JPH0775342A - 電力変換装置 - Google Patents
電力変換装置Info
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- JPH0775342A JPH0775342A JP24595993A JP24595993A JPH0775342A JP H0775342 A JPH0775342 A JP H0775342A JP 24595993 A JP24595993 A JP 24595993A JP 24595993 A JP24595993 A JP 24595993A JP H0775342 A JPH0775342 A JP H0775342A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 三相の交流電圧を直流電圧に変換するための
電力変換装置の構成を簡単にする。 【構成】 三相交流電源ライン６ｕ、６ｖ、６ｗにリア
クトル２ｕ、２ｖ、２ｗを介してブリッジ回路３を接続
する。電源ライン６ｕ、６ｖ、６ｗの電流の波形を正弦
波に近似させ且つ力率を１にするようにブリッジ回路３
のスイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ6 をオン・オフする。ま
た、直流出力電圧を所望値にするためにスイッチング素
子Ｑ1 〜Ｑ6 のデューティを制御する。交流電源電圧を
直接に検出しないで、交流電流と電流制御器１４、１５
の出力に基づいて推定する。
電力変換装置の構成を簡単にする。 【構成】 三相交流電源ライン６ｕ、６ｖ、６ｗにリア
クトル２ｕ、２ｖ、２ｗを介してブリッジ回路３を接続
する。電源ライン６ｕ、６ｖ、６ｗの電流の波形を正弦
波に近似させ且つ力率を１にするようにブリッジ回路３
のスイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ6 をオン・オフする。ま
た、直流出力電圧を所望値にするためにスイッチング素
子Ｑ1 〜Ｑ6 のデューティを制御する。交流電源電圧を
直接に検出しないで、交流電流と電流制御器１４、１５
の出力に基づいて推定する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、単相又は多相交流電圧
を直流電圧に変換するための単相又は多相電力変換装置
に関する。
を直流電圧に変換するための単相又は多相電力変換装置
に関する。
【０００２】
【従来の技術】図１は三相交流電源にリアクトルを介し
て、直流電圧を得る電力変換装置である。この装置は、
リアクトルに流れる電流の波形を正弦波状にする機能及
び装置入力力率を１に近づける機能及び直流電圧を所望
値に制御する機能を有する。この装置の主回路３３は次
のように構成されている。三相交流電力源１は三相交流
電源ライン６ｕ、６ｖ、６ｗに直列に接続された第１、
第２及び第３のリアクトル２ｕ、２ｖ、２ｗを介して三
相ブリッジ回路３に接続されている。三相ブリッジ回路
３は第１、第２及び第３のリアクトル２ｕ、２ｖ、２ｗ
の出力側端子と一対の直流出力端子４、５との間に接続
された第１〜第６のスイッチング素子Ｑ 1〜Ｑ6 と、更
に第１〜第６のスイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ6 に逆並列接
続された第１〜第６のダイオードＤ1 〜Ｄ6 とから成
る。第１及び第２のスイッチング素子は直列に接続さ
れ、その接続点に第１のリアクトル２ｕの出力側端子が
接続されている。同様に第３及び第４のスイッチング素
子Ｑ3 、Ｑ4 は直列に接続され、その接続点に第２のリ
アクトル２ｖの出力側端子が接続されている。第５及び
第６のスイッチング素子Ｑ5 、Ｑ6 は直列に接続され、
その接続点に第３のリアクトル２ｗの出力側端子が接続
されている。一対の直流出力端子４、５間には、平滑用
コンデンサ７が接続され、交流電源ライン６ｕ、６ｖ、
６ｗには高周波平滑用コンデンサＣ1 、Ｃ2 、Ｃ3 が接
続されている。
て、直流電圧を得る電力変換装置である。この装置は、
リアクトルに流れる電流の波形を正弦波状にする機能及
び装置入力力率を１に近づける機能及び直流電圧を所望
値に制御する機能を有する。この装置の主回路３３は次
のように構成されている。三相交流電力源１は三相交流
電源ライン６ｕ、６ｖ、６ｗに直列に接続された第１、
第２及び第３のリアクトル２ｕ、２ｖ、２ｗを介して三
相ブリッジ回路３に接続されている。三相ブリッジ回路
３は第１、第２及び第３のリアクトル２ｕ、２ｖ、２ｗ
の出力側端子と一対の直流出力端子４、５との間に接続
された第１〜第６のスイッチング素子Ｑ 1〜Ｑ6 と、更
に第１〜第６のスイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ6 に逆並列接
続された第１〜第６のダイオードＤ1 〜Ｄ6 とから成
る。第１及び第２のスイッチング素子は直列に接続さ
れ、その接続点に第１のリアクトル２ｕの出力側端子が
接続されている。同様に第３及び第４のスイッチング素
子Ｑ3 、Ｑ4 は直列に接続され、その接続点に第２のリ
アクトル２ｖの出力側端子が接続されている。第５及び
第６のスイッチング素子Ｑ5 、Ｑ6 は直列に接続され、
その接続点に第３のリアクトル２ｗの出力側端子が接続
されている。一対の直流出力端子４、５間には、平滑用
コンデンサ７が接続され、交流電源ライン６ｕ、６ｖ、
６ｗには高周波平滑用コンデンサＣ1 、Ｃ2 、Ｃ3 が接
続されている。
【０００３】上記のような主回路３３において、リアク
トル２ｕ、２ｖ、２ｗに流れる電流の波形を正弦波状に
制御し、装置入力力率を１に近付け、直流電圧を所望値
に制御する制御手段としての制御回路１２は、直流電圧
制御部及び電流制御部に分けることができる。最初に電
圧制御部から説明する。直流電圧制御部は直流出力端子
４、５間の電圧を所望値にするためにリアクトル２ｕ、
２ｖ、２ｗに流すべき電流の値を示す信号を発生する。
この直流電圧Ｅｄを制御するために、直流出力端子４、
５の直流電圧Ｅｄを検出する直流電圧検出器９が設けら
れている。直流電圧指令値発生器１８は直流出力端子
４、５の所望出力電圧を示す直流電圧指令Ｅdrを発生す
る。直流電圧検出器９と指令値発生器１８のそれぞれの
出力ラインは電圧制御器（ＡＶＲ）２０の入力ラインに
接続されている。電圧制御器２０は、この入力ラインよ
り入力された直流電圧Ｅｄと直流電圧指令値Ｅdrとの誤
差が零になるような電圧制御用電流指令値Ｉｄを発生す
る。このように動作する電圧制御器２０は、例えば誤差
信号を得るための減算器と比例積分補償器で構成でき
る。電圧制御器２０の電圧制御用電流指令値Ｉｄの出力
ラインは乗算器２１、２２に接続されている。これら乗
算器２１、２２の他方の入力ラインには、三相交流電源
ライン６ｕ、６ｖ、６ｗの電圧Ｖsu、Ｖsv、Ｖswの内の
少なくとも２つのＶsu、Ｖswを検出する電圧検出器３４
の出力ラインが接続されている。これら２つの電圧Ｖs
u、Ｖswは、ｕ相、ｗ相のリアクトル電流の所望の値を
示す電流指令値ｉru、ｉrwを発生するための基準正弦波
の役割をする。乗算器２１、２２によりｕ相、ｗ相の交
流電圧Ｖsu、Ｖswと、電流制御用電流指令値Ｉｄとを掛
算し、その乗算結果は、ｕ相、ｗ相のリアクトル電流
（交流電流）ｉu 、ｉw の所望の値を示す電流指令値ｉ
ru、ｉrwとなる。
トル２ｕ、２ｖ、２ｗに流れる電流の波形を正弦波状に
制御し、装置入力力率を１に近付け、直流電圧を所望値
に制御する制御手段としての制御回路１２は、直流電圧
制御部及び電流制御部に分けることができる。最初に電
圧制御部から説明する。直流電圧制御部は直流出力端子
４、５間の電圧を所望値にするためにリアクトル２ｕ、
２ｖ、２ｗに流すべき電流の値を示す信号を発生する。
この直流電圧Ｅｄを制御するために、直流出力端子４、
５の直流電圧Ｅｄを検出する直流電圧検出器９が設けら
れている。直流電圧指令値発生器１８は直流出力端子
４、５の所望出力電圧を示す直流電圧指令Ｅdrを発生す
る。直流電圧検出器９と指令値発生器１８のそれぞれの
出力ラインは電圧制御器（ＡＶＲ）２０の入力ラインに
接続されている。電圧制御器２０は、この入力ラインよ
り入力された直流電圧Ｅｄと直流電圧指令値Ｅdrとの誤
差が零になるような電圧制御用電流指令値Ｉｄを発生す
る。このように動作する電圧制御器２０は、例えば誤差
信号を得るための減算器と比例積分補償器で構成でき
る。電圧制御器２０の電圧制御用電流指令値Ｉｄの出力
ラインは乗算器２１、２２に接続されている。これら乗
算器２１、２２の他方の入力ラインには、三相交流電源
ライン６ｕ、６ｖ、６ｗの電圧Ｖsu、Ｖsv、Ｖswの内の
少なくとも２つのＶsu、Ｖswを検出する電圧検出器３４
の出力ラインが接続されている。これら２つの電圧Ｖs
u、Ｖswは、ｕ相、ｗ相のリアクトル電流の所望の値を
示す電流指令値ｉru、ｉrwを発生するための基準正弦波
の役割をする。乗算器２１、２２によりｕ相、ｗ相の交
流電圧Ｖsu、Ｖswと、電流制御用電流指令値Ｉｄとを掛
算し、その乗算結果は、ｕ相、ｗ相のリアクトル電流
（交流電流）ｉu 、ｉw の所望の値を示す電流指令値ｉ
ru、ｉrwとなる。
【０００４】次に電流制御部について説明する。電流制
御部は、電圧制御部で発生した電流指令値ｉru、ｉrwに
リアクトル２ｕ、２ｗの電流ｉu 、ｉw が一致するよう
な第１のスイッチング素子Ｑ1 と第２のスイッチング素
子Ｑ2 とリアクトル２ｕとの接続点電圧Ｖcu、第３のス
イッチング素子Ｑ3 と第４のスイッチング素子Ｑ4 とリ
アクトル２ｖとの接続点電圧Ｖcv、及び第５のスイッチ
ング素子Ｑ5 と第６のスイッチング素子Ｑ6 とリアクト
ル２ｗとの接続点電圧Ｖcwの所望値を示す電力変換装置
交流側端子電圧指令値Ｖru、Ｖrv、Ｖrwを発生する。こ
のような動作を行うため、リアクトル２ｕ、２ｖ、２ｗ
の電流ｉu 、ｉv 、ｉw の内少なくとも２つのリアクト
ル２ｕ、２ｗの電流を検出する電流検出器８ｕ、８ｗが
設けられている。これら電流検出器８ｕ、８ｗと前記乗
算器２１、２２とのそれぞれの出力ラインは電流制御器
（ＡＣＲ）１４、１５に接続されている。そして、電流
制御器１４、１５は電流指令値ｉru、ｉrwと検出電流ｉ
u 、ｉw の誤差を零にするようなｕ相とｗ相の電力変換
装置交流側端子電圧指令値Ｖru、Ｖrwを出力する。この
ように動作する制御器１４、１５は、例えば２つの入力
の誤差出力を得るための減算器と比例積分補償器で構成
できる。ｖ相の電力変換装置交流側端子電圧指令値Ｖrv
は、反転加算器１６の入力ラインに電流制御器１４、１
５の出力ラインを接続することにより、ｕ相とｗ相の電
力変換装置交流側端子電圧指令値ＶruとＶrwを加算して
符号を反転して発生する。なお、制御回路１２はＤＳＰ
（ディジタル信号処理装置）で構成されているが、図１
では理解を容易にするために機能的に示されている。ま
た、電流検出器８ｕ、８ｗ及び電圧検出器９はＡ／Ｄ変
換器を含むものとして示されている。また、制御回路１
２及びＰＷＭパルス発生器１７を動作させるために必要
なクロックの図示も省略されている。
御部は、電圧制御部で発生した電流指令値ｉru、ｉrwに
リアクトル２ｕ、２ｗの電流ｉu 、ｉw が一致するよう
な第１のスイッチング素子Ｑ1 と第２のスイッチング素
子Ｑ2 とリアクトル２ｕとの接続点電圧Ｖcu、第３のス
イッチング素子Ｑ3 と第４のスイッチング素子Ｑ4 とリ
アクトル２ｖとの接続点電圧Ｖcv、及び第５のスイッチ
ング素子Ｑ5 と第６のスイッチング素子Ｑ6 とリアクト
ル２ｗとの接続点電圧Ｖcwの所望値を示す電力変換装置
交流側端子電圧指令値Ｖru、Ｖrv、Ｖrwを発生する。こ
のような動作を行うため、リアクトル２ｕ、２ｖ、２ｗ
の電流ｉu 、ｉv 、ｉw の内少なくとも２つのリアクト
ル２ｕ、２ｗの電流を検出する電流検出器８ｕ、８ｗが
設けられている。これら電流検出器８ｕ、８ｗと前記乗
算器２１、２２とのそれぞれの出力ラインは電流制御器
（ＡＣＲ）１４、１５に接続されている。そして、電流
制御器１４、１５は電流指令値ｉru、ｉrwと検出電流ｉ
u 、ｉw の誤差を零にするようなｕ相とｗ相の電力変換
装置交流側端子電圧指令値Ｖru、Ｖrwを出力する。この
ように動作する制御器１４、１５は、例えば２つの入力
の誤差出力を得るための減算器と比例積分補償器で構成
できる。ｖ相の電力変換装置交流側端子電圧指令値Ｖrv
は、反転加算器１６の入力ラインに電流制御器１４、１
５の出力ラインを接続することにより、ｕ相とｗ相の電
力変換装置交流側端子電圧指令値ＶruとＶrwを加算して
符号を反転して発生する。なお、制御回路１２はＤＳＰ
（ディジタル信号処理装置）で構成されているが、図１
では理解を容易にするために機能的に示されている。ま
た、電流検出器８ｕ、８ｗ及び電圧検出器９はＡ／Ｄ変
換器を含むものとして示されている。また、制御回路１
２及びＰＷＭパルス発生器１７を動作させるために必要
なクロックの図示も省略されている。
【０００５】最後に、ＰＷＭパルス発生手段について説
明する。ＰＷＭパルス発生手段としてのＰＷＭパルス発
生器１７は交流端子電圧Ｖcu、Ｖcv、Ｖcwが電流制御部
で発生した交流側端子電圧指令値Ｖru、Ｖrv、Ｖrwにな
るように第１〜第６のスイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ6 をオ
ン・オフ制御するためのＰＷＭ（パルス幅変調）パルス
信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗを図２の（Ｂ）（Ｃ）（Ｄ）に原
理的に示すように発生する。このようなパルスは、図２
（Ａ）に示すように数ｋＨｚ〜数十ｋＨｚの高周波三角
波搬送波Ｖｔとそれぞれの交流側端子電圧指令値Ｖru、
Ｖrv、Ｖrwとを比較器により比較することで発生する。
これらのパルスを受け入れる駆動回路１３は図２（Ｂ）
（Ｃ）（Ｄ）の位相反転信号を作ると共に、これ等の６
つの制御信号を第１〜第６のスイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ
6 の制御端子の制御に必要な信号レベルに変換する。第
１のスイッチング素子Ｑ1 はパルス信号Ｓｕに基づいて
駆動され、第２のスイッチング素子Ｑ2 はパルス信号Ｓ
ｕの反転符号に基づいて駆動される。他の素子Ｑ3 〜Ｑ
6 についても同様である。このようにして、第１〜第６
のスイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ6 を駆動すると搬送波付近
以上の周波数成分を除いた範囲で、交流端子電圧Ｖcu、
Ｖcv、Ｖcwと交流側端子電圧指令値Ｖru、Ｖrv、Ｖrwが
一致する。
明する。ＰＷＭパルス発生手段としてのＰＷＭパルス発
生器１７は交流端子電圧Ｖcu、Ｖcv、Ｖcwが電流制御部
で発生した交流側端子電圧指令値Ｖru、Ｖrv、Ｖrwにな
るように第１〜第６のスイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ6 をオ
ン・オフ制御するためのＰＷＭ（パルス幅変調）パルス
信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗを図２の（Ｂ）（Ｃ）（Ｄ）に原
理的に示すように発生する。このようなパルスは、図２
（Ａ）に示すように数ｋＨｚ〜数十ｋＨｚの高周波三角
波搬送波Ｖｔとそれぞれの交流側端子電圧指令値Ｖru、
Ｖrv、Ｖrwとを比較器により比較することで発生する。
これらのパルスを受け入れる駆動回路１３は図２（Ｂ）
（Ｃ）（Ｄ）の位相反転信号を作ると共に、これ等の６
つの制御信号を第１〜第６のスイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ
6 の制御端子の制御に必要な信号レベルに変換する。第
１のスイッチング素子Ｑ1 はパルス信号Ｓｕに基づいて
駆動され、第２のスイッチング素子Ｑ2 はパルス信号Ｓ
ｕの反転符号に基づいて駆動される。他の素子Ｑ3 〜Ｑ
6 についても同様である。このようにして、第１〜第６
のスイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ6 を駆動すると搬送波付近
以上の周波数成分を除いた範囲で、交流端子電圧Ｖcu、
Ｖcv、Ｖcwと交流側端子電圧指令値Ｖru、Ｖrv、Ｖrwが
一致する。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】ところで、装置の入力
力率を１に近付けるために、従来の三相又は単相電力変
換装置は、電源電圧を検出する。従って、その電力変換
装置がコスト高、大型になった。
力率を１に近付けるために、従来の三相又は単相電力変
換装置は、電源電圧を検出する。従って、その電力変換
装置がコスト高、大型になった。
【０００７】そこで、本発明の目的は電源電圧検出器を
省いてコストの低減及び小型化を達成することができる
電力変換装置を提供することにある。
省いてコストの低減及び小型化を達成することができる
電力変換装置を提供することにある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
の本発明は、正弦波の交流電源電圧を供給するための交
流電源ラインに直列に接続されたインダクタンス値Ｌの
リアクトルと、前記リアクトルの出力端子と一対の直流
出力端子との間に接続された複数のスイッチング素子か
ら成るブリッジ回路と、前記複数のスイッチング素子に
逆並列接続された複数のダイオードと、前記一対の直流
出力端子間に接続された平滑用コンデンサと、前記交流
電源ラインの交流電流（ｉ）を検出する電流検出器と、
前記直流出力端子の出力電圧（Ｅｄ）を検出する直流電
圧検出器と、前記直流出力端子の所望出力電圧を示す直
流電圧指令（Ｅdr）を発生する直流電圧指令値発生器
と、前記電流検出器と前記直流電圧検出器と前記直流電
圧指令値発生器とに接続され、前記直流電圧指令値（Ｅ
dr）と前記直流電圧（Ｅｄ）との誤差が零になるような
電圧制御用電流指令値（Ｉｄ）を発生し、前記交流電源
電圧（Ｖｓ）の推定値Ｖｓ※を
の本発明は、正弦波の交流電源電圧を供給するための交
流電源ラインに直列に接続されたインダクタンス値Ｌの
リアクトルと、前記リアクトルの出力端子と一対の直流
出力端子との間に接続された複数のスイッチング素子か
ら成るブリッジ回路と、前記複数のスイッチング素子に
逆並列接続された複数のダイオードと、前記一対の直流
出力端子間に接続された平滑用コンデンサと、前記交流
電源ラインの交流電流（ｉ）を検出する電流検出器と、
前記直流出力端子の出力電圧（Ｅｄ）を検出する直流電
圧検出器と、前記直流出力端子の所望出力電圧を示す直
流電圧指令（Ｅdr）を発生する直流電圧指令値発生器
と、前記電流検出器と前記直流電圧検出器と前記直流電
圧指令値発生器とに接続され、前記直流電圧指令値（Ｅ
dr）と前記直流電圧（Ｅｄ）との誤差が零になるような
電圧制御用電流指令値（Ｉｄ）を発生し、前記交流電源
電圧（Ｖｓ）の推定値Ｖｓ※を
【０００９】
【数４】
【００１０】（但し、ここでＬｎは前記インダクタンス
値Ｌの公称値、Ｋanは前記出力電圧Ｅｄの１／２の値の
公称値、Ｋ1 及びＫ2 はゲインを示す。）に従って求
め、前記交流電圧推定値（Ｖｓ※）と前記電圧制御用直
流指令値（Ｉｄ）を掛算して前記交流電流（ｉ）の所望
値を示す電流指令値（ir）を求め、前記電流指令値（i
r）と前記交流電流（ｉ）との誤差を零にするために要
求される前記リアクトルの出力端子側における交流側端
子電圧（Ｖｃ）を示す交流側端子電圧指令値（Ｖｒ）を
求めて前記交流電源電圧の推定値（Ｖｓ※）の演算に使
用するように構成された制御手段と、前記制御手段と前
記複数のスイッチング素子の制御端子との間に接続さ
れ、前記交流側端子電圧指令値（Ｖｒ）に応答して前記
複数のスイッチング素子をオン・オフ制御するためのＰ
ＷＭ（パルス幅変調）パルスを作成するＰＷＭパルス発
生手段とを具備している単相又は多相の電力変換装置に
係わるものである。なお、請求項２に示すように、基準
正弦波を発生させ、この位相を交流電源電圧推定値Ｖｓ
※に基づいて補正するようにしてもよい。
値Ｌの公称値、Ｋanは前記出力電圧Ｅｄの１／２の値の
公称値、Ｋ1 及びＫ2 はゲインを示す。）に従って求
め、前記交流電圧推定値（Ｖｓ※）と前記電圧制御用直
流指令値（Ｉｄ）を掛算して前記交流電流（ｉ）の所望
値を示す電流指令値（ir）を求め、前記電流指令値（i
r）と前記交流電流（ｉ）との誤差を零にするために要
求される前記リアクトルの出力端子側における交流側端
子電圧（Ｖｃ）を示す交流側端子電圧指令値（Ｖｒ）を
求めて前記交流電源電圧の推定値（Ｖｓ※）の演算に使
用するように構成された制御手段と、前記制御手段と前
記複数のスイッチング素子の制御端子との間に接続さ
れ、前記交流側端子電圧指令値（Ｖｒ）に応答して前記
複数のスイッチング素子をオン・オフ制御するためのＰ
ＷＭ（パルス幅変調）パルスを作成するＰＷＭパルス発
生手段とを具備している単相又は多相の電力変換装置に
係わるものである。なお、請求項２に示すように、基準
正弦波を発生させ、この位相を交流電源電圧推定値Ｖｓ
※に基づいて補正するようにしてもよい。
【００１１】
【発明の作用及び効果】本願の各請求項の発明によれ
ば、電源電圧検出器を使用しないで、入力力率を１に近
付ける制御を行うことが可能になる。これにより、電力
変換装置のコストの低減及び小型化を達成することがで
きる。
ば、電源電圧検出器を使用しないで、入力力率を１に近
付ける制御を行うことが可能になる。これにより、電力
変換装置のコストの低減及び小型化を達成することがで
きる。
【００１２】
【第１の実施例】次に、図３〜図５を参照して本発明の
第１の実施例の三相電力変換装置を説明する。但し、図
３において図１と共通する部分には同一の符号を付して
その説明を省略する。図１と図３の比較から明らかなよ
うに、図３の電力変換装置は図１から電源電圧検出器３
４を省き、この代りに電源電圧推定器２４を設けたもの
である。なお、図３及び後述する図６において、制御回
路１２はＤＳＰで構成されているが、図１と同様に等価
回路（機能ブロック）で示されている。電源電圧推定器
２４は、ｕ相及びｗ相電源電圧推定器２４ｕ、２４ｗと
から成り、各推定器２４ｕ、２４ｗはｕ相及びｗ相電流
検出器８ｕ、８ｗの出力ライン１０ｕ、１０ｗとｕ相及
びｗ相の電流制御器１４、１５に接続され、リアクトル
２ｕ、２ｗに流れる電流ｉu 、ｉw と交流端子電圧指令
値Ｖru、Ｖrwとに基づいてｕ相及びｗ相の電源電圧推定
値Ｖsu※とＶsw※とを乗算器２１、２２に送る。
第１の実施例の三相電力変換装置を説明する。但し、図
３において図１と共通する部分には同一の符号を付して
その説明を省略する。図１と図３の比較から明らかなよ
うに、図３の電力変換装置は図１から電源電圧検出器３
４を省き、この代りに電源電圧推定器２４を設けたもの
である。なお、図３及び後述する図６において、制御回
路１２はＤＳＰで構成されているが、図１と同様に等価
回路（機能ブロック）で示されている。電源電圧推定器
２４は、ｕ相及びｗ相電源電圧推定器２４ｕ、２４ｗと
から成り、各推定器２４ｕ、２４ｗはｕ相及びｗ相電流
検出器８ｕ、８ｗの出力ライン１０ｕ、１０ｗとｕ相及
びｗ相の電流制御器１４、１５に接続され、リアクトル
２ｕ、２ｗに流れる電流ｉu 、ｉw と交流端子電圧指令
値Ｖru、Ｖrwとに基づいてｕ相及びｗ相の電源電圧推定
値Ｖsu※とＶsw※とを乗算器２１、２２に送る。
【００１３】ｕ相及びｗ相の電源電圧推定器２４ｕ、２
４ｗは実質的に同一であるので、三相を区別するための
添字ｕ、ｖ、ｗを省いて、三相の交流電流ｉu 、ｉv 、
ｉwの代りにｉ、また三相の交流端子電圧指令値Ｖru、
Ｖrv、Ｖrwの代りにＶｒ、更に電源電圧推定値Ｖsu※と
Ｖsw※の代りにＶｓ※を使用して電源電圧推定値Ｖｓ※
を求めるための式を示すと、前述の式（１）になる。従
って、図３のｕ相及びｗ相の電圧推定器２４ｕ、２４ｗ
は式（１）の演算に従って推定値Ｖsu※、Ｖsw※を出力
する。そして、これらの推定値が基準正弦波として乗算
器２１、２２に入力している。この推定器は状態観測器
を導くことで構成できる。以下、この状態観測器を導く
過程について詳しく述べる。
４ｗは実質的に同一であるので、三相を区別するための
添字ｕ、ｖ、ｗを省いて、三相の交流電流ｉu 、ｉv 、
ｉwの代りにｉ、また三相の交流端子電圧指令値Ｖru、
Ｖrv、Ｖrwの代りにＶｒ、更に電源電圧推定値Ｖsu※と
Ｖsw※の代りにＶｓ※を使用して電源電圧推定値Ｖｓ※
を求めるための式を示すと、前述の式（１）になる。従
って、図３のｕ相及びｗ相の電圧推定器２４ｕ、２４ｗ
は式（１）の演算に従って推定値Ｖsu※、Ｖsw※を出力
する。そして、これらの推定値が基準正弦波として乗算
器２１、２２に入力している。この推定器は状態観測器
を導くことで構成できる。以下、この状態観測器を導く
過程について詳しく述べる。
【００１４】状態観測器を導くためには制御対象の状態
方程式を作る必要がある。そのために、図３の三相電力
変換装置の交流側（電流制御部）一相分を機能的に表し
た等価ブロック線図を示すと図４のようになる。図中、
それぞれの相は同じブロック線図で表すことができる各
変数は同じ値をとるので、変数記号は添字のｕ、ｖ、ｗ
を除いて表示する。例えば図３でＶru、Ｖrv、Ｖrwを図
４ではＶｒとする。三相ブリッジ３の一相分の伝達関数
はＰＷＭパルス発生器の搬送波付近以上の周波数を除い
て考えれば、比例ゲインＫａ＝Ｅｄ／２で示されるの
で、ブロック４０のようになる。リアクトル２の伝達関
数はそのインダクタンス値をＬとした時１／Ｌ・Ｓで表
すことができるのでブロック４１のようになる。電流制
御器１４又は１５は、減算器４２と補償器４３で示され
る。電流検出器８の出力ライン１０はブロック４１の出
力と一致する。交流電源電圧Ｖｓはブロック４０とブロ
ック４１の間に減算要素４４を置き、ブロック４０の出
力である交流端子電圧Ｖｃから交流電源電圧Ｖｓを減算
し、ブロック４１に入力することで表される。ブロック
４０、４４及び４１を制御対象４５と呼ぶ。
方程式を作る必要がある。そのために、図３の三相電力
変換装置の交流側（電流制御部）一相分を機能的に表し
た等価ブロック線図を示すと図４のようになる。図中、
それぞれの相は同じブロック線図で表すことができる各
変数は同じ値をとるので、変数記号は添字のｕ、ｖ、ｗ
を除いて表示する。例えば図３でＶru、Ｖrv、Ｖrwを図
４ではＶｒとする。三相ブリッジ３の一相分の伝達関数
はＰＷＭパルス発生器の搬送波付近以上の周波数を除い
て考えれば、比例ゲインＫａ＝Ｅｄ／２で示されるの
で、ブロック４０のようになる。リアクトル２の伝達関
数はそのインダクタンス値をＬとした時１／Ｌ・Ｓで表
すことができるのでブロック４１のようになる。電流制
御器１４又は１５は、減算器４２と補償器４３で示され
る。電流検出器８の出力ライン１０はブロック４１の出
力と一致する。交流電源電圧Ｖｓはブロック４０とブロ
ック４１の間に減算要素４４を置き、ブロック４０の出
力である交流端子電圧Ｖｃから交流電源電圧Ｖｓを減算
し、ブロック４１に入力することで表される。ブロック
４０、４４及び４１を制御対象４５と呼ぶ。
【００１５】図４の制御対象の状態方程式は、電源電圧
を微小時間で変化しないと仮定すると ｄｉ／ｄｔ＝（１／Ｌ）（ＫａＶｒ−Ｖｓ） （３） ｄＶｓ／ｄｔ＝０ （４） となる。式（３）（４）の状態方程式より、ｉとＶｓの
推定値をｉ※とＶｓ※とした時、状態観測器は ｄｉ※／ｄｔ＝（１／Ｌｎ）（ＫanＶｒ−Ｖｓ※）＋Ｋ1 （ｉ−ｉ※）（５） ｄＶｓ※／ｄｔ＝Ｋ2 （ｉ−ｉ※） （６） 但し、Ｌｎ、ＫanはＬ、Ｋａの公称値、Ｋ1 、Ｋ2 ：ゲ
インとなる。式（５）（６）の両辺を積分すると、前述
の式（１）（２）が得られ、これにより、電源電圧の推
定値Ｖｓ※が求められる。Ｋ1 、Ｋ2 は任意であるが式
（５）（６）の状態観測器の特性方程式がＳ2 ＋Ｋ1 Ｓ
＋Ｋ2 Ｋan／Ｌｎ＝０となるので、Ｋ1 、Ｋ2 の設定に
より推定値の収束性が決まる。
を微小時間で変化しないと仮定すると ｄｉ／ｄｔ＝（１／Ｌ）（ＫａＶｒ−Ｖｓ） （３） ｄＶｓ／ｄｔ＝０ （４） となる。式（３）（４）の状態方程式より、ｉとＶｓの
推定値をｉ※とＶｓ※とした時、状態観測器は ｄｉ※／ｄｔ＝（１／Ｌｎ）（ＫanＶｒ−Ｖｓ※）＋Ｋ1 （ｉ−ｉ※）（５） ｄＶｓ※／ｄｔ＝Ｋ2 （ｉ−ｉ※） （６） 但し、Ｌｎ、ＫanはＬ、Ｋａの公称値、Ｋ1 、Ｋ2 ：ゲ
インとなる。式（５）（６）の両辺を積分すると、前述
の式（１）（２）が得られ、これにより、電源電圧の推
定値Ｖｓ※が求められる。Ｋ1 、Ｋ2 は任意であるが式
（５）（６）の状態観測器の特性方程式がＳ2 ＋Ｋ1 Ｓ
＋Ｋ2 Ｋan／Ｌｎ＝０となるので、Ｋ1 、Ｋ2 の設定に
より推定値の収束性が決まる。
【００１６】図５は式（１）（２）に基づいて推定値Ｖ
ｓ※を求めるための機能ブロック図（等価回路）を示
す。式（１）の演算回路５１は３つの係数器（ゲインア
ンプ）５２、５３、５４と、１つの加算器５５と、１つ
の減算器５６と、１つの積分器５７とで表すことができ
る。式（２）の演算回路５８は、１つの係数器（ゲイン
アンプ）５９と１つの積分器６０で表すことができる。
ｓ※を求めるための機能ブロック図（等価回路）を示
す。式（１）の演算回路５１は３つの係数器（ゲインア
ンプ）５２、５３、５４と、１つの加算器５５と、１つ
の減算器５６と、１つの積分器５７とで表すことができ
る。式（２）の演算回路５８は、１つの係数器（ゲイン
アンプ）５９と１つの積分器６０で表すことができる。
【００１７】制御回路１２をマイクロプロセッサを用い
てソフトウェアで構成する場合において、ある一定時間
間隔の時間をＴｓ（サンプリング周期）とした時、電流
ｉのｎＴｓ時間に置けるサンプル値をｉ（ｎ）、交流端
子電圧指令ＶｒのｎＴｓ時間の値をＶｒ（ｎ）とし、式
（３）（４）を離散化すると次式になる。 ｉ（ｎ＋１）＝ｉ（ｎ）＋（１／Ｌ）｛ＫａＶｒ（ｎ）−Ｖｓ（ｎ）｝（７） Ｖｓ（ｎ＋１）＝Ｖｓ（ｎ） （８） これにより状態観測器は、ｉ（ｎ）、Ｖｓ（ｎ）の推定
値をｉ※（ｎ）、Ｖｓ※（ｎ）とした時 ｉ※（ｎ＋１）＝ｉ※（ｎ）＋（１／Ｌｎ）｛ＫanＶｒ（ｎ）−Ｖｓ（ｎ）｝ ＋ＫD1｛ｉ（ｎ）−ｉ※（ｎ）｝ （９） Ｖｓ※（ｎ＋１）＝Ｖｓ※（ｎ）＋ＫD2｛ｉ（ｎ）−ｉ※（ｎ）｝ （１０） （但し、Ｌｎ、ＫanはＬ、Ｋａの公称値、ＫD1、ＫD2：
ゲイン）となり、電源電圧の推定値Ｖｓ※が求められ
る。ＫD1、ＫD2は任意であるが式（９）（１０）の状態
観測器の特性方程式がｚ2 ＋（ＫD1−２＋ＫD2ＫanＴｓ
／Ｌ）ｚ−ＫD1＋１＝０となるので、ＫD1、ＫD2の設定
により推定値の収束性が決まる。
てソフトウェアで構成する場合において、ある一定時間
間隔の時間をＴｓ（サンプリング周期）とした時、電流
ｉのｎＴｓ時間に置けるサンプル値をｉ（ｎ）、交流端
子電圧指令ＶｒのｎＴｓ時間の値をＶｒ（ｎ）とし、式
（３）（４）を離散化すると次式になる。 ｉ（ｎ＋１）＝ｉ（ｎ）＋（１／Ｌ）｛ＫａＶｒ（ｎ）−Ｖｓ（ｎ）｝（７） Ｖｓ（ｎ＋１）＝Ｖｓ（ｎ） （８） これにより状態観測器は、ｉ（ｎ）、Ｖｓ（ｎ）の推定
値をｉ※（ｎ）、Ｖｓ※（ｎ）とした時 ｉ※（ｎ＋１）＝ｉ※（ｎ）＋（１／Ｌｎ）｛ＫanＶｒ（ｎ）−Ｖｓ（ｎ）｝ ＋ＫD1｛ｉ（ｎ）−ｉ※（ｎ）｝ （９） Ｖｓ※（ｎ＋１）＝Ｖｓ※（ｎ）＋ＫD2｛ｉ（ｎ）−ｉ※（ｎ）｝ （１０） （但し、Ｌｎ、ＫanはＬ、Ｋａの公称値、ＫD1、ＫD2：
ゲイン）となり、電源電圧の推定値Ｖｓ※が求められ
る。ＫD1、ＫD2は任意であるが式（９）（１０）の状態
観測器の特性方程式がｚ2 ＋（ＫD1−２＋ＫD2ＫanＴｓ
／Ｌ）ｚ−ＫD1＋１＝０となるので、ＫD1、ＫD2の設定
により推定値の収束性が決まる。
【００１８】
【第２の実施例】次に、図６を参照して第２の実施例の
電力変換装置を説明する。但し、図６において図１及び
図３と共通する部分には同一の符号を付してその説明を
省略する。図６の電力変換装置は図３の電力変換装置に
おけるｗ相の電源電圧推定器２４ｗを省き、基準正弦波
発生器３２と、位相同期調整器２５を新たに付加した構
成を有する。図６のその他の構成は図３と同一である。
なお、位相同期調整器２５と基準正弦波発生器３２はＰ
ＬＬ回路としての機能を有する。
電力変換装置を説明する。但し、図６において図１及び
図３と共通する部分には同一の符号を付してその説明を
省略する。図６の電力変換装置は図３の電力変換装置に
おけるｗ相の電源電圧推定器２４ｗを省き、基準正弦波
発生器３２と、位相同期調整器２５を新たに付加した構
成を有する。図６のその他の構成は図３と同一である。
なお、位相同期調整器２５と基準正弦波発生器３２はＰ
ＬＬ回路としての機能を有する。
【００１９】図６では、電源電圧推定器２４の推定値を
直接基準正弦波としないで、基準正弦波発生器３２を設
け、この出力を基準正弦波として、乗算器２１、２２に
入力している。そして、推定器２４の推定電源電圧Ｖsu
と基準正弦波の位相差が零で同期するように位相同期調
整器２５を設け、基準正弦波発生器３２の出力の位相を
修正している。以下、この位相同期調整器２５について
詳しく述べる。
直接基準正弦波としないで、基準正弦波発生器３２を設
け、この出力を基準正弦波として、乗算器２１、２２に
入力している。そして、推定器２４の推定電源電圧Ｖsu
と基準正弦波の位相差が零で同期するように位相同期調
整器２５を設け、基準正弦波発生器３２の出力の位相を
修正している。以下、この位相同期調整器２５について
詳しく述べる。
【００２０】推定電源電圧Ｖsu※と基準正弦波sin ωｔ
の位相差αが零で同期するようにするためにフーリエ級
数展開の原理を利用する。Ｖsu※＝Ｖｍsin （ωｔ＋
α）とした時、フーリエ級数展開の公式により、Ｖsu※
をωｔの周波数成分ａ1 、ｂ1に展開すると次式にな
る。
の位相差αが零で同期するようにするためにフーリエ級
数展開の原理を利用する。Ｖsu※＝Ｖｍsin （ωｔ＋
α）とした時、フーリエ級数展開の公式により、Ｖsu※
をωｔの周波数成分ａ1 、ｂ1に展開すると次式にな
る。
【００２１】
【数５】
【００２２】位相差αとａ1 、ｂ1 の関係は式（１１）
（１２）にＶsu※＝Ｖｍsin （ωｔ＋α）を代入し計算
すると次式になる。 ａ1 ＝Ｖｍsin α （１３） ｂ1 ＝Ｖｍcos α （１４） ここで、位相差αが零ならばａ1 ＝０、ｂ1 ＝Ｖｍとな
る。位相差αが零でないならばａ1 ≠０である。従っ
て、基準正弦波sin （ωｔ＋φ）より位相がπ／２進ん
だ、cos （ωｔ＋φ）を利用してブロック２８で次の式
（１５）を計算する。
（１２）にＶsu※＝Ｖｍsin （ωｔ＋α）を代入し計算
すると次式になる。 ａ1 ＝Ｖｍsin α （１３） ｂ1 ＝Ｖｍcos α （１４） ここで、位相差αが零ならばａ1 ＝０、ｂ1 ＝Ｖｍとな
る。位相差αが零でないならばａ1 ≠０である。従っ
て、基準正弦波sin （ωｔ＋φ）より位相がπ／２進ん
だ、cos （ωｔ＋φ）を利用してブロック２８で次の式
（１５）を計算する。
【００２３】
【数６】
【００２４】ａ＝０となるようにφを調整すれば、Ｖsu
※と基準正弦波sin （ωｔ＋φ）は位相差α＝０で同期
する。ａ＝０となるようにφを調整するためにブロック
２９に示すように例えば比例＋積分補償を採用する。
※と基準正弦波sin （ωｔ＋φ）は位相差α＝０で同期
する。ａ＝０となるようにφを調整するためにブロック
２９に示すように例えば比例＋積分補償を採用する。
【００２５】基準正弦波発生器３２は、正弦波sin θと
余弦波cos θと正弦波sin （θ−１２０°）のデータテ
ーブル２３とデータテーブルの番地を指定するカウンタ
３０とそのカウンタ出力量に位相調整手段２５で発生し
た位相修正量φを加算するための加算器３１により構成
されている。データテーブルの番地はθに相当し、カウ
ンタ出力はωｔに相当する値を出力する。データテーブ
ルはＲＯＭを利用して作られており、ＲＯＭの出力をア
ナログ量に変換するデジタル−アナログ変換器ＤＡＣが
ある。そして、sin θとsin （θ−１２０°）のデータ
を変換するＤＡＣの出力はそれぞれ乗算器２１、２２に
接続され基準正弦波として利用されている。また、cos
θのデータを変換するＤＡＣの出力は、式（１５）を演
算するブロック２８に接続されている。
余弦波cos θと正弦波sin （θ−１２０°）のデータテ
ーブル２３とデータテーブルの番地を指定するカウンタ
３０とそのカウンタ出力量に位相調整手段２５で発生し
た位相修正量φを加算するための加算器３１により構成
されている。データテーブルの番地はθに相当し、カウ
ンタ出力はωｔに相当する値を出力する。データテーブ
ルはＲＯＭを利用して作られており、ＲＯＭの出力をア
ナログ量に変換するデジタル−アナログ変換器ＤＡＣが
ある。そして、sin θとsin （θ−１２０°）のデータ
を変換するＤＡＣの出力はそれぞれ乗算器２１、２２に
接続され基準正弦波として利用されている。また、cos
θのデータを変換するＤＡＣの出力は、式（１５）を演
算するブロック２８に接続されている。
【００２６】なお、第２の実施例の式（１５）の演算を
ソフトウェアで実行するための式を第１の実施例と同様
に示すと次の式（１６）になる。
ソフトウェアで実行するための式を第１の実施例と同様
に示すと次の式（１６）になる。
【００２７】
【数７】
【００２８】第２の実施例においても交流電源電圧の検
出器が不要となるので、第１の実施例と同様に小型化、
低コスト化が可能になる。
出器が不要となるので、第１の実施例と同様に小型化、
低コスト化が可能になる。
【００２９】
【変形例】本発明は上述の実施例に限定されるものでな
く、例えば次の変形が可能なものである。 （１） ｖ相の交流端子電圧指令Ｖrvを、減算要素１６
を使ってＶruとＶrwより求めたが、ｕ相又はｗ相同じ構
成の電流制御部により発生することができる。 （２） 単相電力変換装置にも本発明を適用することが
できる。 （３） 制御回路１２をＤＳＰで構成しないで、図３又
は図６に示すような個別なディジタル回路又はアナログ
回路で構成することができる。
く、例えば次の変形が可能なものである。 （１） ｖ相の交流端子電圧指令Ｖrvを、減算要素１６
を使ってＶruとＶrwより求めたが、ｕ相又はｗ相同じ構
成の電流制御部により発生することができる。 （２） 単相電力変換装置にも本発明を適用することが
できる。 （３） 制御回路１２をＤＳＰで構成しないで、図３又
は図６に示すような個別なディジタル回路又はアナログ
回路で構成することができる。
【図１】従来の三相電力変換装置を示す回路図である。
【図２】図１のＰＷＭ発生器における各部の状態を示す
波形図である。
波形図である。
【図３】第１の実施例の三相電力変換装置を示す回路図
である。
である。
【図４】図３の三相電力変換装置の交流側一相分の機能
的等価ブロックを示す図である。
的等価ブロックを示す図である。
【図５】図３の電源電圧推定器を示すブロック図であ
る。
る。
【図６】第２の実施例の三相電力変換装置を示す回路図
である。
である。
【符号の説明】 ３ ブリッジ回路 ８ｕ、８ｗ 電流検出器 ９ 電圧検出器 ２４ 電源電圧推定器
Claims (2)
- 【請求項１】 正弦波の交流電源電圧を供給するための
交流電源ラインに直列に接続されたインダクタンス値Ｌ
のリアクトルと、 前記リアクトルの出力端子と一対の直流出力端子との間
に接続された複数のスイッチング素子から成るブリッジ
回路と、 前記複数のスイッチング素子に逆並列接続された複数の
ダイオードと、 前記一対の直流出力端子間に接続された平滑用コンデン
サと、 前記交流電源ラインの交流電流（ｉ）を検出する電流検
出器と、 前記直流出力端子の出力電圧（Ｅｄ）を検出する直流電
圧検出器と、 前記直流出力端子の所望出力電圧を示す直流電圧指令
（Ｅdr）を発生する直流電圧指令値発生器と、 前記電流検出器と前記直流電圧検出器と前記直流電圧指
令値発生器とに接続され、前記直流電圧指令値（Ｅdr）
と前記直流電圧（Ｅｄ）との誤差が零になるような電圧
制御用電流指令値（Ｉｄ）を発生し、前記交流電源電圧
（Ｖｓ）の推定値Ｖｓ※を 【数１】 （但し、ここでＬｎは前記インダクタンス値Ｌの公称
値、Ｋanは前記出力電圧Ｅｄの１／２の値の公称値、Ｋ
1 及びＫ2 はゲインを示す。）に従って求め、前記交流
電圧推定値（Ｖｓ※）と前記電圧制御用電流指令値（Ｉ
ｄ）を掛算して前記交流電流（ｉ）の所望値を示す電流
指令値（ir）を求め、前記電流指令値（ir）と前記交流
電流（ｉ）との誤差を零にするために要求される前記リ
アクトルの出力端子側における交流側端子電圧（Ｖｃ）
を示す交流側端子電圧指令値（Ｖｒ）を求めて前記交流
電源電圧の推定値（Ｖｓ※）の演算に使用するように構
成された制御手段と、 前記制御手段と前記複数のスイッチング素子の制御端子
との間に接続され、前記交流側端子電圧指令値（Ｖｒ）
に応答して前記複数のスイッチング素子をオン・オフ制
御するためのＰＷＭ（パルス幅変調）パルスを作成する
ＰＷＭパルス発生手段とを具備していることを特徴とす
る単相又は多相の電力変換装置。 - 【請求項２】 正弦波の交流電源電圧を供給するための
交流電源ラインに直列に接続されたインダクタンス値Ｌ
のリアクトルと、 前記リアクトルの出力端子と一対の直流出力端子との間
に接続された複数のスイッチング素子から成るブリッジ
回路と、 前記複数のスイッチング素子に逆並列接続された複数の
ダイオードと、 前記一対の直流出力端子間に接続された平滑用コンデン
サと、 前記交流電源ラインの交流電流（ｉ）を検出する電流検
出器と、 前記直流出力端子の出力電圧（Ｅｄ）を検出する直流電
圧検出器と、 前記直流出力端子の所望出力電圧を示す直流電圧指令
（Ｅdr）を発生する直流電圧指令値発生器と、 前記電流検出器と前記直流電圧検出器と前記直流電圧指
令値発生器とに接続され、前記直流電圧指令値（Ｅdr）
と前記直流電圧（Ｅｄ）との誤差が零になるような電圧
制御用電流指令値（Ｉｄ）を発生し、前記交流電源電圧
（Ｖｓ）に同期して所定の角周波（ωｔ）で基準正弦波
（sin ωｔ）を発生し、この基準正弦波と前記電圧制御
用直流指令値（Ｉｄ）を掛算して前記交流電流（ｉ）の
所望値を示す電流指令値（ir）を求め、前記電流指令値
（ir）と前記交流電流（ｉ）との誤差を零にするために
要求される前記リアクトルの出力端子における交流側端
子電圧（Ｖｃ）を示す交流側端子電圧指令値（Ｖｒ）を
求め前記交流電流（ｉ）と前記交流側端子電圧指令値
（Ｖｒ）とに基づいて前記交流電源電圧（Ｖｓ）の推定
値Ｖｓ※を 【数２】 （但し、ここでＬｎは前記インダクタンス値Ｌの公称
値、Ｋanは前記出力電圧Ｅｄの１／２の値の公称値、Ｋ
1 及びＫ2 はゲインを示す。）で求め、前記交流電源電
圧推定値Ｖｓ※と前記基準正弦波（sin ωｔ）との位相
差を示す量ａを 【数３】 で求め、前記位相差を示す量ａが零となるように前記基
準正弦波の位相を制御するように構成された制御手段
と、 前記制御手段と前記複数のスイッチング素子の制御端子
との間に接続され、前記交流側端子電圧指令値（Ｖｒ）
に応答して前記複数のスイッチング素子をオン・オフ制
御するためのＰＷＭ（パルス幅変調）パルスを作成する
ＰＷＭパルス発生手段とを具備していることを特徴とす
る単相又は多相の電力変換装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP24595993A JP2924601B2 (ja) | 1993-09-06 | 1993-09-06 | 電力変換装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP24595993A JP2924601B2 (ja) | 1993-09-06 | 1993-09-06 | 電力変換装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0775342A true JPH0775342A (ja) | 1995-03-17 |
| JP2924601B2 JP2924601B2 (ja) | 1999-07-26 |
Family
ID=17141396
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP24595993A Expired - Fee Related JP2924601B2 (ja) | 1993-09-06 | 1993-09-06 | 電力変換装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2924601B2 (ja) |
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH09205773A (ja) * | 1996-01-26 | 1997-08-05 | Fuji Electric Co Ltd | Ｐｗｍ制御自励式整流装置 |
| US6115266A (en) * | 1996-06-24 | 2000-09-05 | Tdk Corporation | Switching power source with a digital control circuit to maintain a constant DC output signal |
| KR100430669B1 (ko) * | 2002-05-03 | 2004-05-10 | 주식회사 디지탈 전자 | 입력전압 센스리스형 역률보상 제어방법 |
| JP2006280054A (ja) * | 2005-03-28 | 2006-10-12 | Sanken Electric Co Ltd | ３相電力変換装置 |
| JP2007228799A (ja) * | 2007-06-12 | 2007-09-06 | Mitsubishi Electric Corp | コンバータ装置 |
| JP2008082055A (ja) * | 2006-09-28 | 2008-04-10 | Aisin Seiki Co Ltd | 電熱式瞬間給湯器及びその制御方法 |
| JP2019062665A (ja) * | 2017-09-27 | 2019-04-18 | 富士電機株式会社 | 交流−直流変換装置 |
-
1993
- 1993-09-06 JP JP24595993A patent/JP2924601B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| JP4678221B2 (ja) * | 2005-03-28 | 2011-04-27 | サンケン電気株式会社 | ３相電力変換装置 |
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| JP4688846B2 (ja) * | 2007-06-12 | 2011-05-25 | 三菱電機株式会社 | コンバータ装置 |
| JP2019062665A (ja) * | 2017-09-27 | 2019-04-18 | 富士電機株式会社 | 交流−直流変換装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2924601B2 (ja) | 1999-07-26 |
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