JP7242523B2 - インバータ制御装置、電動車両システム - Google Patents

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Description

本発明は、インバータ制御装置およびそれを用いた電動車両システムに関する。
電気自動車（ＥＶ）やハイブリッド自動車（ＨＥＶ）等の電動車両に用いられる駆動用回転電機（モータ）には、大出力および高トルク応答が求められる。そのため、強力なエネルギーを保持する希土類の焼結磁石を用いた永久磁石式回転電機（ＰＭモータ）を三相インバータで駆動する方式が一般に用いられている。三相インバータは、直流電源で生成された直流電圧を、ＰＷＭ（パルス幅変調）制御によって任意の電圧・周波数の線間電圧（交流電圧）に変換することで、モータの可変速駆動を実現している。
電動車両に搭載される三相インバータは、一般に三相インバータから出力される三相電流を検出し、ドライバの踏力に基づいて決定されるトルク指令に基づく電流指令と合致するように三相電流を制御する。三相電流は、インバータの主回路上に存在する電流検出素子と、電流検出素子で検出したアナログ信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器とを用いて検出される。電流検出素子には一般的な電気回路と同様、信号線に乗るノイズの除去を目的としたフィルタが備えられている。このノイズ除去フィルタはノイズを除去できる一方で、ノイズ除去フィルタを介した三相電流は遅れ要素を持つため、検出電流とインバータに流れる実電流との間に乖離が発生する。
さらに、近年は車載向けの低圧大電流モータのように、インダクタンスの値が小さく、電気時定数の小さなモータが増えている。こうしたモータでは、従来のモータと比べて、検出電流と実電流との乖離が増加する。
従来のインバータでは、上記のように検出電流と実電流との乖離が発生することで、トルク指令と実際の出力トルクが一致せず、そのためドライバが要求する加速性能を出せないという問題があった。また、インバータやモータを保護するためのフェールセーフ機能の精度が劣化し、最悪の場合にはインバータやモータが破壊する恐れがあった。
このような検出電流とインバータに流れる実電流との乖離を生じさせないために、例えば特許文献１の技術が知られている。特許文献１には、時定数の小さいフィルタを介して電流の傾きを検出し、その検出結果に基づいて時定数の異なる複数のフィルタを切り替える技術が記載されている。
特許第６０５０８４１号
特許文献１の技術では、時定数の異なるフィルタを複数設ける必要があるため、基板の実装面積が限られる場合は採用が難しい。また、時定数の小さいフィルタではノイズを十分に除去できないため、検出した電流の傾きが真値からずれてしまい、その結果、フィルタの切り替えを適切に行うことができず、検出電流と実電流との乖離が悪化する可能性がある。特に、前述のようなインダクタンスが小さいモータでは電流リプルが増大するため、検出電流と実電流との乖離が悪化する可能性が高くなる。
本発明によるインバータ制御装置は、インバータから出力または前記インバータに入力される交流電流を検出する電流検出部による前記交流電流の検出結果に基づく電流検出値と、所定の電流指令値とに基づいて前記インバータを制御するものであって、前記電流検出部が有するフィルタ要素の遅れ時間によって発生する前記交流電流の検出誤差を補正するように、前記電流検出値または前記電流指令値のいずれかを補正する補正部を備える。
本発明による電動車両システムは、上記のインバータ制御装置と、前記インバータ制御装置により制御される前記インバータと、前記インバータにより駆動される三相同期電動機と、を備え、前記三相同期電動機の回転駆動力を用いて走行する。
本発明によれば、インバータの出力電流の検出結果と実電流との乖離を抑制することができる。
本発明の第１の実施形態に係るインバータ制御装置を有するモータ駆動装置の構成を示すブロック図。 本発明の第１の実施形態に係るインバータ制御装置の機能ブロック図。 変調率に応じた電流指令値と実電流との乖離を説明する図。 三角波信号と実電流および電流検出値との関係を示す図。 変調率によって変化するキャリア高調波電圧リプルを示す図。 本発明の第１の実施形態に係る電流検出値補正部の機能ブロック図。 変調率を変更した時の電流指令値と電流検出値の関係の一例を示す図。 モータ回転数を一定としたときにモータトルクを正負反転させたときの、力行時および回生時の実電流と電流検出値の一例を示す図。 電流リプルの検出位置による真値と検出値の間の乖離方向の変化を説明する図。 変調率と電源電圧をそれぞれ変更した時の電流指令値と電流検出値の関係の一例を示す図。 変調率を変更した時の電流指令値と電流検出値の関係の一例を示す図。 変調率とスイッチング周波数をそれぞれ変更した時の電流指令値と電流検出値の関係の一例を示す図。 フィルタ遅れ時定数を変更した時の電流指令値と電流検出値の関係の一例を示す図。 本発明の第２の実施形態に係るインバータ制御装置の機能ブロック図。 本発明の第２の実施形態に係る電流指令値補正部の機能ブロック図。 本発明の第３の実施形態に係る電流検出値補正部の機能ブロック図。 本発明の第４の実施形態に係る電流検出値補正部の機能ブロック図。 本発明の第５の実施形態に係る電動車両システムの構成図。
（第１の実施形態）
以下、本発明の第１の実施形態について図面を用いて説明する。
図１は、本発明の第１の実施形態に係るインバータ制御装置を有するモータ駆動装置６の構成を示すブロック図である。モータ駆動装置６は、インバータ制御装置１、モータ２、インバータ３、高圧バッテリ５および電流検出部７を有している。
インバータ制御装置１は、車両から要求される目標トルクに応じたトルク指令Ｔ＊に基づいてインバータ３にゲート信号を出力し、インバータ３を制御する。なお、インバータ制御装置１の詳細について後述する。
インバータ３は、モータ２と高圧バッテリ５に接続されており、インバータ回路３１、パルス幅変調信号出力部３２および平滑キャパシタ３３を有している。
インバータ回路３１は、上アームスイッチング素子Ｓｕｐ、ＳｖｐおよびＳｗｐと、下アームスイッチング素子Ｓｕｎ、Ｓｖｎ、Ｓｗｎとを有する。モータ２が力行状態である場合は、高圧バッテリ５から供給される直流電力をこれらのスイッチング素子を用いて交流電力に変換し、モータ２に出力する。また、モータ２が回生状態である場合は、モータ２が発電した交流電力を直流電力に変換し、高圧バッテリ５に出力する。これにより、インバータ３において直流電力と交流電力を相互に変換することが可能になっている。
パルス幅変調信号出力部３２は、インバータ制御装置１からのゲート信号に基づいて、インバータ回路３１の各スイッチング素子にパルス幅変調信号（ＰＷＭ信号）を出力する。パルス幅変調信号出力部３２から入力されたＰＷＭ信号に応じて、各スイッチング素子が所定のタイミングでそれぞれスイッチング動作を行うことで、インバータ回路３１において直流電力と交流電力の相互変換が行われる。
平滑キャパシタ３３は、高圧バッテリ５からインバータ回路３１に供給される直流電力、またはインバータ回路３１から高圧バッテリ５に出力される直流電力を平滑化する。
高圧バッテリ５は、モータ駆動装置６の直流電圧源である。直流電圧である高圧バッテリ５の電源電圧Ｅは、インバータ３によって可変電圧、可変周波数のパルス状の三相交流電圧に変換され、線間電圧としてモータ２に印加される。なお、高圧バッテリ５の直流電圧Ｅは、高圧バッテリ５の充電状態に応じて大きく変動する。
モータ２は、インバータ３からの線間電圧の供給により回転駆動される同期モータである。モータ２には、インバータ制御装置１により三相交流電圧の位相をモータ２の誘起電圧の位相に合わせて制御するために、回転位置センサ２１が取り付けられている。回転位置検出器２２は、回転位置センサ２１の出力信号に基づいて、モータ２におけるロータの回転位置θを演算する。ここで、回転位置センサ２１には、例えば鉄心と巻線とから構成されるレゾルバなどを用いることができる。あるいは、ＧＭＲセンサ等の磁気抵抗素子やホール素子などを用いて回転位置センサ２１を構成してもよい。また、モータ駆動装置６に回転位置検出器２２を設けず、モータ２の三相電流や三相電圧に基づいて回転位置θを推定してもよい。
電流検出部７は、モータ２を通電する三相交流電流として、Ｕ相交流電流ＩｕとＶ相交流電流ＩｖとＷ相交流電流Ｉｗを検出する。電流検出部７は、電流検出要素７１、フィルタ７２、アナログ／デジタル（ＡＤ）変換器７３を有している。
電流検出要素７１は、ホール素子等により構成されており、三相交流電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗをそれぞれ検出し、これらの電流値に応じた電圧を出力する。なお、図１では三相交流電流の各相に対応して３つの電流検出要素７１を電流検出部７が具備する例を示しているが、電流検出要素７１を２つとし、残る１相の電流値を三相電流の和が零であることから算出してもよい。また、インバータ３に流入するパルス状の直流母線電流を、平滑キャパシタ３３とインバータ３の間に挿入されたシャント抵抗Ｒｓｈの両端の電圧（直流電流検出値Ｉｄｃ）として検出し、その検出結果から三相交流電流を求めてもよい。例えば、インバータ３の各スイッチング素子の状態に応じて、適切なタイミングで直流電流検出値Ｉｄｃを取得することで、直流電流検出値Ｉｄｃから三相交流電流を再現することができる。これ以外にも、任意の手法で三相交流電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを検出することが可能である。
フィルタ７２は、電流検出要素７１の出力である電圧信号からノイズを除去するためのものであり、抵抗やコンデンサを用いて構成される。フィルタ７２の時定数τは、フィルタ７２の抵抗成分Ｒｆと容量成分Ｃｆにより、以下の式（１）で導出される。
τ＝Ｒｆ×Ｃｆ ・・・（１）
アナログ／デジタル（ＡＤ）変換器７３は、電流検出要素７１からフィルタ７２を介して入力される電圧信号をアナログデータとして取得し、所定のサンプリングレートでデジタルデータに変換する。こうして得られたデジタルデータは、アナログ／デジタル（ＡＤ）変換器７３からインバータ制御装置１に出力される。これにより、インバータ制御装置１において、三相交流電流の検出値をデジタルデータとして取得することができる。
次に、図２を用いてインバータ制御装置１の詳細について説明する。図２は、本発明の第１の実施形態に係るインバータ制御装置１の機能ブロック図である。本実施形態のインバータ制御装置１は、電流指令生成部１１、三相／ｄｑ電流変換部１２、電流制御部１３、ｄｑ／三相電圧変換部１４、ゲート信号生成部１５、速度算出部１６、スイッチング周波数生成部１７、三角波生成部１８、変調率演算部１９、電流検出値補正部２０の各機能ブロックを有しており、電源電圧Ｅとトルク指令Ｔ＊に対応したｄ軸電流指令Ｉｄ＊およびｑ軸電流指令Ｉｑ＊に応じて、インバータ３のインバータ回路３１を駆動させる。インバータ制御装置１は、例えばマイクロコンピュータにより構成され、マイクロコンピュータにおいて所定のプログラムを実行することにより、これらの機能ブロックを実現することができる。あるいは、これらの機能ブロックの一部または全部をロジックＩＣやＦＰＧＡ等のハードウェア回路を用いて実現してもよい。
電流指令生成部１１は、トルク指令Ｔ＊と電源電圧Ｅに基づき、モータトルクの関係式あるいはマップを用いて、ｄ軸電流指令Ｉｄ＊とｑ軸電流指令Ｉｑ＊を決定する。
三相／ｄｑ電流変換部１２は、電流検出部７から出力されるＵ相交流電流Ｉｕ、Ｖ相交流電流Ｉｖ、Ｗ相交流電流Ｉｗの各デジタルデータと、回転位置検出器２２から出力される回転位置θとに基づいて、三相交流電流の検出値をｄｑ変換したｄ軸電流検出値Ｉｄ１およびｑ軸電流検出値Ｉｑ１を演算する。なお、三相／ｄｑ電流変換部１２により演算されるｄ軸電流検出値Ｉｄ１とｑ軸電流検出値Ｉｑ１を、以下では「第１のｄ軸電流検出値Ｉｄ１」、「第１のｑ軸電流検出値Ｉｑ１」とそれぞれ称する。
電流検出値補正部２０は、電流検出部７が有するフィルタ７２の遅れ時間によって発生するＵ相交流電流Ｉｕ、Ｖ相交流電流ＩｖおよびＷ相交流電流Ｉｗの検出誤差を補正するように、三相／ｄｑ電流変換部１２により演算された第１のｄ軸電流検出値Ｉｄ１と第１のｑ軸電流検出値Ｉｑ１をそれぞれ補正する。そして、これらの補正結果に応じたｄ軸電流検出値Ｉｄ２およびｑ軸電流検出値Ｉｑ２を出力する。なお、電流検出値補正部２０の詳細については後述する。電流検出値補正部２０により第１のｄ軸電流検出値Ｉｄ１と第１のｑ軸電流検出値Ｉｑ１がそれぞれ補正されることで演算されるｄ軸電流検出値Ｉｄ２およびｑ軸電流検出値Ｉｑ２を、以下では「第２のｄ軸電流検出値Ｉｄ２」、「第２のｑ軸電流検出値Ｉｑ２」とそれぞれ称する。
電流制御部１３は、電流指令生成部１１により演算されたｄ軸電流指令Ｉｄ＊およびｑ軸電流指令Ｉｑ＊と、電流検出値補正部２０により演算された第２のｄ軸電流検出値Ｉｄ２および第２のｑ軸電流検出値Ｉｑ２とがそれぞれ一致するように、ｄ軸電圧指令Ｖｄ＊およびｑ軸電圧指令Ｖｑ＊を演算する。
ｄｑ／三相電圧変換部１４は、電流制御部１３から出力されるｄ軸電圧指令Ｖｄ＊およびｑ軸電圧指令Ｖｑ＊と、回転位置検出器２２から出力される回転位置θとに基づいて、ｄ軸電圧指令Ｖｄ＊とｑ軸電圧指令Ｖｑ＊をＵＶＷ変換した三相電圧指令値であるＵ相電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖ相電圧指令値Ｖｖ＊、Ｗ相電圧指令値Ｖｗ＊を演算する。
ゲート信号生成部１５は、ｄｑ／三相電圧変換部１４から出力される三相電圧指令値、すなわちＵ相電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖ相電圧指令値Ｖｖ＊およびＷ相電圧指令値Ｖｗ＊と、三角波生成部１８から出力される三角波信号Ｔｒとの比較結果に基づき、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各相に対してパルス状の電圧を生成する。そして、生成したパルス状の電圧に基づき、インバータ３の各相のスイッチング素子に対するゲート信号を生成する。このとき、各相の上アームのゲート信号Ｇｕｐ、Ｇｖｐ、Ｇｗｐをそれぞれ論理反転させ、下アームのゲート信号Ｇｕｎ、Ｇｖｎ、Ｇｗｎを生成する。ゲート信号生成部１５が生成したゲート信号は、インバータ制御装置１からインバータ３のパルス幅変調信号出力部３２に出力され、パルス幅変調信号出力部３２によってＰＷＭ信号に変換される。これにより、インバータ回路３１の各スイッチング素子がオン／オフ制御され、インバータ３の出力電圧が調整される。
速度算出部１６は、回転位置θの時間変化から、モータ２の回転速度（回転数）に応じた電気角周波数ωｒを演算する。
スイッチング周波数生成部１７は、トルク指令Ｔ＊と電気角周波数ωｒに基づいて、スイッチング周波数ｆｃを出力する。なお、予め決められた一定のスイッチング周波数ｆｃを出力してもよい。
三角波生成部１８は、スイッチング周波数ｆｃに基づき三角波信号Ｔｒを出力する。
変調率演算部１９は、電流指令生成部１１により演算されたｄ軸電流指令Ｉｄ＊およびｑ軸電流指令Ｉｑ＊と、電源電圧Ｅとに基づいて、インバータ３の変調率ｍｏｄを演算する。変調率ｍｏｄを演算するために、変調率演算部１９は、まず以下の式（２）に基づき、ｄ軸電圧Ｖｄおよびｑ軸電圧Ｖｑを演算する。なお、式（２）はモータ２の電圧方程式である。
Ｖｄ＝Ｒ×Ｉｄ－ωｒ×Ｌｑ×Ｉｑ
Ｖｑ＝Ｒ×Ｉｑ＋ωｒ×Ｌｄ×Ｉｄ＋ωｒ×Ｋｅ ・・・（２）
式（２）において、Ｉｄ，Ｉｑはｄ軸電流とｑ軸電流をそれぞれ表している。本実施形態では、Ｉｄ＝Ｉｄ＊、Ｉｑ＝Ｉｑ＊として式（２）を計算する。また、ωｒはモータ２の電気角周波数を表し、これは前述のように速度算出部１６により演算される。さらに、Ｌｄ，Ｌｑはｄ軸インダクタンスとｑ軸インダクタンスをそれぞれ表し、Ｋｅは誘起電圧定数を、Ｒは巻線抵抗をそれぞれ表している。これらの値は、モータ２の構造に応じて予め決定される。
なお、誘起電圧定数Ｋｅには温度依存性があるため、以下の式（３）に基づき、温度依存性を考慮して式（２）の誘起電圧定数Ｋｅを補正してもよい。式（３）は、モータ２が有するロータの温度と誘起電圧との関係を表している。式（３）より、ロータの温度が通常温度Ｔ＿ｎｏｍｉから変動すると、ロータが有する磁石の温度が変化するため、それに伴って誘起電圧が線形に変動することが分かる。
Ｋｅ＝Ｋｅ＿ｎｏｍｉ＋（Ｔ－Ｔｎｏｍｉ）×Ｋ ・・・（３）
式（３）において、Ｋｅ＿ｎｏｍｉは通常温度の誘起電圧定数を、Ｔ＿ｎｏｍｉはロータの通常温度を、Ｋは誘起電圧の温度依存傾きをそれぞれ表している。これらの値は、モータ２の構造に応じて予め決定される。また、Ｔはロータ温度を表しており、不図示の温度センサ等を用いて取得される。
変調率演算部１９は、式（２）で導出されたｄ軸電圧Ｖｄおよびｑ軸電圧Ｖｑに基づき、以下の式（４）を用いて変調率ｍｏｄを算出する。
ｍｏｄ＝２√（Ｖｄ２＋Ｖｑ２）／Ｅ ・・・（４）
なお、上記の変調率ｍｏｄの代わりに、以下の式（５）で定義される電圧利用率を用いてもよい。どちらを用いた場合でも同様の演算が可能であるため、以降では変調率ｍｏｄを用いた場合で説明する。
電圧利用率＝（線間電圧実効値）／Ｅ ・・・（５）
次に、本実施形態の特徴である電流検出値補正部２０の詳細を説明する前に、本発明に至った着眼事象について以下に説明する。
図３は、変調率に応じた電流指令値と実電流との乖離を説明する図である。図３では、電流指令値と電源電圧をそれぞれ一定としたときの、モータ２の回転数と電流指令値、実電流および変調率との関係の一例を示している。
図３に示すように、モータ２の回転数が増大して変調率が大きくなるに従って、インバータ３からモータ２に流れる実電流がインバータ３の電流指令値と乖離し、その乖離の大きさは最大で約０．８％程度であることが分かる。この誤差は単体で見ると小さいが、モータ２のトルク精度を決定する影響因子はこれ以外にも、例えばロータ温度（磁石温度）Ｔや巻線抵抗Ｒなどがある。そのため、トルク精度を向上するためには、実電流との乖離による誤差をできる限り低減した電流検出値をインバータ制御装置１において取得する必要がある。さらに、電流検出値はインバータ３やモータ２の保護にも用いられるため、実電流と一致した電流検出値の取得は、インバータ３やモータ２の破損防止の観点からも重要である。
続いて、三角波信号Ｔｒに応じたタイミングで電流検出部７が取得する電流検出値と実電流との間に、前述の式（４）で計算される変調率ｍｏｄに応じた乖離が生じる２つの理由を、以下に図４～図６を参照して説明する。
まず、１つ目の理由は、電流検出部７にノイズ除去用のＲＣフィルタとしてフィルタ７２が存在することである。図１に示したように、三相交流電流の検出を行う電流検出部７には、抵抗とコンデンサを用いて構成されたフィルタ７２が設けられている。このフィルタ７２を通してインバータ制御装置１が電流検出値を取得することにより、実電流に対して電流検出値に遅れが発生し、真値との乖離が生じる。
図４は、三角波信号Ｔｒと実電流および電流検出値との関係を示す図である。図４では三相交流電流のうちＵ相交流電流Ｉｕを例として、三角波生成部１８から出力される三角波信号Ｔｒを符号４１、Ｕ相交流電流Ｉｕの実際の値（実電流）を符号４２、電流検出部７においてフィルタ７２を介したＵ相交流電流Ｉｕの値（電流検出値）を符号４３にそれぞれ示している。また、アナログ／デジタル（ＡＤ）変換器７３が電流検出値４３をサンプルホールドして得られるデジタルデータ値を符号４４に示している。
図４に示すように、アナログ／デジタル（ＡＤ）変換器７３は、例えば三角波信号Ｔｒの山側、すなわち上昇から下降に転じるタイミングと、三角波信号Ｔｒの谷側、すなわち下降から上昇に転じるタイミングとで、Ｕ相交流電流Ｉｕの検出値をそれぞれサンプルホールドして取得し、インバータ制御装置１に出力する。なお、インバータ制御装置１の処理負荷上の制限等から、三角波信号Ｔｒの山側または谷側の一方だけでＵ相交流電流Ｉｕの検出値を取得しても構わない。
図４の実電流４２と電流検出値４３を比較すると、三角波信号Ｔｒの山側と谷側のタイミングにおいて、実電流４２よりも電流検出値４３が僅かに高くなっている。そのため、電流検出値４３から得られるデジタルデータ値４４についても、サンプリング時点の実電流４２よりも高くなっている。このように、電流検出部７ではフィルタ７２を介して電流検出値４３を取得しているため、実電流４２に対して電流検出値４３に遅れが発生し、乖離が生じることが分かる。
次に、２つ目の理由は、変調率ｍｏｄによって変化するキャリア高調波電圧リプルが電流検出値に影響を及ぼすことである。
図５は、変調率ｍｏｄによって変化するキャリア高調波電圧リプルを示す図である。前述のように、電流検出部７からインバータ制御装置１に出力される三相交流電流の電流検出値は、三角波信号Ｔｒの山側と谷側でそれぞれ検出されたものである。そのため、電流検出値に主として影響を与える周波数成分は、三角波信号Ｔｒのスイッチング周波数ｆｃの２倍成分となる。図５より、スイッチング周波数ｆｃの２倍成分（２ｆｃ＋／－ｆ１）は，変調率ｍｏｄが０．６近傍で最大となることが分かる。なお、ｆ１はモータ２の基本波周波数であり、以下の式（６）で与えられる。
ｆ１＝（モータ回転数）／６０×（モータの極数）／２ ・・・（６）
以上説明したように、電流検出部７が取得する電流検出値と実電流との間には、「ノイズ除去のためのＲＣフィルタ」と、「変調率によって変化するキャリア高調波電圧リプル」とにより、変調率ｍｏｄに応じた乖離が発生する。そこで本発明では、インバータ制御装置１において電流検出値補正部２０により、ＲＣフィルタの時定数、スイッチング周波数ｆｃおよび電源電圧Ｅに基づき、電流検出部７から取得した電流検出値を補正して実電流との乖離を取り除くようにした。
続いて、電流検出値補正部２０の詳細を以下に説明する。図６は、本発明の第１の実施形態に係る電流検出値補正部２０の機能ブロック図である。本実施形態の電流検出値補正部２０は、補正電流算出部（力行）２０１、補正電流算出部（回生）２０２、力行／回生判定部２０３、切替部２０４、電流絶対値演算部２０５、補正ゲイン演算部２０６、ｄ軸補正部２０７、ｑ軸補正部２０８の各機能ブロックを有して構成される。
補正電流算出部（力行）２０１および補正電流算出部（回生）２０２は、変調率ｍｏｄ、電源電圧Ｅ、スイッチング周波数ｆｃ、フィルタ遅れ時定数τ、電流振幅｜Ｉ｜に基づいて、力行用補正電流ΔＩｃｍｐ＿ｐおよび回生用補正電流ΔＩｃｍｐ＿ｇをそれぞれ算出する。以下では、これらの補正電流と、変調率ｍｏｄ、電源電圧Ｅ、電流振幅｜Ｉ｜、スイッチング周波数ｆｃ、フィルタ遅れ時定数τとの関係について順番に説明した上で、補正電流の算出方法を詳述する。
まず、補正電流と変調率ｍｏｄの関係について述べる。図７は、変調率ｍｏｄを変更した時の電流指令値と電流検出値の関係の一例を示す図である。なお、図７では電源電圧Ｅ、スイッチング周波数ｆｃおよびフィルタ遅れ時定数τをそれぞれ一定値としている。
図７に示すように、変調率ｍｏｄに依存して電流検出値が変化し、電流指令値との間に乖離が生じる。したがって、この乖離を補償するためには、補正電流を変調率ｍｏｄに応じて変化させる必要があることが分かる。
また、図７に示すように、電流指令値と電流検出値の乖離は、力行と回生とで方向が異なっている。すなわち、力行と回生とでは、電流指令値に対する電流検出値の高低が異なっている。この理由を、以下に図８と図９を用いて説明する。
図８は、モータ回転数を一定としたときにモータトルクを正負反転させたときの、力行時および回生時の実電流と電流検出値の一例を示す図である。図８の左側に示すように、力行時には電流リプルを含む実電流が電流リプルの立ち下がりで検出される。そのため、フィルタ遅れがない場合の電流検出値に対して、フィルタ遅れがある場合の電流検出値の方が大きくなる。一方、図８の右側に示すように、回生時には電流リプルを含む実電流が電流リプルの立ち上がりで検出される。そのため、フィルタ遅れがない場合の電流検出値に対して、フィルタ遅れがある場合の電流検出値の方が小さくなる。
図９は、電流リプルの検出位置による真値と検出値の間の乖離方向の変化を説明する図である。図９の左側に示すように、電流リプルの立ち下がりで検出する力行時は、フィルタの遅れによって真値よりも高い電流が検出される。一方、図９の右側に示すように、電流リプルの立ち上がりで検出する回生時は、フィルタの遅れによって真値よりも低い電流が検出される。
ゆえに、図７で説明したように、力行と回生とでは電流指令値に対する電流検出値の高低が異なることになる。したがって、補正電流もこれに応じて、力行と回生とで変化させる必要があることが分かる。
次に、補正電流と電源電圧Ｅの関係について述べる。図１０は、変調率ｍｏｄと電源電圧Ｅをそれぞれ変更した時の電流指令値と電流検出値の関係の一例を示す図である。なお、図１０では電流振幅｜Ｉ｜、スイッチング周波数ｆｃおよびフィルタ遅れ時定数τをそれぞれ一定値としている。
図１０に示すように、電流指令値と電流検出値の乖離は、電源電圧Ｅに比例して変化する。これは、電源電圧Ｅが大きくなると、それに応じて電流リプルが増大するためである。したがって、この乖離を補償するためには、補正電流を電源電圧Ｅに比例して変化させる必要があることが分かる。
次に、補正電流と電流振幅｜Ｉ｜の関係について述べる。図１１は、変調率ｍｏｄを変更した時の電流指令値と電流検出値の関係の一例を示す図である。なお、図１１ではスイッチング周波数ｆｃおよびフィルタ遅れ時定数τをそれぞれ一定値としている。
図１１に示すように、電流指令値を大きくすると、それに応じて電流検出値が大きくなり、それに伴って応じて電流指令値と電流検出値の乖離が大きくなる。したがって、この乖離を補償するためには、補正電流を電流振幅｜Ｉ｜に応じて変化させる必要があることが分かる。
続いて、補正電流とスイッチング周波数ｆｃの関係について述べる。図１２は、変調率ｍｏｄとスイッチング周波数ｆｃをそれぞれ変更した時の電流指令値と電流検出値の関係の一例を示す図である。なお、図１２では電源電圧Ｅ、電流振幅｜Ｉ｜およびフィルタ遅れ時定数τをそれぞれ一定値としている。
図１２に示すように、スイッチング周波数ｆｃが高くなるほど、電流指令値と電流検出値の乖離は減少する。これは、スイッチング周波数ｆｃが大きくなると、モータ２に流れる電流が細かい周期で小刻みに変化することで、電流リプルが減少するためである。したがって、この乖離を補償するためには、補正電流をスイッチング周波数ｆｃに反比例して変化させる必要があることが分かる。
最後に、補正電流とフィルタ遅れ時定数τの関係について述べる。図１３は、フィルタ遅れ時定数τを変更した時の電流指令値と電流検出値の関係の一例を示す図である。なお、図１３では電源電圧Ｅ、電流振幅｜Ｉ｜およびスイッチング周波数ｆｃをそれぞれ一定値としている。
図１３に示すように、フィルタ遅れ時定数τが大きくなるほど、電流指令値と電流検出値の乖離が増大する。これは、フィルタ遅れ時定数τが長くなると、図９に示した電流リプルの検出位置がずれるためである。したがって、この乖離を補償するためには、補正電流をフィルタ遅れ時定数τに応じて変化させる必要があることが分かる。
以上で説明した関係を整理すると、力行用補正電流ΔＩｃｍｐ＿ｐおよび回生用補正電流ΔＩｃｍｐ＿ｇは、以下の式（７）、（８）でそれぞれ表される。すなわち、補正電流算出部（力行）２０１は、式（７）によって力行用補正電流ΔＩｃｍｐ＿ｐを演算し、補正電流算出部（回生）２０２は、式（８）によって回生用補正電流ΔＩｃｍｐ＿ｇを演算する。
ΔＩｃｍｐ＿ｐ＝Ｅ／ｆｃ×τ×ｆ＿ｐ（ｍｏｄ） ・・・（７）
ΔＩｃｍｐ＿ｇ＝Ｅ／ｆｃ×τ×ｆ＿ｇ（ｍｏｄ） ・・・（８）
式（７）、（８）において、Ｅは電源電圧、ｆｃはスイッチング周波数、τはフィルタ遅れ時定数をそれぞれ表している。また、式（７）のｆ＿ｐ（ｍｏｄ）は、変調率に依存する力行用補正テーブルに基づき決定される係数を表し、式（８）のｆ＿ｇ（ｍｏｄ）は、変調率に依存する回生用補正テーブルに基づき決定される係数を表している。なお、これらの補正テーブルの値は、電源電圧Ｅ、スイッチング周波数ｆｃ、フィルタ遅れ時定数τの各パラメータがそれぞれ一定の条件下で、予めシミュレーションや実験により導出してもよい。さらに、これらのパラメータをそれぞれ変更して組み合わせた複数条件のマップを用いて線形補間を行うことで、ｆ＿ｐ（ｍｏｄ）やｆ＿ｇ（ｍｏｄ）を求めてもよい。このようにしても、本発明の効果は充分に発揮される。
図６の説明に戻ると、力行／回生判定部２０３は、電気角周波数ωｒとトルク指令Ｔ＊に基づき、インバータ３の動作が力行領域または回生領域のいずれであるかを判定する。具体的には、電気角周波数ωｒとトルク指令Ｔ＊の積がゼロもしくは正であれば、力行／回生判定部２０３は力行領域と判断して「１」を出力し、負であれば回生領域と判断して「０」を出力する。
切替部２０４は、力行／回生判定部２０３の出力に基づき、補正電流算出部（力行）２０１または補正電流算出部（回生）２０２いずれかの出力を選択して補正ゲイン演算部２０６へ出力する。具体的には、力行／回生判定部２０３の出力が「１」の場合は、補正電流算出部（力行）２０１の出力である力行用補正電流ΔＩｃｍｐ＿ｐを選択し、補正電流ΔＩｃｍｐとして補正ゲイン演算部２０６へ出力する。また、力行／回生判定部２０３の出力が「０」の場合は、補正電流算出部（回生）２０２の出力である回生用補正電流ΔＩｃｍｐ＿ｇを選択し、補正電流ΔＩｃｍｐとして補正ゲイン演算部２０６へ出力する。
電流絶対値演算部２０５は、以下の式（９）に基づき、補正電流算出や補正ゲイン演算に用いる電流振幅｜Ｉ｜、すなわち三相交流電流の絶対値を演算する。
｜Ｉ｜＝√（Ｉｄ２＋Ｉｑ２） ・・・（９）
補正ゲイン演算部２０６は、以下の式（１０）に基づき、電流検出値を補正するために用いられる補正ゲインＫｃｍｐを演算する。
Ｋｃｍｐ＝（｜Ｉ｜＋ΔＩｃｍｐ）／｜Ｉ｜ ・・・（１０）
ｄ軸補正部２０７は、以下の式（１１）により、第１のｄ軸電流検出値Ｉｄ１に補正ゲイン演算部２０６で演算された補正ゲインＫｃｍｐを乗算することで、第２のｄ軸電流検出値Ｉｄ２を求める。
Ｉｄ２＝Ｋｃｍｐ×Ｉｄ１ ・・・（１１）
ｑ軸補正部２０８は、ｄ軸補正部２０７と同様に以下の式（１２）により、第１のｑ軸電流検出値Ｉｑ１に補正ゲイン演算部２０６で演算された補正ゲインＫｃｍｐを乗算することで、第２のｑ軸電流検出値Ｉｑ２を求める。
Ｉｑ２＝Ｋｃｍｐ×Ｉｑ１ ・・・（１２）
電流検出値補正部２０は、以上説明したようにして、変調率ｍｏｄ、電源電圧Ｅ、スイッチング周波数ｆｃ、フィルタ遅れ時定数τおよび電流振幅｜Ｉ｜に基づいて、第１のｄ軸電流検出値Ｉｄ１と第１のｑ軸電流検出値Ｉｑ１をそれぞれ補正し、第２のｄ軸電流検出値Ｉｄ２および第２のｑ軸電流検出値Ｉｑ２を演算する。これにより、電流検出部７がフィルタ７２を介して検出した電流検出値と、モータ２とインバータ３の間で実際に流れる実電流との間で発生する乖離を、効果的に抑制することが可能となる。
本実施の形態によって、追加センサなしで変調率とＲＣフィルタの遅れ時定数によって悪化する電流真値と検出値との乖離を低減できる。これによって、モータのトルク指令と実際に出力されるトルク指令が一致して精度の高いモータトルクを出力できる。加えて、モータの三相電流の真値を検出できるため、インバータやモータを保護するための検出閾値を超過することがないようにでき、インバータやモータの破損を防止できる。
以上説明した本発明の第１の実施形態によれば、以下の作用効果を奏する。
（１）電流検出部７は、インバータ３から出力またはインバータ３に入力される三相交流電流を検出する。インバータ制御装置１は、電流検出部７による三相交流電流の検出結果に基づく電流検出値、すなわち第１のｄ軸電流検出値Ｉｄ１および第１のｑ軸電流検出値Ｉｑ１と、所定の電流指令値、すなわちｄ軸電流指令Ｉｄ＊およびｑ軸電流指令Ｉｑ＊とに基づいて、インバータ３を制御する。インバータ制御装置１は、電流検出部７が有するフィルタ要素であるフィルタ７２の遅れ時間τによって発生する三相交流電流の検出誤差を補正するように、第１のｄ軸電流検出値Ｉｄ１および第１のｑ軸電流検出値Ｉｑ１を補正する電流検出値補正部２０を備える。このようにしたので、インバータ３の出力電流の検出結果と実電流との乖離を抑制することができる。
（２）電流検出値補正部２０は、インバータ３の変調率ｍｏｄまたは電圧利用率に基づき、第１のｄ軸電流検出値Ｉｄ１および第１のｑ軸電流検出値Ｉｑ１を補正する。このようにしたので、変調率ｍｏｄや電圧利用率に応じて変化する電流指令値と実電流との乖離を抑制するように、電流検出値を補正することができる。
（３）電流検出値補正部２０は、インバータ３のスイッチング周波数ｆｃと、インバータ３に印加される直流電圧である電源電圧Ｅと、フィルタ７２の遅れ時間τと、交流電流の振幅｜Ｉ｜とに基づき、前述の式（７）～（１２）に従って、第１のｄ軸電流検出値Ｉｄ１および第１のｑ軸電流検出値Ｉｑ１を補正する。このようにしたので、上記の各パラメータに応じて変化する電流指令値と実電流との乖離を抑制するように、電流検出値を補正することができる。
（４）電流検出値補正部２０は、補正ゲイン演算部２０６により、インバータ３の変調率ｍｏｄまたは電圧利用率と、インバータ３のスイッチング周波数ｆｃと、インバータ３に印加される直流電圧である電源電圧Ｅと、フィルタ７２の遅れ時間τと、交流電流の振幅｜Ｉ｜とに基づく補正ゲインＫｃｍｐを演算する。具体的には、補正電流算出部（力行）２０１および補正電流算出部（回生）２０２において、式（７）、（８）により、力行用補正電流ΔＩｃｍｐ＿ｐ、回生用補正電流ΔＩｃｍｐ＿ｇをそれぞれ演算する。そして、補正ゲイン演算部２０６において、これらの演算結果と、電流絶対値演算部２０５により式（９）で演算される電流振幅｜Ｉ｜とを用いて、式（１０）により補正ゲインＫｃｍｐを演算する。さらに、ｄ軸補正部２０７およびｑ軸補正部２０８において、式（１１）、（１２）により、第１のｄ軸電流検出値Ｉｄ１および第１のｑ軸電流検出値Ｉｑ１に補正ゲインＫｃｍｐをそれぞれ乗算することで、第１のｄ軸電流検出値Ｉｄ１および第１のｑ軸電流検出値Ｉｑ１を補正する。このようにしたので、電流指令値と実電流との乖離を確実に抑制可能な電流検出値を補正することができる。
（第２の実施形態）
続いて、本発明の第２の実施形態を説明する。本実施形態では、電流検出値の代わりに電流指令値を補正する例を説明する。
図１４は、本発明の第２の実施形態に係るインバータ制御装置１Ａの機能ブロック図である。本実施形態のインバータ制御装置１Ａは、図２に示した第１の実施形態のインバータ制御装置１と比べて、電流検出値補正部２０に替えて電流指令値補正部２０Ａを有している点が異なっている。なお、インバータ制御装置１と同様に、本実施形態のインバータ制御装置１Ａも、例えばマイクロコンピュータにより構成され、マイクロコンピュータにおいて所定のプログラムを実行することにより、各機能ブロックを実現することができる。あるいは、機能ブロックの一部または全部をロジックＩＣやＦＰＧＡ等のハードウェア回路を用いて実現してもよい。
電流指令値補正部２０Ａは、電流検出部７が有するフィルタ７２の遅れ時間によって発生するＵ相交流電流Ｉｕ、Ｖ相交流電流ＩｖおよびＷ相交流電流Ｉｗの検出誤差を補正するように、電流指令生成部１１から出力されるｄ軸電流指令Ｉｄ１＊とｑ軸電流指令Ｉｑ１＊をそれぞれ補正する。そして、これらの補正結果に応じたｄ軸電流指令Ｉｄ２＊およびｑ軸電流指令Ｉｑ２＊を電流制御部１３へ出力する。以下では、電流指令生成部１１から出力される補正前のｄ軸電流指令Ｉｄ１＊およびｑ軸電流指令Ｉｑ１＊を、「第１のｄ軸電流指令Ｉｄ１＊」、「第１のｑ軸電流指令Ｉｑ１＊」とそれぞれ称する。また、電流指令値補正部２０Ａにより第１のｄ軸電流指令Ｉｄ１＊と第１のｑ軸電流指令Ｉｑ１＊がそれぞれ補正されることで演算されるｄ軸電流指令Ｉｄ２＊およびｑ軸電流指令Ｉｑ２＊を、「第２のｄ軸電流指令Ｉｄ２＊」、「第２のｑ軸電流指令Ｉｑ２＊」とそれぞれ称する。
図１５は、本発明の第２の実施形態に係る電流指令値補正部２０Ａの機能ブロック図である。本実施形態の電流指令値補正部２０Ａは、図６に示した第１の実施形態の電流検出値補正部２０と比べて、補正ゲイン演算部２０６、ｄ軸補正部２０７、ｑ軸補正部２０８にそれぞれ替えて補正ゲイン演算部２０６Ａ、ｄ軸補正部２０７Ａ、ｑ軸補正部２０８Ａを有している点が異なっている。
補正ゲイン演算部２０６Ａは、以下の式（１３）に基づき、電流指令値を補正するために用いられる補正ゲインＫｃｍｐ＊を演算する。
Ｋｃｍｐ＊＝（｜Ｉ｜－ΔＩｃｍｐ）／｜Ｉ｜ ・・・（１３）
ｄ軸補正部２０７Ａは、以下の式（１４）により、第１のｄ軸電流指令Ｉｄ１＊に補正ゲイン演算部２０６Ａで演算された補正ゲインＫｃｍｐ＊を乗算することで、第２のｄ軸電流指令Ｉｄ２＊を求める。
Ｉｄ２＊＝Ｋｃｍｐ＊×Ｉｄ１＊ ・・・（１４）
ｑ軸補正部２０８Ａは、ｄ軸補正部２０７Ａと同様に以下の式（１５）により、第１のｑ軸電流指令Ｉｑ１＊に補正ゲイン演算部２０６Ａで演算された補正ゲインＫｃｍｐ＊を乗算することで、第２のｑ軸電流指令Ｉｑ２＊を求める。
Ｉｑ２＊＝Ｋｃｍｐ＊×Ｉｑ１＊ ・・・（１５）
電流指令値補正部２０Ａは、以上説明したようにして、変調率ｍｏｄ、電源電圧Ｅ、スイッチング周波数ｆｃ、フィルタ遅れ時定数τおよび電流振幅｜Ｉ｜に基づいて、第１のｄ軸電流指令Ｉｄ１＊と第１のｑ軸電流指令Ｉｑ１＊をそれぞれ補正し、第２のｄ軸電流指令Ｉｄ２＊および第２のｑ軸電流指令Ｉｑ２＊を演算する。これにより、第１の実施形態と同様に、電流検出部７がフィルタ７２を介して検出した電流検出値と、モータ２とインバータ３の間で実際に流れる実電流との間で発生する乖離を、効果的に抑制することが可能となる。
（第３の実施形態）
続いて、本発明の第３の実施形態を説明する。本実施形態では、第１の実施形態で説明したものとは異なる機能構成により、図２の電流検出値補正部２０を実現する例を説明する。
図７で説明したように、変調率ｍｏｄに応じて変化する電流指令値と電流検出値の乖離は、力行と回生とで方向が異なっているため、補正電流もこれに応じて、力行と回生とで変化させる必要がある。しかしながら、力行時と回生時の補正電流の違いは、電流指令値に対する方向、すなわち正負の符号の違いのみである。したがって本実施形態では、この点を考慮して、電流検出値補正部２０の機能構成を簡略化している。
図１６は、本発明の第３の実施形態に係る電流検出値補正部２０の機能ブロック図である。本実施形態の電流検出値補正部２０は、図６に示した第１の実施形態と比べて、補正電流算出部（回生）２０２を有していない点と、切替部２０４に替えてゲイン変更部２０９が設けられている点とが異なっている。
ゲイン変更部２０９は、力行／回生判定部２０３の出力に基づき、補正電流算出部（力行）２０１から出力される力行用補正電流ΔＩｃｍｐ＿ｐに対して１または－１いずれかのゲインを乗算する。具体的には、力行／回生判定部２０３の出力が「１」の場合は、力行用補正電流ΔＩｃｍｐ＿ｐに１を乗算し、補正電流ΔＩｃｍｐとして補正ゲイン演算部２０６へ出力する。また、力行／回生判定部２０３の出力が「０」の場合は、力行用補正電流ΔＩｃｍｐ＿ｐに－１を乗算することで符号を反転させ、補正電流ΔＩｃｍｐとして補正ゲイン演算部２０６へ出力する。これにより、インバータ３の動作が力行領域または回生領域のいずれであるかに応じて、補正電流ΔＩｃｍｐの符号を反転させるようにしている。
以上説明した本発明の第３の実施形態によれば、電流検出値補正部２０の機能構成を簡略化しつつ、第１の実施形態で説明したのと同様の作用効果を奏することができる。
なお、以上説明した本発明の第３の実施形態において、補正電流算出部（回生）２０２ではなく、補正電流算出部（力行）２０１の方を省略することも可能である。その場合には、ゲイン変更部１０９が乗算するゲインの正負を反転させればよい。すなわち、本実施形態の電流検出値補正部２０は、補正電流算出部（力行）２０１または補正電流算出部（回生）２０２のいずれか一方を備えて実現することができる。
また、以上説明した本発明の第３の実施形態と同様の演算手法を、第２の実施形態で説明した電流指令値補正部２０Ａに対して適用してもよい。このようにしても、第２の実施形態で説明したのと同様の作用効果を奏することができる。
（第４の実施形態）
続いて、本発明の第４の実施形態を説明する。本実施形態では、第１、第３の実施形態で説明したものとは異なる機能構成により、図２の電流検出値補正部２０を実現する例を説明する。
図１７は、本発明の第４の実施形態に係る電流検出値補正部２０の機能ブロック図である。本実施形態の電流検出値補正部２０は、図６に示した第１の実施形態と比べて、補正ゲイン演算部２０６を有しておらず、ｄ軸補正部２０７およびｑ軸補正部２０８に補正ゲインＫｃｍｐではなく、補正電流ΔＩｃｍｐが入力される点が異なっている。
本実施形態において、ｄ軸補正部２０７は、以下の式（１６）により、第１のｄ軸電流検出値Ｉｄ１に補正電流ΔＩｃｍｐを積算することで、第２のｄ軸電流検出値Ｉｄ２を求める。
Ｉｄ２＝Ｉｄ１＋ΔＩｃｍｐ ・・・（１６）
ｑ軸補正部２０８は、ｄ軸補正部２０７と同様に以下の式（１７）により、第１のｑ軸電流検出値Ｉｑ１に補正電流ΔＩｃｍｐを積算することで、第２のｑ軸電流検出値Ｉｑ２を求める。
Ｉｑ２＝Ｉｑ１＋ΔＩｃｍｐ ・・・（１７）
以上説明した本発明の第４の実施形態によれば、電流検出値補正部２０の機能構成を簡略化しつつ、第１の実施形態で説明したのと同様の作用効果を奏することができる。
なお、以上説明した本発明の第４の実施形態と同様の演算手法を、第２の実施形態で説明した電流指令値補正部２０Ａや、第３の実施形態で説明した電流検出値補正部２０に対して適用してもよい。このようにしても、第２、第３の実施形態で説明したのと同様の作用効果を奏することができる。
（第５の実施形態）
次に、図１８を用いて、本発明に係るインバータ制御装置を電動車両システムに適用した実施形態を説明する。
図１８は、本発明の第５の実施形態に係る電動車両システムの構成図である。本実施形態の電動車両システムは、図１８に示すように、モータ２をモータ／ジェネレータとして適用したパワートレインを有する。
図１８の電動車両システムにおいて、車体８００のフロント部には、前輪車軸８０１が回転可能に軸支されており、前輪車軸８０１の両端には、前輪８０２、８０３が設けられている。車体８００のリア部には、後輪車軸８０４が回転可能に軸支されており、後輪車軸８０４の両端には後輪８０５、８０６が設けられている。
前輪車軸８０１の中央部には、動力分配機構であるデファレンシャルギア８１１が設けられており、エンジン８１０から変速機８１２を介して伝達された回転駆動力を左右の前輪車軸８０１に分配するようになっている。エンジン８１０とモータ２とは、エンジン８１０のクランクシャフトに設けられたプーリー８１０ａとモータ２の回転軸に設けられたプーリー８２０ａとがベルト８３０を介して機械的に連結されている。
これにより、モータ２の回転駆動力がエンジン８１０に、エンジン８１０の回転駆動力がモータ２にそれぞれ伝達できるようになっている。モータ２は、インバータ制御装置１の制御に応じてインバータ３から出力された三相交流電力がステータのステータコイルに供給されることによって、ロータが回転し、三相交流電力に応じた回転駆動力を発生する。
すなわち、モータ２は、インバータ制御装置１の制御に基づきインバータ３によって駆動されて電動機として動作する一方、エンジン８１０の回転駆動力を受けてロータが回転することによって、ステータのステータコイルに起電力が誘起され、三相交流電力を発生する発電機として動作する。
インバータ３は、高電圧（４２Ｖあるいは３００Ｖ）系電源である高圧バッテリ５から供給された直流電力を三相交流電力に変換する電力変換装置であり、運転指令値に従ってロータの磁極位置に応じた、モータ２のステータコイルに流れる三相交流電流を制御する。
モータ２によって発電された三相交流電力は、インバータ３によって直流電力に変換されて高圧バッテリ５を充電する。高圧バッテリ５にはＤＣ－ＤＣコンバータ８２４を介して低圧バッテリ８２３に電気的に接続されている。低圧バッテリ８２３は、電動車両システムの低電圧（１４Ｖ）系電源を構成するものであり、エンジン８１０を初期始動（コールド始動）させるスタータ８２５、ラジオ、ライトなどの電源に用いられている。
車両が信号待ちなどの停車時（アイドルストップモード）にあるとき、エンジン８１０を停止させ、再発車時にエンジン８１０を再始動（ホット始動）させる時には、インバータ３でモータ２を駆動し、エンジン８１０を再始動させる。尚、アイドルストップモードにおいて、高圧バッテリ５の充電量が不足している場合や、エンジン８１０が十分に温まっていない場合などにおいては、エンジン８１０を停止せず駆動を継続する。また、アイドルストップモード中においては、エアコンのコンプレッサなど、エンジン８１０を駆動源としている補機類の駆動源を確保する必要がある。この場合、モータ２を駆動させて補機類を駆動する。
加速モード時や高負荷運転モードにある時にも、モータ２を駆動させてエンジン８１０の駆動をアシストする。逆に、高圧バッテリ５の充電が必要な充電モードにある時には、エンジン８１０によってモータ２を発電させて高圧バッテリ５を充電する。すなわち、車両の制動時や減速時などの回生モードを行う。
インバータ制御装置１を用いた本実施形態の電動車両システムでは、追加センサなしで変調率とＲＣフィルタの遅れ時定数によって悪化する電流真値と検出値との乖離を低減できるため、指令値と実トルクが一致して精度の高いモータトルクを出力できる。そのため、ドライバの所望のトルクを安価な構成で実現できる。さらに、モータの三相電流の真値を検出できるため、インバータやモータを保護するための検出閾値を超過することがなく、インバータやモータの破損を防止でき、電動車両の駆動停止を防止できる。
なお、本実施形態の電動車両システムは、ハイブリッド自動車である場合について説明したが、プラグインハイブリッド自動車、電気自動車などの場合においても同様な効果が得られる。
また、上述の各実施形態では、インバータ制御装置単体について説明したが、当該上述の機能を有していれば、インバータ制御装置とインバータが一体化したインバータ装置や、インバータ装置とモータが一体化したモータ駆動システムにも本発明を適用できる。
なお、本発明は、上述の実施の形態に限定されるものではなく、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で種々の変更が可能である。
１，１Ａ…インバータ制御装置、２…モータ、３…インバータ、５…高圧バッテリ、６…モータ駆動装置、７…電流検出部、１１…電流指令生成部、１２…三相／ｄｑ電流変換部、１３…電流制御部、１４…ｄｑ／三相電圧変換部、１５…ゲート信号生成部、１６…速度算出部、１７…スイッチング周波数生成部、１８…三角波生成部、１９…変調率演算部、２０…電流検出値補正部、２０Ａ…電流指令値補正部、２１…回転位置センサ、２２…回転位置検出器、３１…インバータ回路、３２…パルス幅変調信号出力部、３３…平滑キャパシタ、７１…電流検出要素、７２…フィルタ、７３…アナログ／デジタル（ＡＤ）変換器、２０１…補正電流算出部（力行）、２０２…補正電流算出部（回生）、２０３…力行/回生判定部、２０４…切替部、２０５…電流絶対値演算部、２０６，２０６Ａ…補正ゲイン演算部、２０７，２０７Ａ…ｄ軸補正部、２０８，２０８Ａ…ｑ軸補正部、２０９…ゲイン変更部

Claims (8)

  1. インバータから出力または前記インバータに入力される交流電流を検出する電流検出部による前記交流電流の検出結果に基づく電流検出値と、所定の電流指令値とに基づいて前記インバータを制御するインバータ制御装置であって、
    前記電流検出部が有するフィルタ要素の遅れ時間によって発生する前記交流電流の検出誤差を補正するように、前記電流検出値または前記電流指令値のいずれかを補正する補正部を備えたインバータ制御装置。
  2. 請求項１に記載のインバータ制御装置において、
    前記補正部は、前記インバータの変調率または電圧利用率に基づき、前記電流検出値または前記電流指令値のいずれかを補正するインバータ制御装置。
  3. 請求項１に記載のインバータ制御装置において、
    前記補正部は、前記インバータのスイッチング周波数と、前記インバータに印加される直流電圧と、前記フィルタ要素の遅れ時間と、前記交流電流の振幅とに基づき、前記電流検出値または前記電流指令値のいずれかを補正するインバータ制御装置。
  4. 請求項１に記載のインバータ制御装置において、
    前記補正部は、前記インバータの変調率または電圧利用率と、前記インバータのスイッチング周波数と、前記インバータに印加される直流電圧と、前記フィルタ要素の遅れ時間と、前記交流電流の振幅とに基づく補正ゲインを演算し、前記電流検出値または前記電流指令値に前記補正ゲインを乗算することにより、前記電流検出値または前記電流指令値のいずれかを補正するインバータ制御装置。
  5. 請求項４に記載のインバータ制御装置において、
    前記補正部は、前記変調率または前記電圧利用率と、前記スイッチング周波数と、前記直流電圧と、前記遅れ時間とに基づく補正電流値を演算し、前記補正電流値および前記交流電流の振幅に基づいて前記補正ゲインを演算するインバータ制御装置。
  6. 請求項１に記載のインバータ制御装置において、
    前記補正部は、前記インバータの変調率または電圧利用率と、前記インバータのスイッチング周波数と、前記インバータに印加される直流電圧と、前記フィルタ要素の遅れ時間とに基づく補正電流値を演算し、前記電流検出値または前記電流指令値に前記補正電流値を積算することにより、前記電流検出値または前記電流指令値のいずれかを補正するインバータ制御装置。
  7. 請求項５または６に記載のインバータ制御装置において、
    前記補正部は、前記インバータの動作が力行領域または回生領域のいずれであるかに応じて、前記補正電流値の符号を反転させるインバータ制御装置。
  8. 請求項１から請求項７のいずれか一項に記載のインバータ制御装置と、
    前記インバータ制御装置により制御される前記インバータと、
    前記インバータにより駆動される三相同期電動機と、を備え、
    前記三相同期電動機の回転駆動力を用いて走行する電動車両システム。
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