JP2021027599A - インバータ装置 - Google Patents

Abstract

【課題】ＰＷＭ信号生成部の機能を用い、デッドタイムの影響を考慮したコモンモードノイズの効果的な解消、若しくは、抑制を実現することができるインバータ装置を提供する。【解決手段】制御装置２１は、モータ８の各相に印加する電圧を生成するための三相変調電圧指令値を演算する相電圧指令演算部３３と、三相変調電圧指令値と単独のキャリア信号に基づき、インバータ回路２８をＰＷＭ制御するＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部３６を有し、ＰＷＭ信号生成部３６は、相電圧指令演算部３３が出力した三相変調電圧指令値を補正することにより、モータ８に印加される相電圧の変化を、他の相電圧の変化で打ち消す。【選択図】図１

Description

本発明は、インバータ回路により交流電圧をモータに印加して駆動するインバータ装置に関するものである。

従来よりモータを駆動するためのインバータ装置は、複数のスイッチング素子により三相のインバータ回路を構成すると共に、ＵＶＷ各相のスイッチング素子をＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御し、正弦波に近い電圧波形をモータに印加して駆動するものである。

図７は従来のインバータ装置における三相変調電圧指令値Ｖｕ’、Ｖｖ’、Ｖｗ’とキャリア信号、Ｕ相電圧Ｖｕ、Ｖ相電圧Ｖｖ、Ｗ相電圧Ｖｗの各相電圧（ＰＷＭ信号）、モータの中性点電圧Ｖｃを示した図である。図示しない相電圧指令演算部は、モータの電気角、電流指令値と相電流に基づいてモータの各相の電機子コイルに印加する三相変調電圧指令値Ｖｕ’（Ｕ相電圧指令値）、Ｖｖ’（Ｖ相電圧指令値）、Ｖｗ’（Ｗ相電圧指令値）を演算する。尚、図７の三相変調電圧指令値Ｖｕ’、Ｖｖ’、Ｖｗ’は、直流電圧Ｖｄｃで正規化（−１〜１に補正）した後の値である。

次に、図示しないＰＷＭ信号生成部が、三相変調電圧指令値Ｖｕ’、Ｖｖ’、Ｖｗ’とキャリア信号（キャリア三角波）の大小を比較することで、インバータ回路の駆動指令信号となるＰＷＭ信号を生成する。このＰＷＭ信号が正規化後のＵ相電圧Ｖｕ、Ｖ相電圧Ｖｖ、Ｗ相電圧Ｖｗの各相電圧となる。

そして、モータの中性点電位Ｖｃは、各相電圧の平均値である（Ｖｕ＋Ｖｖ＋Ｖｗ）／３で算出されるが、従来では図７の最下段に示すようにこの中性点電位Ｖｃが変動するため、コモンモードノイズが発生する問題があった。

このコモンモードノイズは、例えば電動コンプレッサを構成するモータの場合、コンプレッサの筐体と接地間の浮遊容量を通して漏洩するコモンモード電流によって発生する。従来では大型のノイズフィルタを設置するなどの対策が採られていたが、その他に、電圧ベクトルの選択やスイッチングのタイミングにより対処するものや、特殊なキャリア信号を使用することで中性点電位の変動を抑制するもの等が提案されている（例えば、特許文献１〜４参照）。

特開平１０−２３７６０号公報 特開２００３−１８８５３号公報 特許第４３８９４４６号公報 特許第５０４５１３７号公報

しかしながら、特許文献１では３相２レベルインバータでのスイッチング動作に関しては、２相のみ駆動させるため滑らかな正弦波電圧の印加が困難になり騒音の発生の原因となる。また、特許文献２ではＰＷＭ整流回路の動作を考慮したスイッチング動作をする必要があり、使用できる運転範囲及び製品が限定される。また、特許文献３では制御装置がＰＷＭ信号生成部の機能を利用するものを前提としていないため、高価な制御装置を用いる必要があり、量産品への適用が困難である。また、特許文献４では二つのキャリア信号をもったマイクロコンピュータでなければ実装できない。また、特許文献４ではキャリアカウントをクリアするタイミングでスイッチングさせているため、相電流の向きが等しいときにはデッドタイムの影響によりスイッチングのタイミングがずれてしまい、中性点電位の変動を抑制できないという問題があった。

本発明は、係る従来の状況を考慮して成されたものであり、ＰＷＭ信号生成部の機能を用い、デッドタイムの影響を考慮したコモンモードノイズの効果的な解消、若しくは、抑制を実現することができるインバータ装置を提供することを目的とする。

本発明のインバータ装置は、上アーム電源ライン及び下アーム電源ライン間に、各相毎に上アームスイッチング素子と下アームスイッチング素子を直列接続し、これら各相の上下アームスイッチング素子の接続点の電圧を三相交流出力としてモータに印加するインバータ回路と、このインバータ回路の各相の上下アームスイッチング素子のスイッチングを制御する制御装置を備えたものであって、制御装置は、モータの各相に印加する電圧を生成するための三相変調電圧指令値を演算し、出力する相電圧指令演算部と、三相変調電圧指令値と単独のキャリア信号に基づき、インバータ回路をＰＷＭ制御するＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部を有し、このＰＷＭ信号生成部は、相電圧指令演算部が出力した三相変調電圧指令値を補正することにより、モータに印加される相電圧の変化を、他の相電圧の変化で打ち消すことを特徴とする。

請求項２の発明のインバータ装置は、上記発明においてＰＷＭ信号生成部は、モータに流れる電流の向きに応じて、相電圧指令演算部が出力した三相変調電圧指令値に異なる補正を加えることにより、モータに印加される相電圧の変化を、他の相電圧の変化で打ち消すことを特徴とする。

請求項３の発明のインバータ装置は、上記各発明においてＰＷＭ信号生成部は、インバータ回路の所定の一相の上下アームスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ状態を固定させると共に、他の二相のうちの一方の相の下アームスイッチング素子がＯＮし、他方の相の上アームスイッチング素子がＯＮしている状態からスイッチングの規定区間を開始することを特徴とする。

請求項４の発明のインバータ装置は、上記発明においてＰＷＭ信号生成部は、何れか一相の下アームスイッチング素子がＯＮし、他の二相の上アームスイッチング素子がＯＮしている状態からスイッチングの規定区間を開始すると共に、他の二相のうちの一方の相の上アームスイッチング素子をＯＮ状態に固定することを特徴とする。

請求項５の発明のインバータ装置は、請求項３の発明においてＰＷＭ信号生成部は、何れか二相の下アームスイッチング素子がＯＮし、他の一相の上アームスイッチング素子がＯＮしている状態からスイッチングの規定区間を開始すると共に、他の二相のうちの一方の相の下アームスイッチング素子をＯＮ状態に固定することを特徴とする。

請求項６の発明のインバータ装置は、請求項３乃至請求項５の発明においてＰＷＭ信号生成部は、１キャリア周期内で、所定の一相の上下アームスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ状態を固定し、他の二相の上下アームスイッチング素子をスイッチングすると共に、連続する複数のキャリア周期内で、上下アームスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ状態を固定する相を変更することを特徴とする。

請求項７の発明のインバータ装置は、上記各発明においてＰＷＭ信号生成部は、連続する複数のキャリア周期内でモータの中性点電位の変動がゼロとなり、且つ、当該連続する複数のキャリア周期全体での線間電圧が変化しないように当該三相変調電圧指令値を補正することを特徴とする。

請求項８の発明のインバータ装置は、上記発明において連続するキャリア周期は２周期、又は、３周期であることを特徴とする。

本発明によれば、上アーム電源ライン及び下アーム電源ライン間に、各相毎に上アームスイッチング素子と下アームスイッチング素子を直列接続し、これら各相の上下アームスイッチング素子の接続点の電圧を三相交流出力としてモータに印加するインバータ回路と、このインバータ回路の各相の上下アームスイッチング素子のスイッチングを制御する制御装置を備えたインバータ装置において、制御装置が、モータの各相に印加する電圧を生成するための三相変調電圧指令値を演算し、出力する相電圧指令演算部と、三相変調電圧指令値と単独のキャリア信号に基づき、インバータ回路をＰＷＭ制御するＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部を有し、このＰＷＭ信号生成部が、相電圧指令演算部が出力した三相変調電圧指令値を補正することにより、モータに印加される相電圧の変化を、他の相電圧の変化で打ち消すようにしたので、スイッチング素子のスイッチングタイミングによりモータの中性点電位の変動を解消、若しくは、著しく抑制することができるようになる。これにより、コモンモードノイズの発生を効果的に解消、若しくは、抑制することが可能となる。

また、本発明ではＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部が三相変調電圧指令値を補正することで、相電圧の変化を他の相電圧で打ち消すようにしており、相電圧指令演算部が、相電圧の変化を他の相電圧で打ち消すような三相変調電圧指令値を出力するものではないので、計算が簡素化されるようになる。

ここで、スイッチング素子をスイッチングする際に考慮するデッドタイムでの相電圧はモータに流れる電流の向きに応じて変化する。そこで、請求項２の発明の如くＰＷＭ信号生成部が、モータに流れる電流の向きに応じて、相電圧指令演算部が出力した三相変調電圧指令値に異なる補正を加えることにより、モータに印加される相電圧の変化を、他の相電圧の変化で打ち消すようにすれば、デッドタイムの影響を考慮し、モータに流れる電流の向きに関わらず、支障無く中性点電位の変動を解消、若しくは、抑制することができるようになる。

また、請求項３の発明の如くＰＷＭ信号生成部が、インバータ回路の所定の一相の上下アームスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ状態を固定させると共に、他の二相のうちの一方の相の下アームスイッチング素子がＯＮし、他方の相の上アームスイッチング素子がＯＮしている状態からスイッチングの規定区間を開始するようにすれば、相電圧の変化を他の相電圧の変化で円滑に打ち消すことができるようになる。

この場合、実際には請求項４の発明の如くＰＷＭ信号生成部が、何れか一相の下アームスイッチング素子がＯＮし、他の二相の上アームスイッチング素子がＯＮしている状態からスイッチングの規定区間を開始すると共に、他の二相のうちの一方の相の上アームスイッチング素子をＯＮ状態に固定するとよい。

また、請求項５の発明の如くＰＷＭ信号生成部が、何れか二相の下アームスイッチング素子がＯＮし、他の一相の上アームスイッチング素子がＯＮしている状態からスイッチングの規定区間を開始すると共に、他の二相のうちの一方の相の下アームスイッチング素子をＯＮ状態に固定するようにしてもよい。

尚、上記制御はＰＷＭ信号生成部が、１キャリア周期内で、所定の一相の上下アームスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ状態を固定し、他の二相の上下アームスイッチング素子をスイッチングすることになるが、請求項６の発明の如く連続する複数のキャリア周期内で、上下アームスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ状態を固定する相を変更することで、当該複数キャリア周期内では全ての相の上下アームスイッチング素子をスイッチングすることができるようになる。これにより、歪みは出やすくなるものの、線間電圧を許容可能な正弦波とすることが可能となる。

より具体的には、ＰＷＭ信号生成部は、請求項７の発明の如く連続する複数のキャリア周期内でモータの中性点電位の変動がゼロとなり、且つ、当該連続する複数のキャリア周期全体での線間電圧が変化しないように当該三相変調電圧指令値を補正する。

また、連続するキャリア周期は請求項８の発明の如く２周期、又は、３周期であることが好ましい。

本発明の一実施例のインバータ装置の電気回路図である。 図１の制御装置のＰＷＭ信号生成部が出力する電圧指令補正値とキャリア信号、ＰＷＭ波形、モータの中性点電位を示す図である。 図２の枠Ｚ１部分（連続する２回のキャリア周期）を拡大し、スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ状態を加えた図である。 モータに流れる電流の向きが異なる場合の図３に相当する図である。 図３、図４の場合の線間電圧の積算値を示す図である。 連続する３回のキャリア周期で実施する場合の図３に相当する図である。 従来のインバータ装置の相電圧指令演算部が出力する三相変調電圧指令値とキャリア信号、ＰＷＭ波形、モータの中性点電位を示す図である。 図７の場合の線間電圧の積算値を示す図である。

以下、本発明の実施の形態について、図面に基づき詳細に説明する。実施例のインバータ装置１は、モータ８により圧縮機構を駆動する所謂インバータ一体型の電動コンプレッサに搭載されるものであり、電動コンプレッサは例えば車両用空気調和装置の冷媒回路を構成するものである。

（１）インバータ装置１の構成
図１においてインバータ装置１は、三相のインバータ回路２８と、制御装置２１を備えている。インバータ回路２８は、直流電源（車両のバッテリ：例えば、３００Ｖ）２９の直流電圧を三相交流電圧に変換してモータ８に印加する回路である。このインバータ回路２８は、Ｕ相ハーフブリッジ回路１９Ｕ、Ｖ相ハーフブリッジ回路１９Ｖ、Ｗ相ハーフブリッジ回路１９Ｗを有しており、各相ハーフブリッジ回路１９Ｕ〜１９Ｗは、それぞれ上アームスイッチング素子１８Ａ〜１８Ｃと、下アームスイッチング素子１８Ｄ〜１８Ｆを個別に有している。更に、各スイッチング素子１８Ａ〜１８Ｆには、それぞれフライホイールダイオード３１が逆並列に接続されている。

尚、各スイッチング素子１８Ａ〜１８Ｆは、実施例ではＭＯＳ構造をゲート部に組み込んだ絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）等から構成されている。

そして、インバータ回路２８の上アームスイッチング素子１８Ａ〜１８Ｃの上端側は、直流電源２９及び平滑コンデンサ３２の上アーム電源ライン（正極側母線）１０に接続されている。一方、インバータ回路２８の下アームスイッチング素子１８Ｄ〜１８Ｆの下端側は、直流電源２９及び平滑コンデンサ３２の下アーム電源ライン（負極側母線）１５に接続されている。

この場合、Ｕ相ハーフブリッジ回路１９Ｕの上アームスイッチング素子１８Ａと下アームスイッチング素子１８Ｄが直列に接続され、Ｖ相ハーフブリッジ回路１９Ｖの上アームスイッチング素子１８Ｂと下アームスイッチング素子１８Ｅが直列に接続され、Ｗ相ハーフブリッジ回路１９Ｗの上アームスイッチング素子１８Ｃと下アームスイッチング素子１８Ｆが直列に接続されている。

そして、Ｕ相ハーフブリッジ回路１９Ｕの上アームスイッチング素子１８Ａと下アームスイッチング素子１８Ｄの接続点は、モータ８のＵ相の電機子コイル２に接続され、Ｖ相ハーフブリッジ回路１９Ｖの上アームスイッチング素子１８Ｂと下アームスイッチング素子１８Ｅの接続点は、モータ８のＶ相の電機子コイル３に接続され、Ｗ相ハーフブリッジ回路１９Ｗの上アームスイッチング素子１８Ｃと下アームスイッチング素子１８Ｆの接続点は、モータ８のＷ相の電機子コイル４に接続されている。

（２）制御装置２１の構成
制御装置２１はプロセッサを有するマイクロコンピュータから構成されており、実施例では車両ＥＣＵから回転数指令値を入力し、モータ８から相電流を入力して、これらに基づき、インバータ回路２８の各スイッチング素子１８Ａ〜１８ＦのＯＮ／ＯＦＦ状態（スイッチング）を制御する。具体的には、各スイッチング素子１８Ａ〜１８Ｆのゲート端子に印加するゲート電圧を制御する。

実施例の制御装置２１は、相電圧指令演算部３３と、ＰＷＭ信号生成部３６と、ゲートドライバ３７と、モータ８に流れる各相のモータ電流（相電流）であるＵ相電流ｉｕ、Ｖ相電流ｉｖ、Ｗ相電流ｉｗを測定するためのカレントトランスから成る電流センサ２６Ａ、２６Ｂを有しており、各電流センサ２６Ａ、２６Ｂは相電圧指令演算部３３に接続されている。

尚、電流センサ２６ＡはＵ相電流ｉｕを測定し、電流センサ２６ＢはＶ相電流ｉｖを測定する。そして、Ｗ相電流ｉｗはこれらから計算により求める。また、各相のモータ電流を検出する方法については実施例のように電流センサ２６Ａ、２６Ｂで測定する以外に、下アーム電源ライン１５の電流値を検出し、その電流値とモータ８の運転状態から相電圧指令演算部３３が推定する方法などがあることから、各相電流を検出・推定する方法に関しては、特に限定しない。

この相電圧指令演算部３３は、モータ８の電気角、電流指令値と相電流から得られるｄ軸電流、ｑ軸電流に基づくベクトル制御により、モータ８の各相の電機子コイル２〜４に印加するＵ相電圧Ｖｕ、Ｖ相電圧Ｖｖ、Ｗ相電圧Ｖｗを生成するための三相変調電圧指令値Ｖｕ’（以下、Ｕ相電圧指令値Ｖｕ’）、Ｖｖ’（以下、Ｖ相電圧指令値Ｖｖ’）、Ｖｗ’（以下、Ｗ相電圧指令値Ｖｗ’）を演算し、生成する。

ＰＷＭ信号生成部３６は、相電圧指令演算部３３により演算された三相変調電圧指令値Ｖｕ’、Ｖｖ’、Ｖｗ’を入力し、これら三相変調電圧指令値Ｖｕ’、Ｖｖ’、Ｖｗ’を後述する如く補正した後、単独のキャリア信号（キャリア三角波）との大小を比較することによって、インバータ回路２８のＵ相ハーフブリッジ回路１９Ｕ、Ｖ相ハーフブリッジ回路１９Ｖ、Ｗ相ハーフブリッジ回路１９Ｗの駆動指令信号となるＰＷＭ信号を生成し、出力する。

ゲートドライバ３７は、ＰＷＭ信号生成部３６から出力されるＰＷＭ信号に基づき、Ｕ相ハーフブリッジ回路１９Ｕの上アームスイッチング素子１８Ａ、下アームスイッチング素子１８Ｄのゲート電圧と、Ｖ相ハーフブリッジ回路１９Ｖの上アームスイッチング素子１８Ｂ、下アームスイッチング素子１８Ｅのゲート電圧と、Ｗ相ハーフブリッジ回路１９Ｗの上アームスイッチング素子１８Ｃ、下アームスイッチング素子１８Ｆのゲート電圧を発生させる。

そして、インバータ回路２８の各スイッチング素子１８Ａ〜１８Ｆは、ゲートドライバ３７から出力されるゲート電圧に基づき、ＯＮ／ＯＦＦ駆動される。即ち、ゲート電圧がＯＮ状態（所定の電圧値）となるとスイッチング素子がＯＮ動作し、ゲート電圧がＯＦＦ状態（零）となるとスイッチング素子がＯＦＦ動作する。このゲートドライバ３７は、スイッチング素子１８Ａ〜１８Ｆが前述したＩＧＢＴである場合には、ＰＷＭ信号に基づいてゲート電圧をＩＧＢＴに印加するための回路であり、フォトカプラやロジックＩＣ、トランジスタ等から構成される。

そして、Ｕ相ハーフブリッジ回路１９Ｕの上アームスイッチング素子１８Ａと下アームスイッチング素子１８Ｄの接続点の電圧がＵ相電圧Ｖｕ（相電圧）としてモータ８のＵ相の電機子コイル２に印加（出力）され、Ｖ相ハーフブリッジ回路１９Ｖの上アームスイッチング素子１８Ｂと下アームスイッチング素子１８Ｅの接続点の電圧がＶ相電圧Ｖｖ（相電圧）としてモータ８のＶ相の電機子コイル３に印加（出力）され、Ｗ相ハーフブリッジ回路１９Ｗの上アームスイッチング素子１８Ｃと下アームスイッチング素子１８Ｆの接続点の電圧がＷ相電圧Ｖｗ（相電圧）としてモータ８のＷ相の電機子コイル４に印加（出力）される。

（３）制御装置２１の動作
次に、図２〜図６を参照しながら、制御装置２１の実際の制御動作について説明する。本発明のインバータ装置１の制御装置２１を構成するＰＷＭ信号生成部３６は、相電圧指令演算部３３が前述した如く演算し、出力するＵ相電圧指令値Ｖｕ’、Ｖ相電圧指令値Ｖｖ’、及び、Ｗ相電圧指令値Ｖｗ’（三相変調電圧指令値）を補正することにより、モータ８の中性点電位Ｖｃの変動が無くなる（ゼロとなる）ようなＵ相電圧指令補正値Ｃｕ、Ｖ相電圧指令補正値Ｃｖ、及び、Ｗ相電圧指令補正値Ｃｗ（電圧指令補正値）を演算する。

そして、これらＵ相電圧指令補正値Ｃｕ、Ｖ相電圧指令補正値Ｃｖ、及び、Ｗ相電圧指令補正値Ｃｗと後述する単独のキャリア信号Ｘ１〜Ｘ４との大小を比較することにより、インバータ回路２８のＵ相ハーフブリッジ回路１９Ｕ、Ｖ相ハーフブリッジ回路１９Ｖ、Ｗ相ハーフブリッジ回路１９Ｗの駆動指令信号となるＰＷＭ信号を発生させ、モータ８を運転する。

尚、各図で示すＵ相電圧指令補正値Ｃｕ、Ｖ相電圧指令補正値Ｃｖ、及び、Ｗ相電圧指令補正値Ｃｗ（電圧指令補正値）は、モータ８の三相変調制御を行う場合における電圧指令補正値の直流電圧Ｖｄｃでの正規化後（−１〜１に補正後）の値である。また、Ｕ相電圧Ｖｕ、Ｖ相電圧Ｖｖ、Ｗ相電圧Ｖｗの各相電圧も、直流電圧Ｖｄｃで正規化した後の値である。

（３−１）ＰＷＭ信号生成部３６の動作（その１）
次に、図２、図３を用いてＰＷＭ信号生成部３６の実際の動作の一例について詳述する。図２の最上段はＰＷＭ信号生成部３６が出力するＵ相電圧指令補正値Ｃｕとキャリア信号、上から二段目はＵ相電圧Ｖｕ、上から三段目はＰＷＭ信号生成部３６が出力するＶ相電圧指令補正値Ｃｖとキャリア信号、上から四段目はＶ相電圧Ｖｖ、下から三段目はＰＷＭ信号生成部３６が出力するＷ相電圧指令補正値Ｃｗとキャリア信号、下から二段目はＷ相電圧Ｖｗ、最下段はモータ８の中性点電位Ｖｃをそれぞれ示している。

図３は図２中の枠Ｚ１部分を拡大し、各スイッチング素子１８Ａ〜１８ＦのＯＮ／ＯＦＦ状態を加えた図である。枠Ｚ１は図２中の連続する２回のキャリア周期を示しており、図３の最上段は制御装置２１のＰＷＭ信号生成部３６が生成するＵ相電圧指令補正値Ｃｕ、Ｖ相電圧指令補正値Ｃｖ、及び、Ｗ相電圧指令補正値Ｃｗとキャリア信号（キャリア三角波）Ｘ１〜Ｘ４を示し、上から二段目は各スイッチング素子１８Ａ〜１８ＦのＯＮ／ＯＦＦ状態、下から二段目はモータ８に印加されるＵ相電圧Ｖｕ、Ｖ相電圧Ｖｖ、Ｗ相電圧Ｖｗ、最下段はモータ８の中性点電位Ｖｃをそれぞれ示している。

また、図３の下側にはモータ８に流れるＵ相電流ｉｕ、Ｖ相電流ｉｖ、及び、Ｗ相電流ｉｗの向きを示している。各相電流の向きは、モータ８に流入する方向を＞０、モータ８から流出する方向を＜０で示している。図３の例は、Ｕ相電流ｉｕ、及び、Ｗ相電流ｉｗがモータ８に流入する向き、Ｖ相電流ｉｖはモータ８から流出する向きの場合を示している。

尚、実施例ではデッドタイムを作るために本発明における単独のキャリア信号は二つの上りＸ１、Ｘ２と二つの下りＸ３、Ｘ４から成る。上りＸ２は上りＸ１より進み、下りＸ４は下りＸ３より進む位相である。そして、１キャリア周期の前半では、ＰＷＭ信号生成部３６がキャリア信号の上りＸ１と各電圧指令補正値Ｃｕ、Ｃｖ、Ｃｗを比較して、Ｕ相の下アームスイッチング素子１８Ｄ、Ｖ相の上アームスイッチング素子１８Ｂ、及び、Ｗ相の上アームスイッチング素子１８ＣをＯＮ／ＯＦＦするＰＷＭ信号を生成し、キャリア信号の上りＸ２と各電圧指令補正値Ｃｕ、Ｃｖ、Ｃｗを比較して、Ｕ相の上アームスイッチング素子１８Ａ、Ｖ相の下アームスイッチング素子１８Ｅ、及び、Ｗ相の下アームスイッチング素子１８ＦをＯＮ／ＯＦＦするＰＷＭ信号を生成する。

１キャリア周期の後半では、ＰＷＭ信号生成部３６がキャリア信号の下りＸ３と各電圧指令補正値Ｃｕ、Ｃｖ、Ｃｗを比較して、Ｕ相の上アームスイッチング素子１８Ａ、Ｖ相の下アームスイッチング素子１８Ｅ、及び、Ｗ相の下アームスイッチング素子１８ＦをＯＮ／ＯＦＦするＰＷＭ信号を生成し、キャリア信号の下りＸ４と各電圧指令補正値Ｃｕ、Ｃｖ、Ｃｗを比較して、Ｕ相の下アームスイッチング素子１８Ｄ、Ｖ相の上アームスイッチング素子１８Ｂ、及び、Ｗ相の上アームスイッチング素子１８ＣをＯＮ／ＯＦＦするＰＷＭ信号を生成する。

また、ＰＷＭ信号生成部３６は、実施例ではＵ相の下アームスイッチング素子１８ＤがＯＮし、Ｖ相の上アームスイッチング素子１８Ｂ、及び、Ｗ相の上アームスイッチング素子１８ＣがＯＮしている状態からスイッチングの規定区間を開始する。

実施例の如くＵ相電流ｉｕ、及び、Ｗ相電流ｉｗがモータ８に流入する向き、Ｖ相電流ｉｖはモータ８から流出する向きである場合、Ｕ相では上アームスイッチング素子１８Ａの動作でＵ相電圧Ｖｕが変化し、上アームスイッチング素子１８ＡがＯＮしている期間にＵ相電圧Ｖｕは「Ｈ」となり、Ｗ相でも上アームスイッチング素子１８Ｃの動作でＷ相電圧Ｖｗが変化し、上アームスイッチング素子１８ＣがＯＮしている期間にＷ相電圧Ｖｗは「Ｈ」となる。一方、Ｖ相では下アームスイッチング素子１８Ｅの動作でＶ相電圧Ｖｖが変化し、下アームスイッチング素子１８ＥがＯＦＦしている期間にＶ相電圧Ｖｖは「Ｈ」となる。そして、図３中の「Ｈ」の期間の幅の総和が各相電圧（Ｕ相電圧Ｖｕ、Ｖ相電圧Ｖｖ、Ｗ相電圧Ｖｗ）の大きさとなる。

この図から明らかな如く、ＰＷＭ信号生成部３６は、図３の連続する２キャリア周期内の最初の１キャリア周期内（図３の向かって左側）では、電圧指令値Ｖｕ’、Ｖｖ’、Ｖｗ’を補正して図の向かって左側に示すような電圧指令補正値Ｃｕ、Ｃｖ、Ｃｗとすることにより、Ｗ相の上アームスイッチング素子１８ＣがＯＮし、下アームスイッチング素子１８ＦがＯＦＦしている状態に固定し、更に、Ｕ相の上アームスイッチング素子１８ＡがＯＮ／ＯＦＦするタイミングと、Ｖ相の下アームスイッチング素子１８ＥがＯＮ／ＯＦＦするタイミングを同期させ、Ｕ相の下アームスイッチング素子１８ＤがＯＮ／ＯＦＦするタイミングと、Ｖ相の上アームスイッチング素子１８ＢがＯＮ／ＯＦＦするタイミングを同期させることにより、Ｕ相電圧Ｖｕが「Ｈ」となり、Ｖ相電圧Ｖｖが「Ｌ」となるタイミングと、Ｕ相電圧Ｖｕが「Ｌ」となり、Ｖ相電圧Ｖｖが「Ｈ」となるタイミングを同期させ、Ｕ相電圧Ｖｕの変化を、Ｖ相電圧Ｖｖの変化で打ち消す。

また、ＰＷＭ信号生成部３６は、図３の連続する２キャリア周期内の次の１キャリア周期内（図３の向かって右側）では、電圧指令値Ｖｕ’、Ｖｖ’、Ｖｗ’を補正して図の向かって右側に示すような電圧指令補正値Ｃｕ、Ｃｖ、Ｃｗとすることにより、Ｖ相の上アームスイッチング素子１８ＢがＯＮし、下アームスイッチング素子１８ＥがＯＦＦしている状態に固定し、更に、Ｕ相の上アームスイッチング素子１８ＡがＯＮするタイミングと、Ｗ相の上アームスイッチング素子１８ＣがＯＦＦするタイミングを同期させ、Ｕ相の上アームスイッチング素子１８ＡがＯＦＦするタイミングと、Ｗ相の上アームスイッチング素子１８ＣがＯＦＦするタイミングを同期させることにより、Ｕ相電圧Ｖｕが「Ｈ」となり、Ｗ相電圧Ｖｗが「Ｌ」となるタイミングと、Ｕ相電圧Ｖｕが「Ｌ」となり、Ｗ相電圧Ｖｗが「Ｈ」となるタイミングを同期させ、Ｕ相電圧Ｖｕの変化を、Ｗ相電圧Ｖｗの変化で打ち消す。

上記のようなＰＷＭ信号生成部３６の補正動作をより詳細に説明すると、以下の通りとなる。
通常の一般的なインバータ装置では、ＰＷＭ信号生成部は、相電圧指令演算部の三相変調電圧指令値を、１キャリア周期内で実現するように、ＰＷＭ信号を生成するが、本発明のインバータ装置１では、ＰＷＭ信号生成部３６が、連続する複数のキャリア周期内でモータ８の中性点電位Ｖｃの変動がゼロとなり、且つ、当該連続する複数のキャリア周期全体でのＵＶ線間電圧、ＶＷ線間電圧、ＷＵ線間電圧が変化しないように当該三相変調電圧指令値を補正して電圧指令補正値Ｃｕ、Ｃｖ、Ｃｗを演算し、ＰＷＭ信号を生成する。

即ち、図３に示すように連続する複数キャリア周期を２周期であるとすると、相電圧指令演算部３３の三相変調電圧指令値は２周期分の２つ存在する。ＰＷＭ信号生成部３６は、その２回の三相変調電圧指令値を足した値を、２キャリア周期分で再現する。或いは、１回目のキャリア周期で相電圧指令演算部３３から受けた値を、２倍した値を、２キャリア周期分で再現してもよい。

具体的には図３で説明すると、Ｗ相のスイッチング素子１８Ｃ、１８Ｆは１回目のキャリア周期ではスイッチングをしておらず、２回目のキャリア周期でのみスイッチングをする電圧指令補正値Ｃｗとなっている。この２回分の値を足すと、Ｗ相電圧指令補正値Ｃｗ＝Ｗ相電圧指令値Ｖｗ’＋共通加算値αになる。

Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相すべての相に共通で加算する数値となり、ＵＶ線間電圧、ＶＷ線間電圧、ＷＵ線間電圧でみれば、元の三相変調電圧指令値の通りの電圧に近い波形を印加できることが後述する図５から分かる。

この共通加算値αは、三相変調電圧指令値はＵ相、Ｖ相、Ｗ相毎に出力しているが、この指令は実際には線間電圧の指令値であり、ＵＶ線間電圧、ＶＷ線間電圧、ＷＵ線間電圧を指令通りにすればよい。
数式的に表現すると、１回目のＵ相電圧指令値をＶｕ’１、２回目のＵ相電圧指令値をＶｕ’２として、１回目のＵ相ＰＷＭ信号でモータ８に印加できる電圧をＰＵ１、２回目のＵ相ＰＷＭ信号でモータ８に印加できる電圧をＰＵ２とすると、
ＰＵ１＋ＰＵ２＋α＝Ｖｕ’１＋Ｖｕ’２ ・・・（ｉ）
となる。

同様に、Ｖ相、Ｗ相を考えると、
ＰＶ１＋ＰＶ２＋α＝Ｖｖ’１＋Ｖｖ’２ ・・・（ｉｉ）
ＰＷ１＋ＰＷ２＋α＝Ｖｗ’１＋Ｖｗ’２ ・・・（ｉｉｉ）
となる。
尚、Ｖｖ’１は１回目のＶ相電圧指令値、Ｖｖ’２は２回目のＶ相電圧指令値、ＰＶ１は１回目のＶ相ＰＷＭ信号でモータ８に印加できる電圧、ＰＶ２は２回目のＶ相ＰＷＭ信号でモータ８に印加できる電圧である。また、Ｖｗ’１は１回目のＷ相電圧指令値、Ｖｗ’２は２回目のＷ相電圧指令値、ＰＷ１は１回目のＷ相ＰＷＭ信号でモータ８に印加できる電圧、ＰＷ２は２回目のＷ相ＰＷＭ信号でモータ８に印加できる電圧である。

尚、前述した如く１回目のキャリア周期で相電圧指令演算部３３から受けた値を、２倍した値を、２キャリア周期分で再現する場合を考えると式は以下の通りとなる。
ＰＵ１＋ＰＵ２＋α＝２×Ｖｕ’１ ・・・（ｉｖ）
ＰＶ１＋ＰＶ２＋α＝２×Ｖｖ’１ ・・・（ｖ）
ＰＷ１＋ＰＷ２＋α＝２×Ｖｗ’１ ・・・（ｖｉ）

ちなみに、一般的な従来方式では上記式（ｉｖ）〜（ｖ）は以下の式となる（二相変調等の線間変調をしていない場合は共通加算値αは０となる）。
ＰＵ１＋α＝Ｖｕ’１ ・・・（ｖｉｉ）
ＰＶ１＋α＝Ｖｖ’１ ・・・（ｖｉｉｉ）
ＰＷ１＋α＝Ｖｗ’１ ・・・（ｉｘ）
また、前述した特許文献の方式でも上記式（ｖｉｉ）〜（ｉｘ）と同じ式で表現できる。

前記式（ｉ）〜（ｖｉ）で線間電圧を考えると、ＵＶ線間電圧は、
ＰＵ１＋ＰＵ２＋α―（ＰＶ１＋ＰＶ２＋α）＝Ｖｕ’１＋Ｖｕ’２―（Ｖｖ’１＋Ｖｖ’２） ・・・（ｘ）
そして、この式（ｘ）は下記式（ｘｉ）となる。
ＰＵ１―ＰＶ１＋ＰＵ２―ＰＶ２＝Ｖｕ’１―Ｖｖ’１＋Ｖｕ’２―Ｖｖ’２ ・・・（ｘｉ）

そして、前記式（ｖｉｉ）〜（ｉｘ）の従来方式でも、２キャリア周期分を考慮すると同じ値になる。Ｕ相、Ｖ相の２キャリア周期分は以下の通り。
ＰＵ１＋α＋ＰＵ２＋α＝Ｖｕ’１＋Ｖｕ’２ ・・・（ｘｉｉ）
ＰＶ１＋α＋ＰＶ２＋α＝Ｖｖ’１＋Ｖｖ’２ ・・・（ｘｉｉｉ）
これら式（ｘｉｉ）、（ｘｉｉｉ）を式（ｘ）の場合と同様に加算すると、以下のように同じ結果が得られる。
ＰＵ１＋α＋ＰＵ２＋α―（ＰＶ１＋α＋ＰＶ２＋α）＝Ｖｕ’１＋Ｖｕ’２―（Ｖｖ’１＋Ｖｖ’２） ・・・（ｘｉｖ）
そして、この式（ｘｉｖ）は下記式（ｘｖ）となり、式（ｘｉ）と同じとなる。
ＰＵ１―ＰＶ１＋ＰＵ２―ＰＶ２＝Ｖｕ’１―Ｖｖ’１＋Ｖｕ’２―Ｖｖ’２ ・・・（ｘｖ）

以上の如く、本発明によっても２キャリア周期分を考慮した場合、ＰＷＭ信号生成部３６は、相電圧指令演算部３３の出力通りに電圧（電圧指令補正値Ｃｕ、Ｃｖ、Ｃｗ）を出力していることが分かる。

以上により、各相電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの平均である中性点電位Ｖｃは、図３や図２に示すように常に一定となり、変化しなくなるので、コモンモードノイズを効果的に解消、若しくは、抑制することができるようになる。また、実施例ではＰＷＭ信号生成部３６が、図３の最初のキャリア周期ではＷ相の上アームスイッチング素子１８ＣをＯＮ、下アームスイッチング素子１８ＦをＯＦＦ状態に固定させると共に、Ｕ相の下アームスイッチング素子１８ＤがＯＮし、Ｖ相の上アームスイッチング素子１８ＢがＯＮしている状態からスイッチングの規定区間を開始するようにしているので、Ｕ相電圧Ｖｕの変化をＶ相電圧Ｖｖの変化で円滑に打ち消すことができるようになる。

また、図３の次のキャリア周期ではＶ相の上アームスイッチング素子１８ＢをＯＮ、下アームスイッチング素子１８ＥをＯＦＦ状態に固定させると共に、Ｕ相の下アームスイッチング素子１８ＤがＯＮし、Ｗ相の上アームスイッチング素子１８ＣがＯＮしている状態からスイッチングの規定区間を開始するようにしており、ここでもＵ相電圧Ｖｕの変化をＷ相電圧Ｖｗの変化で円滑に打ち消すことができるようになる。

更に、実施例の如く連続する２回のキャリア周期内で、最初のキャリア周期（図３の向かって左側）ではＷ相の上下アームスイッチング素子１８Ｃ、１８ＦのＯＮ／ＯＦＦ状態を固定し、次のキャリア周期（図３の向かって右側）ではＶ相の上下アームスイッチング素子１８Ｂ、１８ＥのＯＮ／ＯＦＦ状態を固定している。このように、連続する２回のキャリア周期内で、上下アームスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ状態を固定する相を変更しているので、図３の２回のキャリア周期内では全ての相の上下アームスイッチング素子をスイッチングすることができるようになる。

ここで、図５は上述した実施例のようにＰＷＭ信号生成部３６が電圧指令値Ｖｕ’、Ｖｖ’、Ｖｗ’を電圧指令補正値Ｃｕ、Ｃｖ、Ｃｗに補正した場合のＵＶ線間電圧、ＷＵ線間電圧、ＶＷ線間電圧の積算値をそれぞれ示し、図８は電圧指令値Ｖｕ’、Ｖｖ’、Ｖｗ’でＰＷＭ信号を生成した場合のそれぞれを示している。図８に比して図５の場合には、歪みが出やすくなるものの、各線間電圧の積算値は許容可能な正弦波となっていることが分かる。

（３−２）ＰＷＭ信号生成部３６の動作（その２）
次に、図４を用いてＰＷＭ信号生成部３６のもう一つの補正動作について説明する。図４でも最上段はＵ相電圧指令補正値Ｃｕ、Ｖ相電圧指令補正値Ｃｖ、及び、Ｗ相電圧指令補正値Ｃｗとキャリア信号Ｘ１〜Ｘ４を示し、上から二段目は各スイッチング素子１８Ａ〜１８ＦのＯＮ／ＯＦＦ状態、下から二段目はモータ８に印加されるＵ相電圧Ｖｕ、Ｖ相電圧Ｖｖ、Ｗ相電圧Ｖｗ、最下段はモータ８の中性点電位Ｖｃをそれぞれ示している。

また、同様に下側にモータ８に流れるＵ相電流ｉｕ、Ｖ相電流ｉｖ、及び、Ｗ相電流ｉｗの向きを示しているが、図４の場合には、Ｕ相電流ｉｕ、及び、Ｖ相電流ｉｖがモータ８から流出する向き、Ｗ相電流ｉｗがモータ８に流入する向きの場合である。

尚、相電圧指令演算部３３の動作については前述と同様である。また、同様にＰＷＭ信号生成部３６は、実施例ではＵ相の下アームスイッチング素子１８ＤがＯＮし、Ｖ相の上アームスイッチング素子１８Ｂ、及び、Ｗ相の上アームスイッチング素子１８ＣがＯＮしている状態からスイッチングの規定区間を開始するものとする。

前述した如く相電流がモータ８に流入する向きでは上アームスイッチング素子の動作でモータ８に印加される相電圧が変化し、上アームスイッチング素子がＯＮしている期間に相電圧は「Ｈ」となり、相電流がモータ８から流出する向きでは、下アームスイッチング素子の動作で相電圧が変化し、下アームスイッチング素子がＯＦＦしている期間に相電圧は「Ｈ」となる。

そのため、Ｕ相電流ｉｕ、及び、Ｖ相電流ｉｖがモータ８から流出する向き、Ｗ相電流ｉｗがモータ８に流入する向きのときに、図３と同様の電圧指令補正値Ｃｕ、Ｃｖ、Ｃｗを生成し、Ｕ相の上アームスイッチング素子１８ＡとＶ相の下アームスイッチング素子１８Ｅのスイッチングタイミングが同期するようにスイッチングすると、例えば２回のキャリア周期の最初のキャリア周期では、Ｕ相電流ｉｕがモータ８から流出する向きであるため、Ｕ相の下アームスイッチング素子１８ＤがＯＦＦし、上アームスイッチング素子１８ＡがＯＮする前のデッドタイムに、上アームスイッチング素子１８Ａに接続されているフライホイールダイオード３１に電流が流れ、図３中に破線Ｚ２で示すようにＶ相電圧Ｖｖが「Ｌ」になるより早いタイミングでＵ相電圧Ｖｕが「Ｈ」となってしまい、図３中に破線Ｚ３で示すように中性点電位Ｖｃが変動してしまうことになる。

そこで、図４のような電流の向きの場合、ＰＷＭ信号生成部３６は図４のようなタイミングで各スイッチング素子１８Ａ〜１８Ｆがスイッチングされるように、電圧指令値Ｖｕ’、Ｖｖ’、Ｖｗ’に図３の場合とは異なる補正を加え、電圧指令補正値Ｃｕ、Ｃｖ、Ｃｗを微調整する。即ち、図４の場合はＵ相電流ｉｕとＶ相電流ｉｖがモータ８から流出する向き、Ｗ相電流ｉｗがモータ８に流入する向きであるので、Ｕ相では下アームスイッチング素子１８Ｄの動作でＵ相電圧Ｖｕが変化し、下アームスイッチング素子１８ＤがＯＦＦしている期間にＵ相電圧Ｖｕは「Ｈ」となり、Ｖ相でも下アームスイッチング素子１８Ｅの動作でＶ相電圧Ｖｖが変化し、下アームスイッチング素子１８ＥがＯＦＦしている期間にＶ相電圧Ｖｖは「Ｈ」となる。一方、Ｗ相では上アームスイッチング素子１８Ｃの動作でＷ相電圧Ｖｗが変化し、上アームスイッチング素子１８ＣがＯＮしている期間にＷ相電圧Ｖｗは「Ｈ」となる。そして、図４中の「Ｈ」の期間の幅の総和が各相電圧（Ｕ相電圧Ｖｕ、Ｖ相電圧Ｖｖ、Ｗ相電圧Ｖｗ）の大きさとなる。

即ち、図４の場合、ＰＷＭ信号生成部３６は図３と同様の連続する２キャリア周期内の最初の１キャリア周期内（図４の向かって左側）では、電圧指令値Ｖｕ’、Ｖｖ’、Ｖｗ’に図３とは異なる補正を加えることで、図４の向かって左側に示すような電圧指令補正値Ｃｕ、Ｃｖ、Ｃｗとすることにより、Ｗ相の上アームスイッチング素子１８ＣがＯＮし、下アームスイッチング素子１８ＦがＯＦＦしている状態に固定し、更に、Ｕ相の下アームスイッチング素子１８ＤがＯＦＦするタイミングと、Ｖ相の下アームスイッチング素子１８ＥがＯＮするタイミングを同期させ、Ｕ相の下アームスイッチング素子１８ＤがＯＮするタイミングと、Ｖ相の下アームスイッチング素子１８ＥがＯＦＦするタイミングを同期させることにより、Ｕ相電圧Ｖｕが「Ｈ」となり、Ｖ相電圧Ｖｖが「Ｌ」となるタイミングと、Ｕ相電圧Ｖｕが「Ｌ」となり、Ｖ相電圧Ｖｖが「Ｈ」となるタイミングを同期させ、Ｕ相電圧Ｖｕの変化を、Ｖ相電圧Ｖｖの変化で打ち消す。

また、ＰＷＭ信号生成部３６は、図４の連続する２キャリア周期内の次の１キャリア周期内（図４の向かって右側）では、電圧指令値Ｖｕ’、Ｖｖ’、Ｖｗ’に図３とは異なる補正を加えることで、図４の向かって右側に示すような電圧指令補正値Ｃｕ、Ｃｖ、Ｃｗとすることにより、Ｖ相の上アームスイッチング素子１８ＢがＯＮし、下アームスイッチング素子１８ＥがＯＦＦしている状態に固定し、更に、Ｕ相の下アームスイッチング素子１８ＤがＯＦＦするタイミングと、Ｗ相の上アームスイッチング素子１８ＣがＯＦＦするタイミングを同期させ、Ｕ相の下アームスイッチング素子１８ＡがＯＮするタイミングと、Ｗ相の上アームスイッチング素子１８ＣがＯＮするタイミングを同期させることにより、Ｕ相電圧Ｖｕが「Ｈ」となり、Ｗ相電圧Ｖｗが「Ｌ」となるタイミングと、Ｕ相電圧Ｖｕが「Ｌ」となり、Ｗ相電圧Ｖｗが「Ｈ」となるタイミングを同期させ、Ｕ相電圧Ｖｕの変化を、Ｗ相電圧Ｖｗの変化で打ち消す。

以上により、この場合の電流の向き（ｉｕ＜０、ｉｖ＜０、ｉｗ＞０）でも、各相電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの平均である中性点電位Ｖｃは常に一定となり、変化しなくなる。即ち、デッドタイムの影響を考慮し、モータ８に流れる電流の向きに関わらず、支障無く中世点電位Ｖｃの変動を解消、若しくは、抑制することが可能となるので、コモンモードノイズを効果的に解消、若しくは、抑制することができるようになる。

（３−３）ＰＷＭ信号生成部３６の動作（その３）
ここで、上記（３−１）、（３−２）の例では連続する２回のキャリア周期内で上下アームスイッチング素子１８Ａ〜１８ＦのＯＮ／ＯＦＦ状態を固定する相を変更するようにしたが、それに限らず、図６に示すように連続する３回のキャリア周期内で実行するようにしてもよい。

この場合もモータ８に流れるＵ相電流ｉｕ、Ｖ相電流ｉｖ、及び、Ｗ相電流ｉｗの向きは、図３の場合と同じであり、Ｕ相電流ｉｕとＷ相電流ｉｗがモータ８に流入する方向、Ｖ相電流ｉｖがモータ８から流出する方向である。また、ＰＷＭ信号生成部３６は図６の向かって左側の１キャリア周期で、図３の向かって左側の１キャリア周期と同じ制御を行い、図６の中央の１キャリア周期と向かって右側の１キャリア周期では、図３の向かって右側の１キャリア周期と同じ制御をそれぞれ行っている。

この実施例のように、連続する３回のキャリア周期内の各１キャリア周期内で何れか一相の上下アームスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ状態を固定し、他の二相のうちの一方の相電圧の変化を、他方の相電圧の変化で打ち消すようにして、中性点電位Ｖｃを一定にしてもよい。また、この場合にも連続する３回のキャリア周期内の最初の１キャリア周期ではＷ相を固定し、２回目と三回目の各キャリア周期ではＶ相を固定するようにしているので、図６の３回のキャリア周期内では全ての相の上下アームスイッチング素子をスイッチングすることができるようになり、線間電圧を許容可能な正弦波とすることが可能となる。

尚、上記各実施例では連続する２回のキャリア周期内や、連続する３回のキャリア周期内で上下アームスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ状態を固定する相を変更するようにしたが、許容可能であれば更に多くの連続するキャリア周期内で行うようにしてもよい。但し、キャリア周期の回数を積み重ねていくと、やがては二相変調になってしまうため、実際には実施例の如く、２周期、又は、３周期が好適である。

また、各実施例ではＵ相の下アームスイッチング素子１８ＤがＯＮし、Ｖ相の上アームスイッチング素子１８ＢとＷ相の上アームスイッチング素子１８ＣがＯＮしている状態からスイッチングの規定区間を開始するようにしたが、それに限らず、何れか二相の下アームスイッチング素子（例えばＶ相の下アームスイッチング素子１８ＥとＷ相の下アームスイッチング素子１８Ｆ）がＯＮし、他の一相の上アームスイッチング素子（例えばＵ相の上アームスイッチング素子１８Ａ）がＯＮしている状態からスイッチングの規定区間を開始するようにしても、他の一相の相電圧（例えばＵ相電圧Ｖｕ）の変化を何れか二相のうちの一相の相電圧（例えばＶ相電圧Ｖｖ）の変化で円滑に打ち消すことが可能となる。

更に、実施例では電動コンプレッサのモータを駆動制御するインバータ装置に本発明を適用したが、それに限らず、各種機器のモータの駆動制御に本発明は有効である。

１ インバータ装置
８ モータ
１０ 上アーム電源ライン
１５ 下アーム電源ライン
１８Ａ〜１８Ｆ 上下アームスイッチング素子
１９Ｕ Ｕ相ハーフブリッジ回路
１９Ｖ Ｖ相ハーフブリッジ回路
１９Ｗ Ｗ相ハーフブリッジ回路
２１ 制御装置
２６Ａ、２６Ｂ 電流センサ
２８ インバータ回路
３３ 相電圧指令演算部
３６ ＰＷＭ信号生成部
３７ ゲートドライバ

Claims (8)

1. 上アーム電源ライン及び下アーム電源ライン間に、各相毎に上アームスイッチング素子と下アームスイッチング素子を直列接続し、これら各相の上下アームスイッチング素子の接続点の電圧を三相交流出力としてモータに印加するインバータ回路と、
   該インバータ回路の前記各相の上下アームスイッチング素子のスイッチングを制御する制御装置を備えたインバータ装置において、
   前記制御装置は、
   前記モータの各相に印加する電圧を生成するための三相変調電圧指令値を演算し、出力する相電圧指令演算部と、
   前記三相変調電圧指令値と単独のキャリア信号に基づき、前記インバータ回路をＰＷＭ制御するＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部を有し、
   該ＰＷＭ信号生成部は、前記相電圧指令演算部が出力した前記三相変調電圧指令値を補正することにより、前記モータに印加される相電圧の変化を、他の相電圧の変化で打ち消すことを特徴とするインバータ装置。
2. 前記ＰＷＭ信号生成部は、前記モータに流れる電流の向きに応じて、前記相電圧指令演算部が出力した前記三相変調電圧指令値に異なる補正を加えることにより、前記モータに印加される相電圧の変化を、他の相電圧の変化で打ち消すことを特徴とする請求項１に記載のインバータ装置。
3. 前記ＰＷＭ信号生成部は、前記インバータ回路の所定の一相の前記上下アームスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ状態を固定させると共に、
   他の二相のうちの一方の相の前記下アームスイッチング素子がＯＮし、他方の相の前記上アームスイッチング素子がＯＮしている状態からスイッチングの規定区間を開始することを特徴とする請求項１又は請求項２に記載のインバータ装置。
4. 前記ＰＷＭ信号生成部は、何れか一相の前記下アームスイッチング素子がＯＮし、他の二相の前記上アームスイッチング素子がＯＮしている状態からスイッチングの規定区間を開始すると共に、
   前記他の二相のうちの一方の相の前記上アームスイッチング素子をＯＮ状態に固定することを特徴とする請求項３に記載のインバータ装置。
5. 前記ＰＷＭ信号生成部は、何れか二相の前記下アームスイッチング素子がＯＮし、他の一相の前記上アームスイッチング素子がＯＮしている状態からスイッチングの規定区間を開始すると共に、
   前記他の二相のうちの一方の相の前記下アームスイッチング素子をＯＮ状態に固定することを特徴とする請求項３に記載のインバータ装置。
6. 前記ＰＷＭ信号生成部は、１キャリア周期内で、前記所定の一相の上下アームスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ状態を固定し、前記他の二相の上下アームスイッチング素子をスイッチングすると共に、
   連続する複数のキャリア周期内で、前記上下アームスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ状態を固定する相を変更することを特徴とする請求項３乃至請求項５のうちの何れかに記載のインバータ装置。
7. 前記ＰＷＭ信号生成部は、連続する複数のキャリア周期内で前記モータの中性点電位の変動がゼロとなり、且つ、当該連続する複数のキャリア周期全体での線間電圧が変化しないように当該三相変調電圧指令値を補正することを特徴とする請求項１乃至請求項６のうちの何れかに記載のインバータ装置。
8. 前記連続するキャリア周期は２周期、又は、３周期であることを特徴とする請求項７に記載のインバータ装置。

Images