JP7344945B2 - 制御装置、及びモータ駆動システム - Google Patents

Description

本発明は、モータを駆動するインバータから発生する高調波電流を抑制するアクティブフィルタ部を制御する制御装置、及び当該制御装置を備えるモータ駆動システムに関する。

近年、地球の気候変動に対する具体的な対策として、低炭素社会又は脱炭素社会の実現に向けた取り組みが活発化している。車両においても、ＣＯ２排出量の削減が強く要求され、駆動源の電動化が急速に進んでいる。具体的には、電気自動車あるいはハイブリッド電気自動車といった、駆動源としてのモータと、このモータに電力を供給する電源としてのバッテリと、を備える車両（以下「電動車両」ともいう）の開発が進められている。

一般的に、電動車両の駆動源としてのモータには交流モータが用いられる。このため、電動車両には、直流電源であるバッテリから供給された直流電力を交流電力に変換してモータに供給するインバータが設けられる。このような構成の場合、インバータのスイッチング動作時に、サージ状のノイズ電流による高調波電流（以下、単に「高調波電流」ともいう）が、バッテリとインバータとを接続する電力線上に発生し得る。このような高調波電流は、異音等のさまざまな障害の発生要因となるため、できるだけ抑制（低減）することが望まれる。

特許文献１には、直流電源と電力変換器との間を接続する電力線の通過電流を電流センサにより測定し、制御装置が、電流センサにより測定された通過電流の交流成分と逆極性の交流電流に相当する補償電流を逐次算出するとともに、この補償電流を発生させるための電流指令値を生成してアクティブフィルタへ与えるようにした技術が記載されている。そして、アクティブフィルタは、制御装置からの電流指令値にしたがった補償電流を上記の電力線へ供給するようにしている。

特開２００５－３０４２３５号公報

しかしながら、従来技術にあっては、制御装置の処理負荷を低減しつつ、高調波電流を適切に抑制する観点から、改善の余地があった。例えば、上記の従来技術のように、アクティブフィルタからの補償電流をフィードバック制御により制御すると、高調波電流に対する補償電流の応答性が課題となる。一方、アクティブフィルタからの補償電流をフィードフォワード制御により制御すると、高調波電流に対する補償電流の応答性向上を見込めるものの、制御装置の処理負荷が増大するおそれがあった。

本発明は、制御装置の処理負荷を低減しつつ、高調波電流を適切に抑制可能な技術を提供する。

本発明は、
モータを駆動するインバータから発生する高調波電流を抑制するアクティブフィルタ部を制御する制御装置であって、
前記制御装置は、
前記インバータの少なくとも次のキャリア周期における前記モータの制御情報に基づき、現在から先の所定の予測対象期間に含まれる各予測点における前記高調波電流を予測する予測部と、
前記予測部の予測結果に基づき、前記予測対象期間のうち前記次のキャリア周期に含まれる予測点に対応する時期に、当該予測点における高調波電流と逆極性の補償電流を発生させる電流指令値を前記アクティブフィルタ部へ出力する指令値決定部と、
を備え、
前記各予測点は、前記予測対象期間の開始時から所定の時間間隔で設けられ、
前記時間間隔は、前記次のキャリア周期が長いほど長い、
制御装置である。

本発明によれば、制御装置の処理負荷を低減しつつ、高調波電流を適切に抑制できる。

モータ駆動システム１の一例を示す図である。 制御装置３０が有するアクティブフィルタ制御部３００の一例を示すブロック図である。 制御装置３０（アクティブフィルタ制御部３００）による具体的な高調波電流の予測例を示す図である。 過変調ＰＷＭ制御時の予測対象期間の一例を示す図である。 モータ駆動システム１の変形例を示す図である。

以下、本発明の制御装置の一実施形態を、図面を参照しながら詳細に説明する。以下に説明する実施形態は、本発明の制御装置を、電動車両のモータ駆動システムに適用した場合の例である。

［モータ駆動システム］
本実施形態の電動車両（以下「車両Ｖ」ともいう）は、図１に示すモータ駆動システム１を備える。モータ駆動システム１は、直流電源であるバッテリＢＡＴと、車両Ｖの駆動輪（不図示）を駆動する駆動源としての駆動用モータＭＯＴと、バッテリＢＡＴと駆動用モータＭＯＴとの間で授受される電力の変換を行う電力変換部１０と、アクティブフィルタ部２０と、制御装置３０と、を備える。

バッテリＢＡＴは、車両Ｖを駆動するための電力（すなわち駆動用モータＭＯＴを駆動するための電力）を蓄電可能な蓄電装置である。バッテリＢＡＴの正極端子（図１中「Ｐ０」で図示）は高電位側電力線Ｌｐに接続され、バッテリＢＡＴの負極端子（図１中「Ｎ０」で図示）は低電位側電力線Ｌｎに接続される。バッテリＢＡＴは、例えば、リチウムイオン電池等により実現される単位蓄電セル（不図示）を複数個直列又は直並列に接続して、正極端子と負極端子との端子間電圧として１００～４００［Ｖ］といった高電圧を出力可能に構成される。

駆動用モータＭＯＴは、第１モータＭ１と、第１モータＭ１よりも高出力な第２モータＭ２とを含む。第１モータＭ１及び第２モータＭ２のそれぞれは、例えば、永久磁石同期型の三相交流モータである。第１モータＭ１及び第２モータＭ２は、共通の駆動輪を駆動するものであってもよいし、互いに異なる駆動輪を駆動するものであってもよい。

第１モータＭ１及び第２モータＭ２には、それぞれの状態を検出するモータセンサ（不図示）が設けられている。モータセンサの一例は、ロータの回転角度を検出するレゾルバである。モータセンサは、検出結果（例えばロータの回転角度）を示す検出信号を、制御装置３０へ送る。この時、モータセンサはＣＡＮ（Controller Area Network）等の車内ネットワークを介して制御装置３０へ送ってもよい。

電力変換部１０は、第１インバータ１１と、第１インバータ１１よりも高出力な第２インバータ１２とを含む。第１インバータ１１及び第２インバータ１２のそれぞれは、例えば、制御装置３０からの制御信号にしたがって駆動する６つのスイッチング素子（不図示）を備える三相インバータである。スイッチング素子は、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）やＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field Effect Transistor）等である。

第１インバータ１１の高電位側直流端子（図１中「Ｐ１」で図示）は、高電位側電力線Ｌｐを介して、バッテリＢＡＴの正極端子に接続される。また、第１インバータ１１の低電位側直流端子（図１中「Ｎ１」で図示）は、低電位側電力線Ｌｎを介して、バッテリＢＡＴの負極端子に接続される。そして、第１インバータ１１の交流端子（図１中「Ｕ１、Ｖ１、Ｗ１」で図示）は、第１三相線Ｌ１を介して、第１モータＭ１に接続される。

第１インバータ１１は、高電位側直流端子及び低電位側直流端子を介して入力されたバッテリＢＡＴの電力（直流電力）を三相の交流電力に変換する。そして、第１インバータ１１は、変換した交流電力を、交流端子を介して、第１モータＭ１へ出力する。すなわち、第１インバータ１１の高電位側直流端子及び低電位側直流端子は第１インバータ１１の入力部ということもでき、第１インバータ１１の交流端子は第１インバータ１１の出力部ということもできる。

また、第１インバータ１１には、高電位側直流端子と低電位側直流端子との端子間電圧（すなわち第１インバータ１１への入力電圧）を検出する電圧センサＳｖ１が設けられている。電圧センサＳｖ１は、検出結果を示す検出信号を、車内ネットワーク等を介して制御装置３０へ送る。さらに、バッテリＢＡＴと第１インバータ１１とを接続する高電位側電力線Ｌｐには、当該電力線を流れる電流値を検出する電流センサＳｉ１が設けられている。電流センサＳｉ１は、検出結果を示す検出信号を、車内ネットワーク等を介して制御装置３０へ送る。また、第１インバータ１１と第１モータＭ１とを接続する第１三相線Ｌ１にも各相を流れる電流値を検出する電流センサを設けて、この電流センサからの検出信号が制御装置３０へ送られるようにしてもよい。

第１インバータ１１と同様に、第２インバータ１２の高電位側直流端子（図１中「Ｐ２」で図示）は、高電位側電力線Ｌｐを介して、バッテリＢＡＴの正極端子に接続される。また、第２インバータ１２の低電位側直流端子（図１中「Ｎ２」で図示）は、低電位側電力線Ｌｎを介して、バッテリＢＡＴの負極端子に接続される。そして、第２インバータ１２の交流端子（図１中「Ｕ２、Ｖ２、Ｗ２」で図示）は、第２三相線Ｌ２を介して、第２モータＭ２に接続される。

第２インバータ１２は、高電位側直流端子及び低電位側直流端子を介して入力されたバッテリＢＡＴの電力（直流電力）を三相の交流電力に変換する。そして、第２インバータ１２は、変換した交流電力を、交流端子を介して、第２モータＭ２へ出力する。すなわち、第２インバータ１２の高電位側直流端子及び低電位側直流端子は第２インバータ１２の入力部ということもでき、第２インバータ１２の交流端子は第２インバータ１２の出力部ということもできる。

また、第２インバータ１２には、高電位側直流端子と低電位側直流端子との端子間電圧（すなわち第２インバータ１２への入力電圧）を検出する電圧センサＳｖ２が設けられている。電圧センサＳｖ２は、検出結果を示す検出信号を、車内ネットワーク等を介して制御装置３０へ送る。さらに、バッテリＢＡＴと第２インバータ１２とを接続する高電位側電力線Ｌｐには、当該電力線を流れる電流値を検出する電流センサＳｉ２が設けられている。電流センサＳｉ２は、検出結果を示す検出信号を、車内ネットワーク等を介して制御装置３０へ送る。また、第２インバータ１２と第２モータＭ２とを接続する第２三相線Ｌ２にも各相を流れる電流値を検出する電流センサを設けて、この電流センサからの検出信号が制御装置３０へ送られるようにしてもよい。

モータ駆動システム１では、第１インバータ１１及び第２インバータ１２のスイッチング動作時に、サージ状のノイズ電流による高調波電流が高電位側電力線Ｌｐ上に発生し得る。低出力の第１インバータ１１から発生する高調波電流は比較的小さいものとなるため、この高調波電流がバッテリＢＡＴや第２インバータ１２に与える影響も比較的小さくなる。一方、高出力の第２インバータ１２からは、比較的大きな高調波電流が発生し得る。このような大きな高調波電流は、バッテリＢＡＴや第１インバータ１１等の障害の発生要因となり得る。

そこで、モータ駆動システム１では、第２インバータ１２から発生する高調波電流を抑制可能なアクティブフィルタ部２０を設けている。アクティブフィルタ部２０は、第２インバータ１２から発生する高調波電流と逆極性（逆位相）の補償電流をアクティブフィルタ部２０が発生させるための直流電源である低圧電源２１と、低圧電源２１から供給された電力（直流電力）から補償電流に相当する交流電力を生成する単相インバータ２２とを含む。単相インバータ２２は、例えば、制御装置３０からの制御信号にしたがって駆動する４つのスイッチング素子（不図示）を備え、これらスイッチング素子のスイッチングにより補償電流を生成する。アクティブフィルタ部２０（単相インバータ２２）によって生成された補償電流は、絶縁トランス２３を介して、高電位側電力線Ｌｐに供給される。

また、本実施形態では、バッテリＢＡＴ及び第１インバータ１１と、第２インバータ１２との間に、アクティブフィルタ部２０に加えてインダクタ２４も設けている。これにより、第２インバータ１２から発生する高調波電流をインダクタ２４によっても抑制できる。すなわち、本実施形態の構成によれば、アクティブフィルタ部２０による補償電流及びインダクタ２４の併用により、第２インバータ１２から発生する高調波電流をより効果的に抑制することができる。なお、インダクタ２４は、必須の構成ではなく、省略することも可能である。

制御装置３０は、モータ駆動システム１を含む車両Ｖ全体を統括制御する。例えば、制御装置３０は、三角波比較型のＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御により、第１インバータ１１及び第２インバータ１２の駆動（すなわちスイッチング素子のオン・オフ）を制御して、第１インバータ１１から第１モータＭ１あるいは第２インバータ１２から第２モータＭ２に供給される電力を制御する。制御装置３０は、第１インバータ１１から第１モータＭ１に供給される電力を制御することで第１モータＭ１の駆動を制御でき、また、第２インバータ１２から第２モータＭ２に供給される電力を制御することで第２モータＭ２の駆動を制御できる。

例えば、制御装置３０は、不図示の車速センサによって検出された車両Ｖの走行速度、及び不図示のＡＰ（アクセルポジション）センサによって検出された車両ＶのＡＰ開度に基づき、車両Ｖの走行に要求される駆動力（以下「要求駆動力」ともいう）を導出する。そして、制御装置３０は、導出した要求駆動力を目標値として、第１モータＭ１及び／又は第２モータＭ２の出力を制御する。

また、制御装置３０は、例えば、三角波比較型のＰＷＭ制御により、単相インバータ２２の駆動（すなわちスイッチング素子のオン・オフ）を制御して、アクティブフィルタ部２０から高電位側電力線Ｌｐに供給される補償電流を制御する。制御装置３０は、駆動用モータＭＯＴの制御情報等に基づき、電力変換部１０のインバータのスイッチング動作により発生する高調波電流を予測し、アクティブフィルタ部２０からの補償電流をフィードフォワード制御により制御する。これにより、アクティブフィルタ部２０からの補償電流をフィードバック制御により制御するようにした場合に比べて、高調波電流に対する補償電流の応答性の向上を図ることができる。

より具体的に説明すると、本実施形態では、制御装置３０は、第２モータＭ２の制御情報に基づき、第２インバータ１２から発生する高調波電流を抑制する補償電流を生成するようにアクティブフィルタ部２０を制御する。ここで、第２モータＭ２の制御情報は、第２インバータ１２から発生する高調波電流を予測可能とする情報であって、例えば、第２インバータ１２のキャリア信号（例えばキャリア周期）、第２モータＭ２のｄｑ軸電圧、ｄｑ軸電流、モータ電気角、回転数、Ｖｐｎ電圧等をあらわす情報である。第２モータＭ２の制御情報は、第２モータＭ２に設けられたモータセンサ（例えばレゾルバ）、電圧センサＳｖ２、及び電流センサＳｉ２の検出結果等に基づき取得することが可能である。

なお、制御装置３０は、例えば、各種演算を行うプロセッサ、各種情報を記憶する記憶装置、制御装置３０の内部と外部とのデータの入出力を制御する入出力装置などを備えるＥＣＵ（Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｕｎｉｔ）によって実現することができる。また、制御装置３０は、１つのＥＣＵによって実現されてもよいし、複数のＥＣＵによって実現されてもよい。

［アクティブフィルタ制御部］
次に、アクティブフィルタ部２０を制御するために制御装置３０が有する機能部であるアクティブフィルタ制御部３００の一例について説明する。図２に示すように、アクティブフィルタ制御部３００は、予測部３１０と、指令値決定部３２０とを含む。

予測部３１０は、例えば、第２インバータ１２の少なくとも次のキャリア周期における第２モータＭ２の制御情報に基づき、現在から先の所定の予測対象期間に含まれる各予測点における第２インバータ１２からの高調波電流を予測する。

具体的に説明すると、予測部３１０は、第２モータＭ２をモデル化したモータモデル３１１と、第２モータＭ２の回転数を予測するための回転数予測モデル３１２と、第２インバータ１２をモデル化したインバータモデル３１３とを有する。

予測部３１０は、モータモデル３１１を用いて、第２モータＭ２の制御情報、電圧センサＳｖ２や電流センサＳｉ２の検出結果、及びインバータモデル３１３によって導出された相電圧等に基づき、現在よりも先の所定の時期（例えば予測対象期間に含まれる各予測点）における第２モータＭ２の出力トルク及び各相を流れる相電流を予測する。

また、予測部３１０は、回転数予測モデル３１２を用いて、モータモデル３１１によって予測された第２モータＭ２の出力トルクに基づき、現在よりも先の所定の時期（例えば予測対象期間に含まれる各予測点）における第２モータＭ２の回転数を予測する。制御装置３０は、回転数予測モデル３１２によって予測された第２モータＭ２の回転数に基づき、現在よりも先の第２インバータ１２のキャリア周期（例えば第２インバータ１２の次のキャリア周期）を決定したりする。

また、予測部３１０は、インバータモデル３１３を用いて、モータモデル３１１によって予測された第２モータＭ２の相電流、回転数予測モデル３１２によって予測された第２モータＭ２の回転数、電流センサＳｉ２の検出結果等に基づき、現在よりも先の所定の時期（例えば予測対象期間に含まれる各予測点）において第２インバータ１２から発生する高調波電流を予測する。そして、予測部３１０は、第２インバータ１２から発生する高調波電流を予測すると、その予測結果を指令値決定部３２０へ渡す。

指令値決定部３２０は、例えば、予測部３１０の予測結果に基づき、次のキャリア周期に含まれる予測点に対応する時期に、当該予測点における高調波電流と逆極性の補償電流を発生させる電流指令値をアクティブフィルタ部２０へ出力する。

具体的に説明すると、指令値決定部３２０は、予測部３１０の予測結果として得られた高調波電流から、この高調波電流と逆極性の補償電流をアクティブフィルタ部２０から発生させるための周波数毎の電圧指令値を生成する。そして、指令値決定部３２０は、生成した周波数毎の電圧指令値に基づき、ＰＷＭ制御部３２１により単相インバータ２２をＰＷＭ制御して、単相インバータ２２に補償電流の生成を行わせる。

なお、予測部３１０及び指令値決定部３２０を含むアクティブフィルタ制御部３００は、例えば、制御装置３０を実現するＥＣＵのプロセッサが記憶装置にあらかじめ記憶されたプログラムを実行することにより実現可能である。

［制御装置による具体的な高調波電流の予測例］
次に、制御装置３０（アクティブフィルタ制御部３００）による具体的な高調波電流の予測例について、図３を参照しながら説明する。

図３に示す例において、第２インバータ１２（すなわち第２モータＭ２）を駆動するために制御装置３０が用いるキャリア信号は、時期ｔ０から時期ｔ１までの第１周期Ｃｃ１と、時期ｔ１から時期ｔ２までの第２周期Ｃｃ２と、時期ｔ２から時期ｔ３までの第３周期Ｃｃ３と、の３つのキャリア周期を有する。

また、図３に示す例において、第２モータＭ２の回転数（図３中「モータ回転数」と図示）は時系列的に後になるほど大きくなっており、それに伴い、キャリア周期も時系列的に後のものほど短くなっている。具体的には、第１周期Ｃｃ１の長さをＴ１［ｓ］とし、第２周期Ｃｃ２の長さをＴ２［ｓ］とし、第３周期Ｃｃ３の長さをＴ３［ｓ］とすると、Ｔ１＞Ｔ２＞Ｔ３である。

アクティブフィルタ部２０から発生させる補償電流をフィードフォワード制御により制御するため、制御装置３０は、所定の予測開始時期となると、現在（すなわち予測開始時期）から先の所定の予測対象期間に含まれる各予測点における高調波電流を予測する。ここで、予測対象期間は、例えば、抑制対象となる高調波電流の発生源となるインバータ（ここでは第２インバータ１２）の少なくとも次のキャリア周期を含む期間とすることができる。

本実施形態では、次のキャリア周期の開始時期の所定期間前の時期である予測開始時期から、次のキャリア周期の終了時期までの期間が、予測対象期間として設定され得る。また、予測開始時期としては、次のキャリア周期の開始時期までにそのキャリア周期を含む予測対象期間についての高調波電流の予測が完了できるような時期が設定される。

具体的に説明すると、制御装置３０は、第１周期Ｃｃ１の開始に伴い、まず、次のキャリア周期（すなわち第２周期Ｃｃ２）で第２インバータ１２等を制御するために用いる各種指令値を決定する（図３中「指令値決定（ｔ１）」と図示）。これにより、第２周期Ｃｃ２の長さや第２周期Ｃｃ２における第２インバータ１２のスイッチング内容等が決定される。

そして、制御装置３０は、第２周期Ｃｃ２における各種指令値の決定後、予測開始時期である時期ｔ１０となると、第２周期Ｃｃ２で発生する高調波電流の予測を開始する（図３中「高調波予測（ｔ１－ｔ２）」と図示）。

第２周期Ｃｃ２で発生する高調波電流を予測するにあたって、制御装置３０は、時期ｔ１０から時期ｔ２までの期間を予測対象期間（図３中「予測対象期間α」と図示）とし、この予測対象期間に含まれる各予測点における高調波電流を予測する。予測対象期間αは、図３に示すように、第２周期Ｃｃ２を含む。

各予測点は、予測対象期間の開始時（すなわち予測開始時期）から所定の時間間隔で設けられる。この時間間隔（以下「予測点の間隔」ともいう）は、次のキャリア周期の長さに比例するようになっており、次のキャリア周期が長いほど長くなる。一例として、本実施形態では、次のキャリア周期の長さをＴｘ［ｓ］とし、予測点の間隔をＳｘ［ｓ］とすると、Ｓｘ＝Ｔｘ／１０である。つまり、本実施形態では、次のキャリア周期に含まれる予測点の数は、そのキャリア周期の長さによらず一定の１０個となる。

具体的に説明すると、図３に示す予測対象期間αには、同図中、黒色の円で示す予測点が設けられる。このうち、時系列的に最も前の予測点ｐ１は時期ｔ１０からＴ２／１０［ｓ］後の時期となり、予測点ｐ１の次の予測点ｐ２は予測点ｐ１からＴ２／１０［ｓ］後の時期となる。また、予測点ｐ２の次の予測点ｐ３は予測点ｐ２からＴ２／１０［ｓ］後の時期となり、予測点ｐ３の次の予測点ｐ４は予測点ｐ３からＴ２／１０［ｓ］後の時期となり、予測点ｐ４の次の予測点ｐ５は予測点ｐ４からＴ２／１０［ｓ］後の時期となる。予測点ｐ５後の予測点も同様にして、第２周期Ｃｃ２の終了時期である時期ｔ２まで、Ｔ２／１０［ｓ］間隔で設けられる。

また、同様にして、制御装置３０は、第２周期Ｃｃ２の開始に伴い、次のキャリア周期（すなわち第３周期Ｃｃ３）で第２インバータ１２を制御するために用いる各種指令値を決定（図３中「指令値決定（ｔ２）」と図示）する。そして、制御装置３０は、第３周期Ｃｃ３における各種指令値の決定後、第３周期Ｃｃ３で発生する高調波電流を予測する（図３中「高調波予測（ｔ２－ｔ３）」と図示）。この場合の予測対象期間（図３中「予測対象期間β」と図示）における予測点の間隔は、第３周期Ｃｃ３の長さに比例するものとなり、具体的には、図３に示すようにＴ３／１０［ｓ］となる。

このように、次のキャリア周期で発生する高調波電流を予測するにあたって、そのキャリア周期の長さに比例した時間間隔で設けられた予測点における高調波電流を予測するようにすることで、そのキャリア周期で発生する高調波電流を精度よく予測することを可能としつつも、当該予測を行うための制御装置３０の処理負荷を低減できる。

仮に、次のキャリア周期で発生する高調波電流を予測するにあたって、そのキャリア周期の長さによらず一定の時間間隔で設けられた予測点における高調波電流を予測するようにしたとする。この場合、次のキャリア周期で発生する高調波電流を精度よく予測するためには、予測点の間隔をある程度短くする必要がある。しかしながら、キャリア周期が比較的長い場合には、そのキャリア周期で発生する高調波電流の変動がなだらかなものとなるため、このような短い間隔で高調波電流を予測しなくても、そのキャリア周期で発生する高調波電流を精度よく予測することが可能である。

そこで、本実施形態では、次のキャリア周期の長さに比例した時間間隔で設けられた予測点における高調波電流を予測するようにすることで、過剰な予測点についての高調波電流の予測を削減し、次のキャリア周期で発生する高調波電流を予測するにあたっての制御装置３０の処理負荷の低減を図っている。

また、次のキャリア周期の長さに比例した時間間隔で予測点を設けることで、そのキャリア周期の長さによらず予測点の数を略一定とすることができる。したがって、次のキャリア周期の長さによらず略一定の処理負荷でそのキャリア周期で発生する高調波電流を予測することが可能となる。これにより、キャリア周期がどのように変化する場合であっても、各キャリア周期で発生する高調波電流を予測するための制御装置３０の消費電力を略一定にできる。そして、このように、各キャリア周期で発生する高調波電流を予測するための制御装置３０の消費電力を略一定にすることで、その消費電力の推定を容易化できる。

ところで、前述したように、予測対象期間の始点である予測開始時期は、次のキャリア周期の開始時期よりも前の時期となる。このため、例えば、予測対象期間αには、予測点ｐ１及び予測点ｐ２といった第２周期Ｃｃ２外の予測点も含まれることになる。そして、このような次のキャリア周期外の予測点における高調波電流の予測結果は、次のキャリア周期で発生する高調波電流を抑制する補償電流の生成に利用されない。したがって、このような無駄な予測点は、なるべく少なくすることが望まれる。

そこで、本実施形態では、予測対象期間に含まれる各予測点における高調波電流の予測が完了する完了時期から次のキャリア周期の開始時期までの第１期間が、次のキャリア周期においてインバータを駆動するための指令値が決定された時期から、予測対象期間に含まれる各予測点における高調波電流の予測を開始する予測開始時期までの第２期間よりも短くなるようにしている。

具体的に説明すると、図３に示すように、第２周期Ｃｃ２において第２インバータ１２を駆動するための各種指令値が決定された時期をｔ１１とし、第２周期Ｃｃ２を含む予測対象期間αに含まれる各予測点における高調波電流の予測が完了する完了時期をｔ１２とする。この場合、時期ｔ１２から時期ｔ１までの期間ｔｂが上記の第１期間に相当し、時期ｔ１１から時期ｔ１０までの期間ｔａが上記の第２期間に相当する。そして、期間ｔｂが、期間ｔａよりも短くなるようにしている。

このように、次のキャリア周期の開始時期までにそのキャリア周期を含む予測対象期間についての高調波電流の予測を完了できる範囲で、予測開始時期をできるだけ後の時期とすることで、前述した無駄な予測点を削減することができ、次のキャリア周期で発生する高調波電流を予測するための制御装置３０の処理負荷を一層低減することが可能となる。

一方、仮に、第２周期Ｃｃ２で発生する高調波電流の予測を開始する予測開始時期を、第２周期Ｃｃ２において第２インバータ１２を駆動するための各種指令値が決定された時期ｔ１１とした場合には、図３中、白色の円で示すような無駄な予測点が増えることになるため、その分、制御装置３０の処理負荷が増大することになる。

また、制御装置３０は、正弦波ＰＷＭ制御と、過変調ＰＷＭ制御との２つの変調方法を切り替えて第２インバータ１２（すなわち第２モータＭ２）を駆動してもよい。図４には、過変調ＰＷＭ制御時に、制御装置３０が第２インバータ１２のスイッチング素子のゲート端子に印加するゲート信号と、第２インバータ１２から発生する高調波電流の一例を示した。

そして、制御装置３０は、設定する予測対象期間を変調方法によって切り替えるようにしてもよい。具体的には、制御装置３０は、正弦波ＰＷＭ制御により第２インバータ１２を駆動している場合には、図３等に示したように、次のキャリア周期（すなわち１つのキャリア周期）を含む予測対象期間を設定する。

一方、制御装置３０は、過変調ＰＷＭ制御により第２インバータ１２を駆動している場合には、正弦波ＰＷＭ制御により第２インバータ１２を駆動している場合よりも予測対象期間を長くする。具体的には、この場合、図４に示すように、制御装置３０は、第２インバータ１２の基本波周期Ｔｆの６分の１（すなわちＴｆ／６）を含む予測対象期間を設定する。ここで、第２インバータ１２の基本波周期Ｔｆは、第２モータＭ２の回転周波数を極対数（第２インバータ１２のスイッチング素子の数）で除した基本波周波数の逆数である。そして、この場合、制御装置３０は、基本波周期Ｔｆの６分の１の期間をさらに１０で除した時間間隔で予測点を設定する（図４中、黒色の円を参照）。

このようにすることで、制御装置３０は、変調方法によって適切な予測対象期間及び予測点を設定でき、高調波電流を精度よく予測することを可能としつつも、当該予測を行うための処理負荷を低減できる。すなわち、過変調ＰＷＭ制御時には、正弦波ＰＷＭ制御時に比べて、高調波電流の周波数が低くなり、高調波電流の変動がなだらかなものとなる。このため、短い間隔で高調波電流を予測しなくても、高調波電流を精度よく予測することが可能である。したがって、制御装置３０は、過変調ＰＷＭ制御により第２インバータ１２を駆動している場合には、上記のように予測対象期間及び予測点を設定することで、過剰な予測点についての高調波電流の予測を削減することが可能となる。

［変形例］
次に、前述した実施形態の変形例について説明する。なお、以下では、前述した構成と同一の構成については同一の符号を付して、その説明を適宜省略又は簡略化する。

前述した例では、第２インバータ１２から発生する高調波電流と逆極性の補償電流を生成するアクティブフィルタ部２０のみを設けていたが、これに限らない。例えば、図５に示すように、第２インバータ１２から発生する高調波電流と逆極性の補償電流を生成するアクティブフィルタ部２０に加えて、第１インバータ１１から発生する高調波電流と逆極性の補償電流を生成するアクティブフィルタ部２０’をさらに設けてもよい。すなわち、図５に示すように、第１モータＭ１、第１インバータ１１及びアクティブフィルタ部２０’と、第２モータＭ２、第２インバータ１２及びアクティブフィルタ部２０とが、各インバータ１１、１２に電力を供給するバッテリＢＡＴに対して並列に接続されるように、モータ駆動システム１を構成してもよい。アクティブフィルタ部２０’を設けた場合、制御装置３０は、前述した例と同様にして、第１モータＭ１の制御情報等に基づき第１インバータ１１から発生する高調波電流を予測し、これと逆極性の補償電流をアクティブフィルタ部２０’に生成させればよい。このようにすれば、第１インバータ１１から発生する高調波電流も抑制することが可能となる。したがって、第１モータＭ１、第１インバータ１１及びアクティブフィルタ部２０’と、第２モータＭ２、第２インバータ１２及びアクティブフィルタ部２０とが、バッテリＢＡＴに対して並列に接続されたモータ駆動システム１における高調波電流をより適切に抑制することが可能となる。

また、図５に示すように、前述したインダクタ２４に代えて、パッシブフィルタ５０を設けてもよい。そして、バッテリＢＡＴとアクティブフィルタ部２０’との間にも、同様にパッシブフィルタ５０を設けてもよい。

以上に説明したように、本発明によれば、制御装置の処理負荷を低減しつつ、高調波電流を適切に抑制できる。

以上、図面を参照しながら、本発明の各種実施形態について説明したが、本発明はかかる例に限定されないことはいうまでもない。当業者であれば、特許請求の範囲に記載された範疇内において、各種の変更例又は修正例に想到し得ることは明らかであり、それらについても当然に本発明の技術的範囲に属するものと了解される。また、発明の趣旨を逸脱しない範囲において、上記の実施形態における各構成要素を任意に組み合わせてもよい。

本明細書には少なくとも以下の事項が記載されている。なお、括弧内には、前述した実施形態において対応する構成要素等を示しているが、これに限定されるものではない。

（１） モータ（第１モータＭ１、第２モータＭ２）を駆動するインバータ（第１インバータ１１、第２インバータ１２）から発生する高調波電流を抑制するアクティブフィルタ部（アクティブフィルタ部２０、アクティブフィルタ部２０’）を制御する制御装置（制御装置３０）であって、
前記制御装置は、
前記インバータの少なくとも次のキャリア周期における前記モータの制御情報に基づき、現在から先の所定の予測対象期間に含まれる各予測点における前記高調波電流を予測する予測部（予測部３１０）と、
前記予測部の予測結果に基づき、前記予測対象期間のうち前記次のキャリア周期に含まれる予測点に対応する時期に、当該予測点における高調波電流と逆極性の補償電流を発生させる電流指令値を前記アクティブフィルタ部へ出力する指令値決定部（指令値決定部３２０）と、
を備え、
前記各予測点は、前記予測対象期間の開始時から所定の時間間隔で設けられ、
前記時間間隔は、前記次のキャリア周期が長いほど長い、
制御装置。

（１）によれば、制御装置の処理負荷を低減しつつ、高調波電流を適切に抑制できる。

（２） （１）に記載の制御装置であって、
前記制御装置は、
正弦波ＰＷＭ制御と、過変調ＰＷＭ制御との２つの変調方法を切り替えて前記インバータを駆動可能に構成され、
前記過変調ＰＷＭ制御により前記インバータを駆動している場合には、前記正弦波ＰＷＭ制御により前記インバータを駆動している場合よりも、前記予測対象期間を長くする、
制御装置。

（２）によれば、変調方法によって適切な予測対象期間を設定でき、高調波電流を精度よく予測することを可能としつつも、当該予測を行うための制御装置の処理負荷を低減できる。

（３） （２）に記載の制御装置であって、
前記正弦波ＰＷＭ制御により前記インバータが駆動されている場合の予測対象期間は、前記次のキャリア周期を含み、
前記過変調ＰＷＭ制御により前記インバータが駆動されている場合の予測対象期間は、前記インバータの基本波周期の６分の１を含む、
制御装置。

（３）によれば、変調方法によって適切な予測対象期間を設定でき、高調波電流を精度よく予測することを可能としつつも、当該予測を行うための制御装置の処理負荷を低減できる。

（４） （１）から（３）のいずれかに記載の制御装置であって、
前記次のキャリア周期に含まれる予測点の数は、前記次のキャリア周期の長さによらず一定である、
制御装置。

（４）によれば、次のキャリア周期の長さによらず略一定の処理負荷でそのキャリア周期で発生する高調波電流を予測することが可能となる。

（５） （１）から（４）のいずれかに記載の制御装置であって、
前記各予測点における前記高調波電流の予測が完了する完了時期から前記次のキャリア周期の開始時期までの期間は、前記次のキャリア周期において前記インバータを駆動するための指令値が決定された時期から、前記各予測点における前記高調波電流の予測を開始する予測開始時期までの期間よりも短い、
制御装置。

（５）によれば、次のキャリア周期で発生する高調波電流を予測するための制御装置の処理負荷を低減することが可能となる。

（６） （１）から（５）のいずれかに記載の制御装置を備えたモータ駆動システムであって、
前記モータと、当該モータを駆動する前記インバータと、当該インバータから発生する前記高調波電流を抑制する前記アクティブフィルタ部とが、各インバータに電力を供給する電源に対して複数並列に接続された、
モータ駆動システム（モータ駆動システム１）。

（６）によれば、モータと、当該モータを駆動するインバータと、当該インバータから発生する高調波電流を抑制するアクティブフィルタ部とが、各インバータに電力を供給する電源に対して複数並列に接続されたモータ駆動システムにおける高調波電流を適切に抑制できる。

Ｍ１ 第１モータ（モータ）
Ｍ２ 第２モータ（モータ）
１ モータ駆動システム
１１ 第１インバータ（インバータ）
１２ 第２インバータ（インバータ）
２０、２０’ アクティブフィルタ部
３０ 制御装置
３１０ 予測部
３２０ 指令値決定部

Claims (6)

1. モータを駆動するインバータから発生する高調波電流を抑制するアクティブフィルタ部を制御する制御装置であって、
   前記制御装置は、
   前記インバータの少なくとも次のキャリア周期における前記モータの制御情報に基づき、現在から先の所定の予測対象期間に含まれる各予測点における前記高調波電流を予測する予測部と、
   前記予測部の予測結果に基づき、前記予測対象期間のうち前記次のキャリア周期に含まれる予測点に対応する時期に、当該予測点における高調波電流と逆極性の補償電流を発生させる電流指令値を前記アクティブフィルタ部へ出力する指令値決定部と、
   を備え、
   前記各予測点は、前記予測対象期間の開始時から所定の時間間隔で設けられ、
   前記時間間隔は、前記次のキャリア周期が長いほど長い、
   制御装置。
2. 請求項１に記載の制御装置であって、
   前記制御装置は、
   正弦波ＰＷＭ制御と、過変調ＰＷＭ制御との２つの変調方法を切り替えて前記インバータを駆動可能に構成され、
   前記過変調ＰＷＭ制御により前記インバータを駆動している場合には、前記正弦波ＰＷＭ制御により前記インバータを駆動している場合よりも、前記予測対象期間を長くする、
   制御装置。
3. 請求項２に記載の制御装置であって、
   前記正弦波ＰＷＭ制御により前記インバータが駆動されている場合の予測対象期間は、前記次のキャリア周期を含み、
   前記過変調ＰＷＭ制御により前記インバータが駆動されている場合の予測対象期間は、前記インバータの基本波周期の６分の１を含み、
   前記インバータの基本波周期は、前記モータの回転周波数を極対数で除した基本波周波数の逆数である、
   制御装置。
4. 請求項１から３のいずれか１項に記載の制御装置であって、
   前記次のキャリア周期に含まれる予測点の数は、前記次のキャリア周期の長さによらず一定である、
   制御装置。
5. 請求項１から４のいずれか１項に記載の制御装置であって、
   前記各予測点における前記高調波電流の予測が完了する完了時期から前記次のキャリア周期の開始時期までの期間は、前記次のキャリア周期において前記インバータを駆動するための指令値が決定された時期から、前記各予測点における前記高調波電流の予測を開始する予測開始時期までの期間よりも短い、
   制御装置。
6. 請求項１から５のいずれか１項に記載の制御装置を備えたモータ駆動システムであって、
   前記モータと、当該モータを駆動する前記インバータと、当該インバータから発生する前記高調波電流を抑制する前記アクティブフィルタ部とが、各インバータに電力を供給する電源に対して複数並列に接続された、
   モータ駆動システム。

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