JP3212850B2 - 特定周波数成分信号の動作位相算出方法および装置並びにアクティブフィルタのデジタル制御システム - Google Patents
特定周波数成分信号の動作位相算出方法および装置並びにアクティブフィルタのデジタル制御システムInfo
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- Measurement Of Current Or Voltage (AREA)
- Supply And Distribution Of Alternating Current (AREA)
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】デジタル制御システムにおい
て、単一の特定周波数を成分としたアナログ信号をサン
プリングしてデジタル信号に変換し制御演算を行う際、
その動作位相を求め、この信号を数式の形で表しておく
必要が生じる場合がある。本発明は、上記した特定周波
数成分の信号の動作位相を正確に求めるための方法およ
び装置、並びに、該手法を用いてアクティブフィルタを
制御するデジタル制御システムに関する。
て、単一の特定周波数を成分としたアナログ信号をサン
プリングしてデジタル信号に変換し制御演算を行う際、
その動作位相を求め、この信号を数式の形で表しておく
必要が生じる場合がある。本発明は、上記した特定周波
数成分の信号の動作位相を正確に求めるための方法およ
び装置、並びに、該手法を用いてアクティブフィルタを
制御するデジタル制御システムに関する。
【０００２】
【従来の技術】特定周波数の成分を持った信号の動作位
相を表す方法としては、従来から、例えば信号の零クロ
スポイントを基準として、そのポイントからの時間をカ
ウントし、信号の位相を表す方法が知られている。
相を表す方法としては、従来から、例えば信号の零クロ
スポイントを基準として、そのポイントからの時間をカ
ウントし、信号の位相を表す方法が知られている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】上記方法は次のような
問題がある。 （１）零クロスポイント付近の波形に歪みやノイズが重
畳していると大きな誤差となる。 （２）急に位相がシフトするような場合は、使用不可能
となる場合がある。
問題がある。 （１）零クロスポイント付近の波形に歪みやノイズが重
畳していると大きな誤差となる。 （２）急に位相がシフトするような場合は、使用不可能
となる場合がある。
【０００４】本発明は上記した従来技術の問題点を考慮
してなされたものであり、本発明の第１の目的は、特定
周波数成分の信号に若干のノイズ等が重畳したり、ある
いは、急な位相シフトがあっても正確に信号の動作位相
を求め、上記信号を数式で表すことができる動作位相の
算出方法および装置を提供することである。本発明の第
２の目的は、サンプリングされた交流電源電圧から交流
電源の動作位相を正確に算出し、算出された動作位相
と、交流電源電流に含まれる高調波のサンプリング値に
基づき、交流電源電流に含まれる高調波を除去するアク
ティブフィルタのデジタル制御システムを提供すること
である。
してなされたものであり、本発明の第１の目的は、特定
周波数成分の信号に若干のノイズ等が重畳したり、ある
いは、急な位相シフトがあっても正確に信号の動作位相
を求め、上記信号を数式で表すことができる動作位相の
算出方法および装置を提供することである。本発明の第
２の目的は、サンプリングされた交流電源電圧から交流
電源の動作位相を正確に算出し、算出された動作位相
と、交流電源電流に含まれる高調波のサンプリング値に
基づき、交流電源電流に含まれる高調波を除去するアク
ティブフィルタのデジタル制御システムを提供すること
である。
【０００５】
【課題を解決するための手段】図１は本発明の動作位相
の算出方法を説明する図である。同図において、Ｖは特
定周波数成分の信号、ｔ1 は現時点、ｔ0 は１サンプリ
ング時間Ｔs 前の時刻、Ｖ1 は現時点の信号Ｖの値、Ｖ
0 は１サンプリング時間前の信号Ｖの値、φは現時点に
おける信号Ｖの位相、Ｔs はサンプリング周期である。
の算出方法を説明する図である。同図において、Ｖは特
定周波数成分の信号、ｔ1 は現時点、ｔ0 は１サンプリ
ング時間Ｔs 前の時刻、Ｖ1 は現時点の信号Ｖの値、Ｖ
0 は１サンプリング時間前の信号Ｖの値、φは現時点に
おける信号Ｖの位相、Ｔs はサンプリング周期である。
【０００６】本発明においては、図１において次のよう
にして上記した特定周波数成分の信号の動作位相を求め
る。図１（ａ）において、Ｖ0 ，Ｖ1 が特定周波数の正
弦波波形の値とすると、Ｖ0 とＶ1 は次の式（１）
（２）で表すことができる。 Ｖ0 ＝Ｖm sin ( ωo ｔ1 ＋φ−ωo Ｔs ) …(1) Ｖ1 ＝Ｖm sin ( ωo ｔ1 ＋φ ) …(2) ここで、Ｖm は特定周波数成分の信号Ｖの波高値、ωo
は特定周波数成分の信号の角周波数である。
にして上記した特定周波数成分の信号の動作位相を求め
る。図１（ａ）において、Ｖ0 ，Ｖ1 が特定周波数の正
弦波波形の値とすると、Ｖ0 とＶ1 は次の式（１）
（２）で表すことができる。 Ｖ0 ＝Ｖm sin ( ωo ｔ1 ＋φ−ωo Ｔs ) …(1) Ｖ1 ＝Ｖm sin ( ωo ｔ1 ＋φ ) …(2) ここで、Ｖm は特定周波数成分の信号Ｖの波高値、ωo
は特定周波数成分の信号の角周波数である。
【０００７】上記式（１）（２）より次の（３）式が得
られる。 Ｖ0 ／Ｖ1 ＝Ｖm sin ( ωo ｔ1 ＋φ−ωo Ｔs ) ／Ｖm sin ( ωo ｔ1 ＋φ ) ＝cos ωo Ｔs −｛sin ωo Ｔs ／ tan( ωo ｔ1 ＋φ) ｝…(3) 上記（３）式より次の（４）式が得られる。 tan (ωo ｔ1 ＋φ) ＝Ｖ1sinωo Ｔs ／( Ｖ1cosωo Ｔs −Ｖ0)…(4)
られる。 Ｖ0 ／Ｖ1 ＝Ｖm sin ( ωo ｔ1 ＋φ−ωo Ｔs ) ／Ｖm sin ( ωo ｔ1 ＋φ ) ＝cos ωo Ｔs −｛sin ωo Ｔs ／ tan( ωo ｔ1 ＋φ) ｝…(3) 上記（３）式より次の（４）式が得られる。 tan (ωo ｔ1 ＋φ) ＝Ｖ1sinωo Ｔs ／( Ｖ1cosωo Ｔs −Ｖ0)…(4)
【０００８】したがって、（４）式より次の（５）式が
得られる。 sin(ωo t1＋φ)= sin｛tan -1( Ｖ1sinωo Ｔs)／( Ｖ1cosωo Ｔs −Ｖ0)｝ ……(5) すなわち、図１（ｂ）に示すように特定周波数成分の信
号の１サンプリング前の値Ｖ0 と、現時点のサンプリン
グ値Ｖ1 から上記式（５）により、上記特定周波数成分
の信号の位相を求め、該特定周波数成分の信号を数式で
表すことができる。
得られる。 sin(ωo t1＋φ)= sin｛tan -1( Ｖ1sinωo Ｔs)／( Ｖ1cosωo Ｔs −Ｖ0)｝ ……(5) すなわち、図１（ｂ）に示すように特定周波数成分の信
号の１サンプリング前の値Ｖ0 と、現時点のサンプリン
グ値Ｖ1 から上記式（５）により、上記特定周波数成分
の信号の位相を求め、該特定周波数成分の信号を数式で
表すことができる。
【０００９】前記課題を解決するため、本発明の請求項
１，２の発明は、上記原理に基づき式（５）のように特
定周波数成分の信号の動作位相sin(ωo t ＋φ）を求め
るようにしたので、比較的簡単な演算により特定周波数
成分の信号の動作位相を数式で表現することができる。
また、零クロスポイント付近にノイズ等が重畳したりあ
るいは急な位相シフトがあっても正確に動作位相を求め
ることができる。このため、デジタル制御システムにお
いて、比較的簡単な演算処理で、高精度な制御を行うこ
とができる。
１，２の発明は、上記原理に基づき式（５）のように特
定周波数成分の信号の動作位相sin(ωo t ＋φ）を求め
るようにしたので、比較的簡単な演算により特定周波数
成分の信号の動作位相を数式で表現することができる。
また、零クロスポイント付近にノイズ等が重畳したりあ
るいは急な位相シフトがあっても正確に動作位相を求め
ることができる。このため、デジタル制御システムにお
いて、比較的簡単な演算処理で、高精度な制御を行うこ
とができる。
【００１０】本発明の請求項３の発明は、交流電源電圧
の１サンプリング前の値Ｖ0 と、現時点のサンプリング
値Ｖ1 から上記（５）式より交流電源の動作位相を求
め、該動作位相を用いてバンドパスフィルタが出力する
特定周波数の成分のサンプリング値に基づき、交流電流
に含まれる特定周波数成分の高調波を除去するようにし
たので、比較的簡単な演算処理で高精度な制御を行うこ
とができる。
の１サンプリング前の値Ｖ0 と、現時点のサンプリング
値Ｖ1 から上記（５）式より交流電源の動作位相を求
め、該動作位相を用いてバンドパスフィルタが出力する
特定周波数の成分のサンプリング値に基づき、交流電流
に含まれる特定周波数成分の高調波を除去するようにし
たので、比較的簡単な演算処理で高精度な制御を行うこ
とができる。
【００１１】
【発明の実施形態】次に本発明の実施例をアクティブフ
ィルタのデジタル制御システムを一例として説明する。
なお、以下の実施例ではアクティブフィルタのデジタル
制御システムについて説明するが、本発明の適用対象は
上記デジタル制御システムに限定されるものではなく、
１サンプリング後の変量を予測して制御する各種のデジ
タル制御システムに適用することができる。
ィルタのデジタル制御システムを一例として説明する。
なお、以下の実施例ではアクティブフィルタのデジタル
制御システムについて説明するが、本発明の適用対象は
上記デジタル制御システムに限定されるものではなく、
１サンプリング後の変量を予測して制御する各種のデジ
タル制御システムに適用することができる。
【００１２】図２は本発明の実施例のアクティブフィル
タ制御システムの全体構成を示す図である。同図におい
て、１はスイッチング手段ＳＣ１〜ＳＣ４とコンデンサ
Ｃ１から構成されるＡＣ／ＤＣコンバータである。ＡＣ
／ＤＣコンバータ１は、図示しない制御装置によりＰＷ
Ｍ制御され、三巻線トランスＴｒを介して電源３から供
給される交流電圧を直流電圧に変換して、例えば電気車
両等の負荷Ｌに供給する。
タ制御システムの全体構成を示す図である。同図におい
て、１はスイッチング手段ＳＣ１〜ＳＣ４とコンデンサ
Ｃ１から構成されるＡＣ／ＤＣコンバータである。ＡＣ
／ＤＣコンバータ１は、図示しない制御装置によりＰＷ
Ｍ制御され、三巻線トランスＴｒを介して電源３から供
給される交流電圧を直流電圧に変換して、例えば電気車
両等の負荷Ｌに供給する。
【００１３】また、上記ＡＣ／ＤＣコンバータ１の動作
時、ＡＣ／ＤＣコンバータ１からはＰＷＭ制御のスイッ
チング周波数（本実施例では１．８ｋＨｚ）に応じた
１．８ｋＨｚの高調波（角周波数＝ω）が発生する。上
記高調波は配電線等の分布定数と共振を起こし、電圧が
異常に上昇する等の悪影響を与える。２は上記した高調
波を除去するためのアクティブフィルタ主回路であり、
アクティブフィルタ主回路はブリッジ状に接続されたＳ
Ａ１〜ＳＡ４のスイッチング手段とコンデンサＣ２から
構成され、上記スイッチング手段ＳＡ１〜ＳＡ４をＰＷ
Ｍ制御することで上記高調波が除去される。
時、ＡＣ／ＤＣコンバータ１からはＰＷＭ制御のスイッ
チング周波数（本実施例では１．８ｋＨｚ）に応じた
１．８ｋＨｚの高調波（角周波数＝ω）が発生する。上
記高調波は配電線等の分布定数と共振を起こし、電圧が
異常に上昇する等の悪影響を与える。２は上記した高調
波を除去するためのアクティブフィルタ主回路であり、
アクティブフィルタ主回路はブリッジ状に接続されたＳ
Ａ１〜ＳＡ４のスイッチング手段とコンデンサＣ２から
構成され、上記スイッチング手段ＳＡ１〜ＳＡ４をＰＷ
Ｍ制御することで上記高調波が除去される。
【００１４】４は上記１．８ｋＨｚの高調波を選択的に
通過させる高調波検出用アナログ・アクティブフィルタ
であり、電流検出器ＣＴ２により検出されるＡＣ／ＤＣ
コンバータ１への流入電流ｉＬから位相遅れなく高調波
成分ｉh のみを取り出す。５はアナログデジタル変換器
であり、アナログデジタル変換器５は上記高調波検出用
アナログ・アクティブフィルタ４の出力ｉｈと、電圧検
出用トランスＴＲ１により検出されるアクティブフィル
タ主回路２の入力電圧ＶS と、電流検出器ＣＴ１により
検出されるアクティブフィルタ主回路２への流入電流ｉ
c と、電圧検出器Ｖdtにより検出されるコンデンサＣ２
の両端電圧Ｖdcとをサンプリングしてデジタル信号に変
換する。
通過させる高調波検出用アナログ・アクティブフィルタ
であり、電流検出器ＣＴ２により検出されるＡＣ／ＤＣ
コンバータ１への流入電流ｉＬから位相遅れなく高調波
成分ｉh のみを取り出す。５はアナログデジタル変換器
であり、アナログデジタル変換器５は上記高調波検出用
アナログ・アクティブフィルタ４の出力ｉｈと、電圧検
出用トランスＴＲ１により検出されるアクティブフィル
タ主回路２の入力電圧ＶS と、電流検出器ＣＴ１により
検出されるアクティブフィルタ主回路２への流入電流ｉ
c と、電圧検出器Ｖdtにより検出されるコンデンサＣ２
の両端電圧Ｖdcとをサンプリングしてデジタル信号に変
換する。
【００１５】６はデジタルシグナルプロセッサ（以下Ｄ
ＳＰという）であり、上記アナログデジタル変換器５が
出力するデジタル信号を演算して、アクティブフィルタ
主回路２のスイッチング手段ＳＡ１〜ＳＡ４をＰＷＭ制
御する制御信号を発生し、該制御出力は駆動回路７に与
えられ、スイッチング手段ＳＡ１〜ＳＡ４が制御され
る。
ＳＰという）であり、上記アナログデジタル変換器５が
出力するデジタル信号を演算して、アクティブフィルタ
主回路２のスイッチング手段ＳＡ１〜ＳＡ４をＰＷＭ制
御する制御信号を発生し、該制御出力は駆動回路７に与
えられ、スイッチング手段ＳＡ１〜ＳＡ４が制御され
る。
【００１６】図３は上記ＤＳＰ６における処理を示すブ
ロック図、図４は図３に示す位相算出手段の構成を示す
図、図５は図３に示す予測手段６ａの構成を示す図であ
る。図３、図４、図５において、図２に示したものと同
一のものには同一の符号が付されており、４は前記した
高調波検出用アナログ・アクティブフィルタ、５は前記
したアナログデジタル変換器、６はＤＳＰ、７はアクテ
ィブフィルタ主回路２のスイッチング手段ＳＡ１〜ＳＡ
４の駆動回路である。また、図４の６１ｂは１サンプリ
ング前の値を記憶する記憶手段、６２ｂは前記した式
（５）よりsin(ωo t1＋φ）を求める演算手段、図５の
６１ａは１サンプリング前の値を記憶する記憶手段、６
２ａは現時点より１サンプリング後の値を演算する演算
手段である。
ロック図、図４は図３に示す位相算出手段の構成を示す
図、図５は図３に示す予測手段６ａの構成を示す図であ
る。図３、図４、図５において、図２に示したものと同
一のものには同一の符号が付されており、４は前記した
高調波検出用アナログ・アクティブフィルタ、５は前記
したアナログデジタル変換器、６はＤＳＰ、７はアクテ
ィブフィルタ主回路２のスイッチング手段ＳＡ１〜ＳＡ
４の駆動回路である。また、図４の６１ｂは１サンプリ
ング前の値を記憶する記憶手段、６２ｂは前記した式
（５）よりsin(ωo t1＋φ）を求める演算手段、図５の
６１ａは１サンプリング前の値を記憶する記憶手段、６
２ａは現時点より１サンプリング後の値を演算する演算
手段である。
【００１７】次に図３、図４、図５により本実施例にお
けるアクティブフィルタの制御について説明する。電圧
検出器Ｖdtにより検出されたコンデンサＣ２の両端電圧
Ｖdc、高調波検出用アナログ・アクティブフィルタ４が
出力する高調波電流ｉh 、電圧検出用トランスＴＲ１に
より検出される電圧ＶS 、検出器ＣＴ１により検出され
る電流ｉcは、アナクロデジタル変換器５によりサンプ
リングされデジタル信号に変換されてＤＳＰ６に入力さ
れる。
けるアクティブフィルタの制御について説明する。電圧
検出器Ｖdtにより検出されたコンデンサＣ２の両端電圧
Ｖdc、高調波検出用アナログ・アクティブフィルタ４が
出力する高調波電流ｉh 、電圧検出用トランスＴＲ１に
より検出される電圧ＶS 、検出器ＣＴ１により検出され
る電流ｉcは、アナクロデジタル変換器５によりサンプ
リングされデジタル信号に変換されてＤＳＰ６に入力さ
れる。
【００１８】ＤＳＰ６に入力されるコンデンサＣ２の両
端電圧Ｖdcと参照電圧Ｖdc *は減算器６ｆに与えられ、
その偏差が比例積分演算手段６ｃに与えられる。比例積
分演算手段６ｃは上記偏差に比例・積分演算を施し、ア
クティブフィルタ主回路２へ流入すべき電流の波高値Ｉ
cor （交流電流の基本波成分電流の波高値：例えば５０
Ｈｚ、角周波数＝ωo ）を生成する。
端電圧Ｖdcと参照電圧Ｖdc *は減算器６ｆに与えられ、
その偏差が比例積分演算手段６ｃに与えられる。比例積
分演算手段６ｃは上記偏差に比例・積分演算を施し、ア
クティブフィルタ主回路２へ流入すべき電流の波高値Ｉ
cor （交流電流の基本波成分電流の波高値：例えば５０
Ｈｚ、角周波数＝ωo ）を生成する。
【００１９】一方、位相算出手段６ｂは、アナクロデジ
タル変換器５によりサンプリングされデジタル信号に変
換された電圧ＶS から、前記した手法で交流電源３（角
周波数＝ωo ）の電圧位相φを算出し、sin(ωo ｔ1 ＋
φ）を出力する。すなわち、図４に示すように、位相算
出手段６ｂは記憶手段６１ｂにより１サンプリング前の
電圧ＶS のサンプリング値Ｖ0 を記憶し、現時点のサン
プリング値Ｖ1 と記憶手段６１ｂに記憶された１サンプ
リング前のサンプリング値Ｖ0 に基づき演算手段６２ｂ
により前記した式（５）によりsin(ωo ｔ1 ＋φ）を求
める。
タル変換器５によりサンプリングされデジタル信号に変
換された電圧ＶS から、前記した手法で交流電源３（角
周波数＝ωo ）の電圧位相φを算出し、sin(ωo ｔ1 ＋
φ）を出力する。すなわち、図４に示すように、位相算
出手段６ｂは記憶手段６１ｂにより１サンプリング前の
電圧ＶS のサンプリング値Ｖ0 を記憶し、現時点のサン
プリング値Ｖ1 と記憶手段６１ｂに記憶された１サンプ
リング前のサンプリング値Ｖ0 に基づき演算手段６２ｂ
により前記した式（５）によりsin(ωo ｔ1 ＋φ）を求
める。
【００２０】上記比例積分演算手段６ｃが出力する波高
値Ｉcor と位相算出手段６ｂが出力するsin(ωo ｔ1 ＋
φ）は乗算器６ｇにより乗算され、アクティブフィルタ
主回路２に流入する交流電流の指令値ｉcor * が生成さ
れる。すなわち、アクティブフィルタ主回路２に流入す
る交流電流の基本波成分は、位相φが電源電圧ＶS の位
相に一致するように制御され、また、その波高値Ｉcor
は電圧Ｖdc＝参照電圧Ｖdc* となるように制御される。
一方、予測手段６ａは高調波成分ｉｈの１サンプリング
後の値ｉh * を予測する。
値Ｉcor と位相算出手段６ｂが出力するsin(ωo ｔ1 ＋
φ）は乗算器６ｇにより乗算され、アクティブフィルタ
主回路２に流入する交流電流の指令値ｉcor * が生成さ
れる。すなわち、アクティブフィルタ主回路２に流入す
る交流電流の基本波成分は、位相φが電源電圧ＶS の位
相に一致するように制御され、また、その波高値Ｉcor
は電圧Ｖdc＝参照電圧Ｖdc* となるように制御される。
一方、予測手段６ａは高調波成分ｉｈの１サンプリング
後の値ｉh * を予測する。
【００２１】上記１サンプリング後の予測値ｉh * は次
のようにして算出される。高調波成分が正弦波であると
し、時間ｔ1 を現サンプリング期間の開始時刻、ｔ0 を
１サンプリング時間Ｔs 前の時刻、ｔ2 を１サンプリン
グ時間Ｔs 後の時刻とし、時刻ｔ0 におけるサンプリン
グ値をｉ0 、時刻ｔ1 におけるサンプリング値をｉ1 、
時刻ｔ2 におけるサンプリング値ｉh * とすると、ｉ0
，ｉ1 ，ｉh * は次の式（6a）〜（6c）で表される。
のようにして算出される。高調波成分が正弦波であると
し、時間ｔ1 を現サンプリング期間の開始時刻、ｔ0 を
１サンプリング時間Ｔs 前の時刻、ｔ2 を１サンプリン
グ時間Ｔs 後の時刻とし、時刻ｔ0 におけるサンプリン
グ値をｉ0 、時刻ｔ1 におけるサンプリング値をｉ1 、
時刻ｔ2 におけるサンプリング値ｉh * とすると、ｉ0
，ｉ1 ，ｉh * は次の式（6a）〜（6c）で表される。
【００２２】 Ｉm sin(ωｔ1 −ωＴs −θ) ＝ｉ0 … (6a) Ｉm sin(ωｔ1 −θ) ＝ｉ1 …(6b) Ｉm sin(ωｔ1 ＋ωＴs −θ) ＝ｉh * …(6c) ここで、Ｉm は特定周波数成分ｉの波高値、Ｔs は１サ
ンプリング周期、θは特定周波数成分の位相である。
ンプリング周期、θは特定周波数成分の位相である。
【００２３】上記式（6a）（6b）より次の（6d）式が得
られる。 ｉ1 sin(ωｔ1 −ωＴs −θ) ＝ｉ0 sin(ωｔ1 −θ） …… (6d) 式（6d）より次の（6e）式が得られる。 cos(ωｔ1 −θ) ＝｛（ｉ1 cos ωＴs −ｉ0 ）／（ｉ1 sin ωＴs ) ｝sin(ωｔ1 −θ）…(6e) 式（6c）より次の（6f) 式が得られる。 ｉh * ＝Ｉm sin(ωｔ1 −θ）cos ωＴs＋Ｉm cos(ω
ｔ1 −θ）sin ωＴs …(6f) 式（6c）（6e）（6f）より次の（６）式が得られる。 ｉh * ＝２ｉ1 cos ωＴs −ｉ0 …(6)
られる。 ｉ1 sin(ωｔ1 −ωＴs −θ) ＝ｉ0 sin(ωｔ1 −θ） …… (6d) 式（6d）より次の（6e）式が得られる。 cos(ωｔ1 −θ) ＝｛（ｉ1 cos ωＴs −ｉ0 ）／（ｉ1 sin ωＴs ) ｝sin(ωｔ1 −θ）…(6e) 式（6c）より次の（6f) 式が得られる。 ｉh * ＝Ｉm sin(ωｔ1 −θ）cos ωＴs＋Ｉm cos(ω
ｔ1 −θ）sin ωＴs …(6f) 式（6c）（6e）（6f）より次の（６）式が得られる。 ｉh * ＝２ｉ1 cos ωＴs −ｉ0 …(6)
【００２４】すなわち、位相算出手段６ａは図５に示す
ように記憶手段６１ａにより１サンプリング前の値ｉ0
を記憶し、現時点のサンプリング値ｉ1 と、記憶手段６
１ｂに記憶された１サンプリング前のサンプリング値ｉ
0 に基づき、演算手段６２ｂにより上記式（６）により
１サンプリング後の予測値ｉh * を求める。
ように記憶手段６１ａにより１サンプリング前の値ｉ0
を記憶し、現時点のサンプリング値ｉ1 と、記憶手段６
１ｂに記憶された１サンプリング前のサンプリング値ｉ
0 に基づき、演算手段６２ｂにより上記式（６）により
１サンプリング後の予測値ｉh * を求める。
【００２５】予測手段６ａにより求められた１サンプリ
ング後の高調波成分の予測値ｉh *は減算器６ｈに与え
られ、前記した交流電流の指令値ｉcor * と減算され、
電流指令値ｉcr（高調波成分の補償分を含む）が生成さ
れる。すなわち、交流電流の指令値ｉcor * （角周波数
＝ωo ）に高調波成分（角周波数＝ω）の予測値ｉh *
（高調波成分の補償値に相当）が重畳され、アクティブ
フィルタ主回路２に流入すべき電流指令値ｉcrが生成さ
れる。スイッチング時間演算手段６ｄは上記電流指令値
ｉcrに基づき次のようにしてスイッチング時間を算出す
る。
ング後の高調波成分の予測値ｉh *は減算器６ｈに与え
られ、前記した交流電流の指令値ｉcor * と減算され、
電流指令値ｉcr（高調波成分の補償分を含む）が生成さ
れる。すなわち、交流電流の指令値ｉcor * （角周波数
＝ωo ）に高調波成分（角周波数＝ω）の予測値ｉh *
（高調波成分の補償値に相当）が重畳され、アクティブ
フィルタ主回路２に流入すべき電流指令値ｉcrが生成さ
れる。スイッチング時間演算手段６ｄは上記電流指令値
ｉcrに基づき次のようにしてスイッチング時間を算出す
る。
【００２６】図６は図２におけるアクティブフィルタ主
回路の等価回路であり、同図に示すようにリアクトルＬ
AFの値をＬ、アクティブフィルタ主回路２の入力側の電
圧をＶS 、スイッチング手段ＳＡ１〜ＳＡ４から構成さ
れるブリッジ回路の交流側の電圧をＶｉ、コンデンサＣ
１の両端電圧をＶdc、アクティブフィルタ主回路２の入
力電流をｉｃとし、サンプリング周期をＴｓとすると、
次の（７）（８）（９）式が成り立つ。
回路の等価回路であり、同図に示すようにリアクトルＬ
AFの値をＬ、アクティブフィルタ主回路２の入力側の電
圧をＶS 、スイッチング手段ＳＡ１〜ＳＡ４から構成さ
れるブリッジ回路の交流側の電圧をＶｉ、コンデンサＣ
１の両端電圧をＶdc、アクティブフィルタ主回路２の入
力電流をｉｃとし、サンプリング周期をＴｓとすると、
次の（７）（８）（９）式が成り立つ。
【００２７】ＶS ＝Ｖｉ＋Ｌ（ｄｉ／ｄｔ）…(7) ｄｉ／ｄｔ＝（１／Ｌ）（ＶS −Ｖｉ） (8) Δｉｃ＝（１／Ｌ）（ＶS −Ｖｉ）ΔＴ…(9) ここでΔｉｃ＝ｉcr−ｉc ，ｉcr＝ｉcor * −ｉh * ，
ΔＴ＝Ｔs ＝ｔ１＋ｔ２，Ｖｉ＝Ｖdcである。
ΔＴ＝Ｔs ＝ｔ１＋ｔ２，Ｖｉ＝Ｖdcである。
【００２８】上記関係から、スイッチング手段ＳＡ１〜
ＳＡ４のスイッチング期間ｔ１，ｔ２が次の（１０）
（１１）式により算出される。 ｔ１＝｛ＶS Ｔｓ−Ｌ（ｉcr−ｉｃ）｝／Ｖdc ……(10) ｔ２＝Ｔs −ｔ１…(11) 上記のようにして算出されたスイッチング期間ｔ１，ｔ
２はＰＷＭ信号生成手段６ｅを介して駆動回路７に与え
られ、アクティブフィルタ主回路２のスイッチング手段
ＳＡ１〜ＳＡ４が制御される。
ＳＡ４のスイッチング期間ｔ１，ｔ２が次の（１０）
（１１）式により算出される。 ｔ１＝｛ＶS Ｔｓ−Ｌ（ｉcr−ｉｃ）｝／Ｖdc ……(10) ｔ２＝Ｔs −ｔ１…(11) 上記のようにして算出されたスイッチング期間ｔ１，ｔ
２はＰＷＭ信号生成手段６ｅを介して駆動回路７に与え
られ、アクティブフィルタ主回路２のスイッチング手段
ＳＡ１〜ＳＡ４が制御される。
【００２９】すなわち、図７に示すように上記期間ｔ
１，ｔ２を計算する時間ｔcal （例えば１０μｓ）の
間、スイッチ手段ＳＡ１，ＳＡ３がオンになる。この期
間が経過すると、期間ｔ１が正の場合には、期間ｔ１の
間、スイッチ手段ＳＡ１，ＳＡ４がオンになり、また、
期間ｔ１が負の場合には、期間｜ｔ１｜の間、スイッチ
手段ＳＡ２，ＳＡ３がオンになる。そして、期間ｔ１が
経過すると、期間ｔ２（＝ｔ２’＋ｔcal ）の間、スイ
ッチ手段ＳＡ１，ＳＡ３がオンになる。
１，ｔ２を計算する時間ｔcal （例えば１０μｓ）の
間、スイッチ手段ＳＡ１，ＳＡ３がオンになる。この期
間が経過すると、期間ｔ１が正の場合には、期間ｔ１の
間、スイッチ手段ＳＡ１，ＳＡ４がオンになり、また、
期間ｔ１が負の場合には、期間｜ｔ１｜の間、スイッチ
手段ＳＡ２，ＳＡ３がオンになる。そして、期間ｔ１が
経過すると、期間ｔ２（＝ｔ２’＋ｔcal ）の間、スイ
ッチ手段ＳＡ１，ＳＡ３がオンになる。
【００３０】上記のようにスイッチング手段ＳＡ１〜Ｓ
Ａ４を駆動することにより、電源側に重畳する特定周波
数（本実施例において１．８ｋＨｚ）の高調波がアクテ
ィブフィルタに吸収され、上記高調波を除去することが
できる。本実施例においては、上記のように、本発明の
予測手法をアクティブフィルタのデジタル制御システム
に適用し、予測された１サンプリング後の高調波成分の
予測値ｉh * を用いてアクティブフィルタを制御してい
るので、正確な予測値を使用した高精度な制御を行うこ
とができる。
Ａ４を駆動することにより、電源側に重畳する特定周波
数（本実施例において１．８ｋＨｚ）の高調波がアクテ
ィブフィルタに吸収され、上記高調波を除去することが
できる。本実施例においては、上記のように、本発明の
予測手法をアクティブフィルタのデジタル制御システム
に適用し、予測された１サンプリング後の高調波成分の
予測値ｉh * を用いてアクティブフィルタを制御してい
るので、正確な予測値を使用した高精度な制御を行うこ
とができる。
【００３１】
【発明の効果】以上説明したように、本発明において
は、以下の効果を得ることができる。 （１）特定周波数成分の信号の動作位相を式（５）で求
めるようにしたので、比較的簡単に演算により特定周波
数成分の信号の動作位相を求め、数式で表現することが
できる。また、零クロスポイント付近にノイズ等が重畳
したり、あるいは、急な位相シフトがあっても正確に動
作位相を求めることができる。このため、デジタル制御
システムにおいて、特定周波数の動作位相を比較的簡単
な演算処理で求め、高精度な制御を行うことができる。
は、以下の効果を得ることができる。 （１）特定周波数成分の信号の動作位相を式（５）で求
めるようにしたので、比較的簡単に演算により特定周波
数成分の信号の動作位相を求め、数式で表現することが
できる。また、零クロスポイント付近にノイズ等が重畳
したり、あるいは、急な位相シフトがあっても正確に動
作位相を求めることができる。このため、デジタル制御
システムにおいて、特定周波数の動作位相を比較的簡単
な演算処理で求め、高精度な制御を行うことができる。
【００３２】（２）交流電源電圧の１サンプリング前の
値Ｖ0 と、現時点のサンプリング値Ｖ1 から上記（５）
式より交流電源の動作位相を求めて数式で表現し、該数
式を用いてバンドパスフィルタが出力する特定周波数の
成分のサンプリング値に基づき、交流電流に含まれる特
定周波数成分の高調波を除去するようにしたので、簡単
な演算処理でアクティブフィルタの高精度な制御を行う
ことができる。
値Ｖ0 と、現時点のサンプリング値Ｖ1 から上記（５）
式より交流電源の動作位相を求めて数式で表現し、該数
式を用いてバンドパスフィルタが出力する特定周波数の
成分のサンプリング値に基づき、交流電流に含まれる特
定周波数成分の高調波を除去するようにしたので、簡単
な演算処理でアクティブフィルタの高精度な制御を行う
ことができる。
【図１】本発明の動作位相の算出方法を説明する図であ
る。
る。
【図２】本発明の実施例のアクティブフィルタ制御シス
テムの構成を示す図である。
テムの構成を示す図である。
【図３】図２におけるＤＳＰ６における処理を示すブロ
ック図である。
ック図である。
【図４】図３に示す位相算出手段６ｂの構成を示す図で
ある。
ある。
【図５】図３に示す予測手段６ａの構成を示す図であ
る。
る。
【図６】図２に示したアクティブフィルタ主回路の等価
回路である。
回路である。
【図７】アクティブフィルタのスイッチング手段の動作
を示す図である。
を示す図である。
１ ＡＣ／ＤＣコンバータ ２ アクティブフィルタ主回路 ３ 電源 ４ 高調波検出用アナログ・アクティブフ
ィルタ ５ アナログデジタル変換器 ６ デジタルシグナルプロセッサ（ＤＳ
Ｐ） ７ 駆動回路 ＳＣ１〜ＳＣ４ スイッチング手段 ＳＡ１〜ＳＡ４ スイッチング手段 Ｃ１ コンデンサ Ｃ２ コンデンサ Ｔｒ トランス Ｌ 負荷 ＣＴ１ 電流検出器 ＣＴ２ 電流検出器 ＴＲ１ 電圧検出用トランス Ｖdt 電圧検出器 ＬAF，Ｌcon リアクトル ６ａ 予測手段 ６ｂ 位相算出手段 ６ｃ 比例積分演算手段 ６ｄ スイッチング時間演算手段 ６ｅ ＰＷＭ信号生成手段 ６ｆ，６ｈ 減算手段 ６ｇ 乗算器
ィルタ ５ アナログデジタル変換器 ６ デジタルシグナルプロセッサ（ＤＳ
Ｐ） ７ 駆動回路 ＳＣ１〜ＳＣ４ スイッチング手段 ＳＡ１〜ＳＡ４ スイッチング手段 Ｃ１ コンデンサ Ｃ２ コンデンサ Ｔｒ トランス Ｌ 負荷 ＣＴ１ 電流検出器 ＣＴ２ 電流検出器 ＴＲ１ 電圧検出用トランス Ｖdt 電圧検出器 ＬAF，Ｌcon リアクトル ６ａ 予測手段 ６ｂ 位相算出手段 ６ｃ 比例積分演算手段 ６ｄ スイッチング時間演算手段 ６ｅ ＰＷＭ信号生成手段 ６ｆ，６ｈ 減算手段 ６ｇ 乗算器
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 ミシ・アブダラ 神奈川県大和市上草柳338番地１ 東洋 電機製造株式会社 技術研究所内 (72)発明者 飯田 克二 神奈川県大和市上草柳338番地１ 東洋 電機製造株式会社 技術研究所内 (56)参考文献 特開 昭63−47675（ＪＰ，Ａ) 特開 平２−246725（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H02J 3/00 - 5/00 H02H 3/50 - 3/52 G01R 19/00
Claims (3)
- 【請求項１】 単一の特定周波数成分のアナログ信号を
サンプリングしてデジタル信号に変換し、該デジタル信
号から上記特定周波数成分の信号の現時点における動作
位相を求める特定周波数成分信号の動作位相算出方法で
あって、 １サンプリング時間前の上記特定周波数成分の信号の値
をＶ0 、現時点における上記特定周波数成分の信号のサ
ンプリング値をＶ1 、上記特定周波数ｆの角周波数をω
o （＝２πｆ）、サンプリング周期をＴs としたとき、
上記特定周波数成分信号の動作位相sin(ωo t1＋φ）を
下式より求める sin(ωo t1＋φ)= sin[tan-1｛Ｖ1sinωo Ｔs ／( Ｖ1cosωo Ｔs −Ｖ0)｝] ことを特徴とする特定周波数成分信号の動作位相算出方
法。 - 【請求項２】 単一の特定周波数成分のアナログ信号を
サンプリングしてデジタル信号に変換するアナログデジ
タル変換器の出力に基づき、上記特定周波数成分の信号
の現時点における動作位相を求める特定周波数成分信号
の動作位相算出装置であって、 １サンプリング前の上記特定周波数成分信号の値を記憶
する記憶手段と、 上記記憶手段に記憶された１サンプリング時間前の上記
特定周波数成分の信号の値Ｖ0 と、現時点における上記
特定周波数成分の信号のサンプリング値Ｖ1 と、上記特
定周波数の角周波数ωo と、サンプリング周期Ｔs とに
基づき、上記特定周波数成分信号の動作位相sin(ωo t1
＋φ）を下式より求める演算手段とを備えた sin(ωo t1＋φ)= sin[tan-1｛Ｖ1sinωo Ｔs ／( Ｖ1cosωo Ｔs −Ｖ0)｝] ことを特徴とする特定周波数成分の信号の動作位相算出
装置。 - 【請求項３】 ブリッジ状に接続されたスイッチング手
段から構成されるブリッジ回路と、該ブリッジ回路の直
流側に接続されたコンデンサとを備え、上記スイッチン
グ手段を制御して、交流電源から供給される交流電流に
含まれる特定周波数の高調波成分を除去するアクティブ
フィルタのデジタル制御システムであって、 交流電流ｉL に含まれる特定周波数の高調波成分を通過
させるバンドパスフィルタと、 上記バンドパスフィルタが出力する特定周波数の成分ｉ
h の瞬時値と、交流電源電圧ＶS の瞬時値と、上記ブリ
ッジ回路に流入する電流ｉc の瞬時値とをサンプリング
してデジタル信号に変換するアナログデジタル変換器
と、 上記アナログデジタル変換器の出力に基づきブリッジ回
路のスイッチング手段を制御するデジタル制御手段とを
備え、 上記デジタル制御手段は、現時点でサンプリングされた
交流電源電圧ＶS のサンプリング値Ｖ1 と、上記交流電
源電圧ＶS の前回のサンプリング値Ｖ0 と上記特定周波
数の角周波数ωo と、サンプリング周期Ｔs とに基づ
き、電源電圧の動作位相sin(ωo t1＋φ）を下式により
算出し、 sin(ωo t1＋φ)= sin[tan -1 ｛Ｖ1sinωo Ｔs ／( Ｖ1cosωo Ｔs −Ｖ0)｝] 上記位相算出手段により算出された動作位相に基づき交
流電流の基本波成分ｉcor * を生成し、 また、サンプリングされた上記特定周波数の成分のサン
プリング値に基づき、１サンプリング時間後の上記特定
周波数成分の信号の予測値ｉh * を求め、 上記交流電流の基本波成分ｉcor * から上記予測手段の
出力ｉh * を減算し、該減算結果と上記電源電圧ＶS と
前記電流ｉc に基づき前記スイッチング手段の開閉時間
を算出することを特徴とするアクティブフィルタデジタ
ル制御システム。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP27876795A JP3212850B2 (ja) | 1995-10-26 | 1995-10-26 | 特定周波数成分信号の動作位相算出方法および装置並びにアクティブフィルタのデジタル制御システム |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP27876795A JP3212850B2 (ja) | 1995-10-26 | 1995-10-26 | 特定周波数成分信号の動作位相算出方法および装置並びにアクティブフィルタのデジタル制御システム |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09130972A JPH09130972A (ja) | 1997-05-16 |
| JP3212850B2 true JP3212850B2 (ja) | 2001-09-25 |
Family
ID=17601907
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP27876795A Expired - Fee Related JP3212850B2 (ja) | 1995-10-26 | 1995-10-26 | 特定周波数成分信号の動作位相算出方法および装置並びにアクティブフィルタのデジタル制御システム |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3212850B2 (ja) |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100823832B1 (ko) * | 2006-12-29 | 2008-04-21 | 엘에스산전 주식회사 | 전력계통의 주파수 추정장치 및 그 방법 |
| CN101933401A (zh) * | 2007-10-24 | 2010-12-29 | 国立大学法人长崎大学 | 负载控制装置及照明装置 |
| US10146243B2 (en) | 2016-07-08 | 2018-12-04 | Hyundai Motor Company | Method and system of controlling power factor correction circuit |
| JP7344945B2 (ja) * | 2021-09-27 | 2023-09-14 | 本田技研工業株式会社 | 制御装置、及びモータ駆動システム |
-
1995
- 1995-10-26 JP JP27876795A patent/JP3212850B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH09130972A (ja) | 1997-05-16 |
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| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |