＣコンバータ２１に入力側が接続されたインバータ回路２２と、直流電源ＶＢ１の正極と負極の間に接続された高調波除去用コンデンサＣ１と、ＤＣ／ＤＣコンバータ２１とインバータ回路２２との間に接続された平滑用コンデンサＣ２とを備える。高調波除去用コンデンサＣ１は、直流電源ＶＢ１からの直流電圧の高調波を除去する。平滑用コンデンサＣ２は、インバータ回路２２のスイッチング動作等に伴い発生する電圧変動を抑制し、ＤＣ／ＤＣコンバータ２１の出力電圧を平滑化する。なお、平滑用コンデンサＣ２は、電圧変換モジュール１１−１には含まれずに電圧変換モジュール１１−１とは個別に設けられていてもよい。

ＤＣ／ＤＣコンバータ２１は、直流電源ＶＢ１からの直流電圧を昇圧又は降圧する。ＤＣ／ＤＣコンバータ２１は、図１及び詳細には図２に示すように、４つのスイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４を有する一次回路（フルブリッジ（Ｈブリッジ）回路）２１ａと、４つのスイッチング素子Ｑ２１〜Ｑ２４を有する二次回路（Ｈブリッジ回路）２１ｂと、一次回路２１ａと二次回路２１ｂとを結合するトランスＴＲ１とを有する。このようなＤＣ／ＤＣコンバータ２１は、デュアルアクティブブリッジ（ＤＡＢ）回路とも呼ばれる。

スイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４，Ｑ２１〜Ｑ２４は、例えば絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）で構成されている。スイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４，Ｑ２１〜Ｑ２４の２つの端子間にはダイオードが接続されている。

トランスＴＲ１は、一次回路２１ａからの直流電圧を昇圧又は降圧して二次回路２１ｂに伝達するとともに、一次回路２１ａと二次回路２１ｂとを絶縁する絶縁型トランスである。トランスＴＲ１は、ｍ：ｎ（ｍ、ｎは整数）の変圧比を有する。なお、トランスＴＲ１の変圧比は１：１であってもよく、換言すれば、変圧せずにそのまま直流電圧を伝達してもよい。

ＤＣ／ＤＣコンバータ２１は、絶縁トランスＴＲ１を有する絶縁型の変換器であるので、直流電源ＶＢ１と各相の電圧変換モジュール１１−１，１２−１，１３−１とを絶縁することができる。このため、各相の電圧変換モジュール１１−１，１２−１，１３−１を共通の直流電源ＶＢ１に接続することができる。

図２に示すように、ＤＣ／ＤＣコンバータ２１のスイッチング動作は、制御装置３１により制御される。制御装置３１は、一次側電圧検出部３３、二次側電圧検出部３４、二次側電流検出部３６、主制御部３２及び駆動回路３５を備える。一次側電圧検出部３３は、一次回路２１ａ側の電圧Ｖ１を検出し、主制御部３２に出力する。二次側電圧検出部３４は、二次回路２１ｂ側の電圧Ｖ２を検出し、主制御部３２に出力する。主制御部３２は、例えば、中央演算装置（ＣＰＵ）や、ＲＡＭ、ＲＯＭ、ハードディスク等の記憶手段からなる一体型のコンピュータとして構成される。主制御部３２は、上位機器であるマスターコントローラ４１による指令電圧値（目標出力電圧値）Ｖｒｅｆに追従するように、入力電圧Ｖ１及び出力電圧Ｖ２を観測しながらスイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４，Ｑ２１〜Ｑ２４のオン、オフ指令信号を駆動回路３５へ出力する。駆動回路３５は、主制御部３２からのオン、オフ指令信号に基づいて、各スイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４，Ｑ２１〜Ｑ２４の制御端子（ベース）に駆動信号を出力する。

ＤＣ／ＤＣコンバータ２１の一次回路２１ａ側のスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１４と、スイッチング素子Ｑ１２，Ｑ１３とは、駆動回路３５からの駆動信号に基づいて、交互に周期的にオン・オフする。また、ＤＣ／ＤＣコンバータ２１の二次回路２１ｂ側のスイッチング素子Ｑ２１，Ｑ２４と、スイッチング素子Ｑ２２，Ｑ２３とは、駆動回路３５からの駆動信号に基づいて、交互に周期的にオン・オフする。

図１に示したインバータ回路２２は、ＤＣ／ＤＣコンバータ２１からの直流電圧を交流電圧に変換する。インバータ回路２２は、４つのスイッチング素子Ｑ３１〜Ｑ３４を有するフルブリッジ（Ｈブリッジ）回路である。スイッチング素子Ｑ３１〜Ｑ３４は、例えばＩＧＢＴで構成されている。スイッチング素子Ｑ３１〜Ｑ３４の２つの端子間にはダイオードが接続されている。電圧変換モジュール１１−１のインバータ回路２２の出力は、電圧変換モジュール１１−１と同一の列に配列された電圧変換モジュール１１−２〜１１−ｎのインバータ回路の出力と直列に接続されている。

インバータ回路２２は、位相シフト方式のパルス幅変調（ＰＷＭ）を行うことにより、スイッチング素子Ｑ３１〜Ｑ３４をオン・オフするＰＷＭ回路である。位相シフト方式のＰＷＭでは、図３に示すように、搬送波（三角波）Ｗ１〜Ｗ６の位相をずらしつつ、搬送波Ｗ１〜Ｗ６と信号波（正弦波）Ｗ０の信号値の大小を比較して駆動信号が生成される。例えば、搬送波Ｗ１〜Ｗ６が信号波Ｗ０よりも小さい場合にスイッチング素子Ｑ３１，Ｑ３４をオンし、搬送波Ｗ１〜Ｗ６が信号波Ｗ０よりも大きい場合にスイッチング素子Ｑ３２，Ｑ３３をオンする。ここで、ＤＣ／ＤＣコンバータ２１のスイッチング周波数が、インバータ回路２２のスイッチング周波数よりも高く設定されている。

図４に示すように、電圧変換モジュール１１−１において、インバータ回路２２のスイッチング動作等に伴い電圧変動が発生し、平滑用コンデンサＣ２により吸収しきれない電圧変動に応じたリプル電流Ｉｕが流れる。リプル電流Ｉｕは、二次回路２１ｂ側からトランスＴＲ１を介して一次回路２１ａ側へ伝達される。リプル電流Ｉｕは、図５に示すように、パルス状の波形である。リプル電流のパルス波形の基本周波数は、インバータ回路２２のスイッチング周波数となる。一方、リプル電流のパルス波形の振幅は、相電流周波数で振動（変化）する。リプル電流のパルス波形の振幅の最大値が相電流の最大値Ｉｍａｘとなる。

本発明の実施の形態では、図６に示すように、各相の電圧変換モジュール１１−１，１２−１，１３−１において、リプル電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗが二次回路２１ｂ側からトランスＴＲ１を介して一次回路２１ａ側へそれぞれ伝達される。

図７（ａ）〜図７（ｃ）に、各相のリプル電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの波形を示す。リプル電流のパルス波形の振幅は、相電流周波数に応じて振動（変化）するため、図７（ａ）〜図７（ｃ）に示すように、各相のリプル電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗは、互いに１２０°位相がずれた周期を有する。本発明の実施の形態では、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の電圧変換モジュール１１−１，１２−１，１３−１で直流電源ＶＢ１を共通化しているため、図７（ｄ）に示すように、各相に流れるリプル電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの相電流基本波成分が足し合わされて相殺される。

図８に示すように、インバータ回路２２のスイッチング周波数ｆｓは、必ず相電流周波数の最大値ｆｐよりも高い。リプル電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ自体はインバータ回路２２のスイッチング周波数よりも高次の周波数を多く含むが、ＤＣ／ＤＣコンバータ２１の二次回路２１ｂ側から一次回路２１ａ側に相電流周波数成分を伝達するには、インバータ回路２２のスイッチング周波数ｆｓの基本波成分まで含まれていればよい。そのため、ＤＣ／ＤＣコンバータ２１のカットオフ周波数が、インバータ回路２２のスイッチング周波数ｆｓ以上であればよい。したがって、ＤＣ／ＤＣコンバータ２１の電圧制御帯域が、インバータ回路２２のスイッチング周波数ｆｓより高い周波数に設定される。

次に、図９を用いて、ＤＣ／ＤＣコンバータ２１のフィードフォワード制御について説明する。最終的な主制御部３２の出力はＰＷＭ信号である。ＰＷＭ信号は、一次回路２１ａ側と二次回路２１ｂ側で位相がδだけシフトした、デューティ比が略５０％の方形波である。主制御部３２に含まれるＰＩコントローラは、二次回路２１ｂ側の電圧Ｖ２と一次回路２１ａ側の電圧Ｖ１を参照しながら、二次回路２１ｂ側の電圧Ｖ２が指令電圧値Ｖｒｅｆに追従するよう位相差δを制御する。二次回路２１ｂ側の電流ｉ_２の平均値は、以下の式（１）で求めることができる。

ここで、ｆｐは相電流の周波数であり、ＬｓはトランスＴＲ１の漏れインダクタンスである。この式（１）から、実際の二次回路２１ｂ側の電流ｉ_２を達成するための位相差（シフト量）δを、以下の式（２）により求めることができる。

主制御部３２のＦ−Ｆ制御項のパラメータには、式（３）及び（４）のように、二次回路２１ｂ側の電流の公称値ｉ_{２（ｎｏｍ）}を用いて、位相のシフト量δ（ｎｏｍ）を設定する。

ＰＩコントローラの出力に、Ｆ−Ｆ制御項で求まった位相のシフト量δ（ｎｏｍ）を加算することによりＰＷＭ信号を生成する。この結果、二次回路２１ｂ側の電流ｉ_２が急峻に変化しても、二次回路２１ｂ側の電圧Ｖ２が指令電圧値Ｖｒｅｆに追従する制御が可能となる。

次に、本発明の実施の形態に係る電力変換装置を用いた電力変換方法の一例を説明する。

まず、図１に示した複数の電圧変換モジュール１１−１〜１１−ｎ，１２−１〜１２−ｎ，１３−１〜１３−ｎが、複数の直流電源ＶＢ１〜ＶＢｎからの直流電圧を交流電圧に変換する。具体的には、各電圧変換モジュール１１−１〜１１−ｎ，１２−１〜１２−ｎ，１３−１〜１３−ｎにおいて、ＤＣ／ＤＣコンバータ２１が、制御装置３１からの制御信号に基づいてスイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４，Ｑ２１〜Ｑ２４をスイッチング動作させることにより、直流電源ＶＢ１〜ＶＢｎからの直流電圧を変圧する。また、インバータ回路２２が、制御装置３１からの制御信号に基づいてスイッチング素子Ｑ３１〜Ｑ３４をスイッチング動作させることにより、ＤＣ／ＤＣコンバータ２１から出力された直流電圧を交流電圧に変換する。

更に、電圧変換モジュール１１−１〜１１−ｎから出力された交流電圧を直列的に加算して、Ｕ相へ出力する。また、電圧変換モジュール１２−１〜１２−ｎから出力された交流電圧を直列的に加算して、Ｖ相へ出力する。また、電圧変換モジュール１３−１〜１３−ｎから出力された交流電圧を直列的に加算して、Ｕ相へ出力する。

この際、同一の行に配列されたＵ相、Ｖ相、Ｗ相の電圧変換モジュール１１−１，１２−１，１３−１を直流電源ＶＢ１に共通に接続することにより、各相のリプル電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの相電流基本波成分を足し合わせて相殺することができる。なお、同一の行に配列されたＵ相、Ｖ相、Ｗ相の電圧変換モジュール１１−２，１２−２，１３−２及び電圧変換モジュール１１−ｎ，１２−ｎ，１３−ｎでも同様に、各相のリプル電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの相電流基本波成分を足し合わせて相殺することができる。

以上説明したように、本発明の実施の形態によれば、同一の行に配列されたＵ相、Ｖ相、Ｗ相の電圧変換モジュール１１−１，１２−１，１３−１を直流電源ＶＢ１に共通に接続することにより、各相のリプル電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの相電流基本波成分を足し合わせて相殺することができる。したがって、各電圧変換モジュール１１−１〜１１−ｎ，１２−１〜１２−ｎ，１３−１〜１３−ｎにおいて、平滑用コンデンサＣ２をそれぞれ小さくすることができ、装置全体のサイズを小さくすることができる。更に、同一の行に配列されたＵ相、Ｖ相、Ｗ相の電圧変換モジュール１１−１，１２−１，１３−１を直流電源ＶＢ１に共通に接続することにより、各相間の電力のアンバランスが生じても、直流電源ＶＢ１のエネルギー消費を均一化することができる。

更に、絶縁型のＤＣ／ＤＣコンバータ２１を有することにより、各相の電圧変換モジュール１１−１，１２−１，１３−１を互いに絶縁することができ、各相の電圧変換モジュール１１−１，１２−１，１３−１を共通の直流電源ＶＢ１に接続することができる。

更に、本発明の実施の形態によれば、ＤＣ／ＤＣコンバータ２１としてＤＡＢを用いることにより、装置の小型化及び高効率化を図ることができる。また、ＤＡＢのスイッチング周波数をインバータ回路２２のスイッチング周波数よりも高周波とすることにより、ＤＡＢの応答性を向上させることができる。また、ＤＡＢのカットオフ周波数をインバータ回路２２のスイッチング周波数よりも高周波とすることにより、ＤＡＢの応答性を向上させることができる。また、ＤＡＢをフィードフォワード制御することにより、ＤＡＢの応答性を向上させることができる。また、インバータ回路２２を位相シフト方式のＰＷＭで制御することにより、全バッテリのエネルギー消費を均一化することができる。

（第１の変形例）
第１の変形例として、インバータ回路２２の他の制御方法を説明する。第１の変形例に係るインバータ回路２２は、レベルシフト方式のＰＷＭで制御される。レベルシフト方式では、図１０に示すように、搬送波（三角波）Ｗ１〜Ｗ６の電圧レベルが変調される。この搬送波Ｗ１〜Ｗ６と信号波（正弦波）Ｗ０との大小を比較して、インバータ回路２２のスイッチング素子Ｑ３１〜Ｑ３４のオン・オフが制御される。

第１の変形例によれば、インバータ回路２２をレベルシフト方式のＰＷＭで制御することにより、高効率化を図ることができる。更に、位相シフト方式と比較して、同じスイッチング周波数でもターンオフ・オン回数が少ないため、低応答のＤＣ／ＤＣコンバータ（ＤＡＢ）であっても本発明の実施の形態と同様の効果が得られる。

（第２の変形例）
第２の変形例として、インバータ回路２２の他の一例を説明する。第２の変形例に係るインバータ回路２２は、図１１に示すように、Ｈブリッジ回路の代わりに、２個のスイッチング素子Ｑ３１，Ｑ３２を有するハーフブリッジ回路を有する点が異なる。また、負電圧を生成するため、基準電位側の直流電源ＶＢ（ｎ−１），ＶＢｎが逆方向に接続されている。第２の変形例においても、例えば本発明の実施の形態と同様に位相シフト方式のＰＷＭ制御が可能である。

第２の変形例によれば、インバータ回路２２がハーフブリッジ回路であることにより、Ｈブリッジ回路の場合と比較して、各電圧変換モジュール１１−１〜１１−ｎ，１２−１〜１２−ｎ，１３−１〜１３−ｎでスイッチング素子を２つずつ減らすことができ、回路構成を簡素化することが可能となる。

（第３の変形例）
第３の変形例として、ＤＣ／ＤＣコンバータ２１の他の一例を説明する。第３の変形例に係るＤＣ／ＤＣコンバータ２１は、図１２に示すように、スイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４，Ｑ２１〜Ｑ２４として、ＩＧＢＴの代わりに金属酸化物半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）を用いる点が異なる。ＭＯＳＦＥＴは内蔵出力容量を有する。

第３の変形例によれば、図１に示すようにＩＧＢＴの両端にコンデンサを設けることなく、ＭＯＳＦＥＴの内蔵出力容量を用いてソフトスイッチングを行うことが可能となり、スイッチング時に生じるノイズを抑制することができる。

（第４の変形例）
第４の変形例として、ＤＣ／ＤＣコンバータ２１の他の一例を説明する。第４の変形例に係るＤＣ／ＤＣコンバータ２１は、図１３に示すように、各スイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４，Ｑ２１〜Ｑ２４においてＩＧＢＴにコンデンサが並列に接続されている点が異なる。

第４の変形例によれば、各スイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４，Ｑ２１〜Ｑ２４のコンデンサを用いることにより、ソフトスイッチングを行うことが可能となり、スイッチング時に生じるノイズを抑制することができる。

（第５の変形例）
第５の変形例として、ＤＣ／ＤＣコンバータ２１の他の一例を図１４（ａ）〜図１４（ｄ）を用いて説明する。図１４（ａ）に示すように、ＤＣ／ＤＣコンバータ２１が、ＬＣ直列共振型の一次回路２１ａを有していてもよい。また、図１４（ｂ）に示すように、ＤＣ／ＤＣコンバータ２１が、ＬＬＣ直列共振型の一次回路２１ａを有していてもよい。また、図１４（ｃ）に示すように、ＤＣ／ＤＣコンバータ２１が、ＬＣＣ直列共振型の一次回路２１ａを有していてもよい。また、図１４（ｄ）に示すように、ＤＣ／ＤＣコンバータ２１が、ＬＣ並列共振型の一次回路２１ａを有していてもよい。

第５の変形例によれば、図１４（ａ）〜図１４（ｄ）に示した構成の場合でも、それぞれソフトスイッチングを実現しながら、スナバコンデンサと同様の機能を果たすことが可能となる。

（その他の実施の形態）
上記のように、本発明は実施の形態によって記載したが、この開示の一部をなす論述及び図面はこの発明を限定するものであると理解すべきではない。この開示から当業者には様々な代替実施の形態、実施例及び運用技術が明らかとなろう。

例えば、本発明の実施の形態においては、三相交流モータＭ１を駆動させるための三相の交流電圧を生成する場合を説明したが、これに限定されず、単相の交流電圧を生成することにも適用可能である。

また、本発明の実施の形態では、電力変換装置がＤＣ／ＤＣコンバータ２１を備える構成を説明したが、ＤＣ／ＤＣコンバータ２１は必ずしも備えていなくてもよい。また、高調波成分除去用コンデンサＣ１も必ずしも備えていなくてもよい。

このように、本発明はここでは記載していない様々な実施の形態等を含むことは勿論である。したがって、本発明の技術的範囲は上記の説明から妥当な特許請求の範囲に係る発明特定事項によってのみ定められるものである。

特願２０１３−２１６０９２号（出願日：２０１３年１０月１７日）の全内容は、ここに援用される。

以上、実施の形態に沿って本発明の内容を説明したが、本発明はこれらの記載に限定されるものではなく、種々の変形及び改良が可能であることは、当業者には自明である。

本発明は、電力変換装置の平滑用コンデンサを小さくすることができ、装置の小型化を図ることに利用することができる。

Ｃ１ 高調波除去用コンデンサ
Ｃ２ 平滑用コンデンサ
Ｍ１ 三相交流モータ
Ｎ１，Ｎ２，Ｎ３ 出力端子
Ｑ１１〜Ｑ１４，Ｑ２１〜Ｑ２４，Ｑ３１〜Ｑ３４ スイッチング素子
ＶＢ１，ＶＢ２，ＶＢｎ 直流電源
ＴＲ１ 絶縁トランス
１１−１〜１１−ｎ，１２−１〜１２−ｎ，１３−１〜１３−ｎ 電圧変換モジュール（電圧変換手段）
２１ ＤＣ／ＤＣコンバータ（変圧手段）
２１ａ 一次回路
２１ｂ 二次回路
２２ インバータ回路
３１ 制御装置（制御手段）
３２ 主制御部
３３ 一次側電圧検出部
３４ 二次側電圧検出部
３５ 駆動回路
３６ 二次側電流検出部
４１ マスターコントローラ

Claims (6)

1. 直流電圧を交流電圧に変換し、変換された交流電圧を複数相を有する負荷に供給する電力変換装置であって、
   複数の直流電源と、
   前記直流電圧を交流電圧に変換する際に、前記複数相においてそれぞれ生じるリプル電流を互いに相殺するように前記複数の直流電源のそれぞれに前記複数相の数だけ並列に接続され、接続された前記直流電源からの直流電圧を交流電圧に変換する複数の電圧変換手段と、
   前記複数の電圧変換手段を制御する制御手段と、
   異なる前記直流電源に接続された前記電圧変換手段の出力を直列に接続し、各電圧変換手段からの交流電圧を加算して前記負荷の各相へそれぞれ出力する複数の出力端子
   とを備え、
   前記複数の電圧変換手段のそれぞれが、
   一次回路と、二次回路と、前記一次回路と前記二次回路とを結合する絶縁トランスと、を有するデュアルアクティブブリッジ回路からなり、前記直流電源に前記一次回路が接続され、前記直流電源からの直流電圧を変圧する絶縁型のＤＣ／ＤＣコンバータと、
   前記ＤＣ／ＤＣコンバータの二次回路に入力側が接続され、前記ＤＣ／ＤＣコンバータからの直流電圧を交流電圧に変換するインバータ回路と、
   前記ＤＣ／ＤＣコンバータと前記インバータ回路との間に接続された平滑用コンデンサとを備え、
   前記デュアルアクティブブリッジ回路のカットオフ周波数が、前記インバータ回路のスイッチング周波数よりも高いことを特徴とする電力変換装置。
2. 前記デュアルアクティブブリッジ回路のスイッチング周波数が、前記インバータ回路のスイッチング周波数よりも高いことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記デュアルアクティブブリッジ回路をフィードフォワード制御することを特徴とする請求項１又は２に記載の電力変換装置。
4. 前記インバータ回路は、レベルシフト方式でパルス幅変調を行うパルス幅変調回路であることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
5. 前記インバータ回路は、位相シフト方式でパルス幅変調を行うパルス幅変調回路であることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
6. 一次回路、二次回路及び前記一次回路と前記二次回路とを結合する絶縁トランスを有するデュアルアクティブブリッジ回路からなり、直流電源に前記一次回路が接続され、前記直流電源からの直流電圧を変圧する絶縁型のＤＣ／ＤＣコンバータと、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの二次回路に入力側が接続され、前記ＤＣ／ＤＣコンバータからの直流電圧を交流電圧に変換するインバータ回路と、前記ＤＣ／ＤＣコンバータと前記インバータ回路との間に接続された平滑用コンデンサとをそれぞれ備える電圧変換手段が、複数の前記直流電源のそれぞれに複数相の数だけ並列に接続され、異なる前記直流電源に接続されたインバータの出力が直列に接続され、変換された交流電圧を前記複数相を有する負荷に供給する電力変換装置を用いた電力変換方法であって、
   前記複数の電圧変換手段が、複数の直流電源からの直流電圧を交流電圧に変換するステップと、
   異なる前記直流電源に接続された前記電圧変換手段からの交流電圧を直列的に加算して、前記負荷の各相へそれぞれ出力するステップと、
   前記デュアルアクティブブリッジ回路のカットオフ周波数を、前記インバータ回路のスイッチング周波数よりも高く設定するステップと、
   前記並列に接続された電圧変換手段毎に、前記直流電圧を交流電圧に変換する際に生じるリプル電流を互いに相殺するステップ
   とを含むことを特徴とする電力変換方法。

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