JPH08256480A - Ｐｗｍインバータの制御装置 - Google Patents
Ｐｗｍインバータの制御装置Info
- Publication number
- JPH08256480A JPH08256480A JP7053914A JP5391495A JPH08256480A JP H08256480 A JPH08256480 A JP H08256480A JP 7053914 A JP7053914 A JP 7053914A JP 5391495 A JP5391495 A JP 5391495A JP H08256480 A JPH08256480 A JP H08256480A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- value
- output
- instantaneous
- pwm inverter
- voltage
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Landscapes
- Power Conversion In General (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】ＰＷＭインバータの出力電圧波形の歪率，出力
電圧の過渡変動を改善した制御装置を提供する。 【構成】制御装置２０をゲイン調整器２１、予測形瞬時
値制御回路２２などから構成し、予め定めた電圧設定値
より導出される瞬時電圧指令値と、正弦化フィルタ３の
出力の電圧値との偏差をゲイン調整器２１により所望の
値に増幅して予測形瞬時値制御回路２２に入力すること
により、予測形瞬時値制御回路２２では、正弦化フィル
タ３および負荷４の回路定数の実際値との誤差、あるい
は変動を含めたＰＷＭ制御の補正瞬時値を予測演算す
る。
電圧の過渡変動を改善した制御装置を提供する。 【構成】制御装置２０をゲイン調整器２１、予測形瞬時
値制御回路２２などから構成し、予め定めた電圧設定値
より導出される瞬時電圧指令値と、正弦化フィルタ３の
出力の電圧値との偏差をゲイン調整器２１により所望の
値に増幅して予測形瞬時値制御回路２２に入力すること
により、予測形瞬時値制御回路２２では、正弦化フィル
タ３および負荷４の回路定数の実際値との誤差、あるい
は変動を含めたＰＷＭ制御の補正瞬時値を予測演算す
る。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、例えば無停電電源装
置などに使用されるＰＷＭインバータの制御装置に関す
る。
置などに使用されるＰＷＭインバータの制御装置に関す
る。
【０００２】
【従来の技術】図４は、従来のこの種のＰＷＭインバー
タの制御装置のブロック回路構成図であり、直流電源１
より出力される直流をＰＷＭインバータ主回路２により
交流に変換し、リアクトル３ａとコンデンサ３ｂから構
成される正弦化フィルタ３を介して負荷４に電力を供給
する構成である。
タの制御装置のブロック回路構成図であり、直流電源１
より出力される直流をＰＷＭインバータ主回路２により
交流に変換し、リアクトル３ａとコンデンサ３ｂから構
成される正弦化フィルタ３を介して負荷４に電力を供給
する構成である。
【０００３】図４において、制御装置１０は、正弦化フ
ィルタ３の出力の電圧を図示しない交流電圧検出器によ
り検出し、この検出値の平均値を平均値演算器１１によ
り演算し、前記平均値と電圧指令値との偏差を加算演算
器１２により算出し、この偏差を電圧調節器１３に入力
し、電圧調節器１３は出力電圧設定値を演算する。前記
出力電圧設定値を正弦波演算回路１４により瞬時電圧指
令値に演算し、この瞬時電圧指令値（ｖREF ）と、前記
交流電圧検出器の出力値（ｖDET ）と、直流電源１の電
圧を図示しない直流電圧検出器で検出した検出値（Ｅ）
とを予測形瞬時値制御回路１６に入力する。
ィルタ３の出力の電圧を図示しない交流電圧検出器によ
り検出し、この検出値の平均値を平均値演算器１１によ
り演算し、前記平均値と電圧指令値との偏差を加算演算
器１２により算出し、この偏差を電圧調節器１３に入力
し、電圧調節器１３は出力電圧設定値を演算する。前記
出力電圧設定値を正弦波演算回路１４により瞬時電圧指
令値に演算し、この瞬時電圧指令値（ｖREF ）と、前記
交流電圧検出器の出力値（ｖDET ）と、直流電源１の電
圧を図示しない直流電圧検出器で検出した検出値（Ｅ）
とを予測形瞬時値制御回路１６に入力する。
【０００４】予測形瞬時値制御回路１６では、前記瞬時
電圧指令値（ｖREF ）と、前記交流電圧検出器の出力値
（ｖDET ）と、前記直流電圧検出器の検出値（Ｅ）と、
正弦化フィルタ３および負荷４の回路定数とによりＰＷ
Ｍインバータ主回路２のその都度の点弧パルス幅の瞬時
値を予測演算する。この予測演算方法については、「電
気学会・半導体電力変換研究会」刊行の「ＵＰＳの予測
形瞬時値制御ＰＷＭインバータの特性」（ＳＰＣ−８９
−２５，１９８９，ｐｐ．４７〜５４）に詳述されてい
るので、ここでは、この詳細な説明は省略するが、その
要点は、正弦化フィルタ３のリアクトル３ａのインダク
タンス（Ｌ）と、正弦化フィルタ３のコンデンサ３ｂの
静電容量（Ｃ）と、負荷４の定格負荷時の抵抗値（Ｒ）
とをそれぞれ回路定数として取り込み、これらから導出
される伝達関数を考慮したＰＷＭインバータ主回路２の
その都度の点弧パルス幅の瞬時値を演算することにあ
る。
電圧指令値（ｖREF ）と、前記交流電圧検出器の出力値
（ｖDET ）と、前記直流電圧検出器の検出値（Ｅ）と、
正弦化フィルタ３および負荷４の回路定数とによりＰＷ
Ｍインバータ主回路２のその都度の点弧パルス幅の瞬時
値を予測演算する。この予測演算方法については、「電
気学会・半導体電力変換研究会」刊行の「ＵＰＳの予測
形瞬時値制御ＰＷＭインバータの特性」（ＳＰＣ−８９
−２５，１９８９，ｐｐ．４７〜５４）に詳述されてい
るので、ここでは、この詳細な説明は省略するが、その
要点は、正弦化フィルタ３のリアクトル３ａのインダク
タンス（Ｌ）と、正弦化フィルタ３のコンデンサ３ｂの
静電容量（Ｃ）と、負荷４の定格負荷時の抵抗値（Ｒ）
とをそれぞれ回路定数として取り込み、これらから導出
される伝達関数を考慮したＰＷＭインバータ主回路２の
その都度の点弧パルス幅の瞬時値を演算することにあ
る。
【０００５】前記点弧パルス幅の瞬時値をＰＷＭ回路１
９に内蔵する三角波キャリア信号とによりＰＷＭ回路１
９でＰＷＭインバータ主回路２のＰＷＭ制御された所望
の点弧信号を発生するようにしている。
９に内蔵する三角波キャリア信号とによりＰＷＭ回路１
９でＰＷＭインバータ主回路２のＰＷＭ制御された所望
の点弧信号を発生するようにしている。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】上記従来のＰＷＭイン
バータの制御装置によると、予測形瞬時値制御回路１６
では、正弦化フィルタ３のリアクトル３ａのインダクタ
ンス（Ｌ）と、正弦化フィルタ３のコンデンサ３ｂの静
電容量（Ｃ）と、負荷４の定格負荷時の抵抗値（Ｒ）と
をそれぞれ回路定数として取り込み前述の点弧パルス幅
の瞬時値を演算するようにしているために、前記それぞ
れ回路定数と実際値との誤差、あるいは変動がある場
合、例えば負荷４に整流器負荷が接続された場合には、
十分に補正できず出力電圧波形の歪率、出力電圧の過渡
変動などが悪くなるという問題点があった。
バータの制御装置によると、予測形瞬時値制御回路１６
では、正弦化フィルタ３のリアクトル３ａのインダクタ
ンス（Ｌ）と、正弦化フィルタ３のコンデンサ３ｂの静
電容量（Ｃ）と、負荷４の定格負荷時の抵抗値（Ｒ）と
をそれぞれ回路定数として取り込み前述の点弧パルス幅
の瞬時値を演算するようにしているために、前記それぞ
れ回路定数と実際値との誤差、あるいは変動がある場
合、例えば負荷４に整流器負荷が接続された場合には、
十分に補正できず出力電圧波形の歪率、出力電圧の過渡
変動などが悪くなるという問題点があった。
【０００７】この発明の目的は、前記問題点を解決する
ＰＷＭインバータの制御装置を提供することにある。
ＰＷＭインバータの制御装置を提供することにある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】直流電源より出力される
直流をＰＷＭインバータにより交流に変換し、リアクト
ルとコンデンサから構成される正弦化フィルタを介して
負荷に電力を供給する前記ＰＷＭインバータを制御する
ＰＷＭインバータの制御装置において、この第１の発明
では、前記正弦化フィルタから出力される電圧の瞬時値
と、予め定めた出力電圧設定値より導出される瞬時電圧
指令値との偏差を演算する第１の加算演算器と、該第１
の加算演算器の出力を所定の値に調整演算するゲイン調
整器と、該ゲイン調整器の出力値と、前記直流電源の電
圧値と、前記正弦化フィルタおよび負荷の回路定数とに
より前記ＰＷＭインバータのその都度のパルス幅の補正
瞬時値を予測演算する予測形瞬時値制御回路と、該予測
形瞬時値制御回路の出力と、前記出力電圧設定値より導
出される台形波出力指令値とを加算演算する第２の加算
演算器と、該第２の加算演算器の出力値と、三角波キャ
リア信号とによりＰＷＭ制御され前記ＰＷＭインバータ
の点弧信号を発生するＰＷＭ回路とを備え、また第２の
発明では、前記第１の発明において、前記それぞれの演
算は、前記三角波キャリア信号の頂点から、予め定める
検出，演算に要する時間だけその都度早めた時刻でのそ
れぞれのサンプル値により行い、さらに第３の発明で
は、前記正弦化フィルタから出力される電圧の瞬時値
と、予め定めた出力電圧設定値より導出される瞬時電圧
指令値との偏差を演算する第１の加算演算器と、該第１
の加算演算器の出力を所定の値に調整演算するゲイン調
整器と、該ゲイン調整器の出力値と、前記直流電源の電
圧値と、前記正弦化フィルタおよび負荷の回路定数とに
より前記ＰＷＭインバータのその都度のパルス幅の補正
瞬時値を予測演算する第１の予測形瞬時値制御回路と、
該第１の予測形瞬時値制御回路と同じ構成の第２の予測
形瞬時値制御回路と、前記第１，第２の予測形瞬時値制
御回路それぞれの出力値を切り換えて出力する切換回路
と、該切換回路の出力値と、前記出力電圧設定値より導
出される台形波出力指令値とを加算演算する第２の加算
演算器と、該第２の加算演算器の出力値と、三角波キャ
リア信号とによりＰＷＭ制御され前記ＰＷＭインバータ
の点弧信号を発生するＰＷＭ回路とを備え、前記第１の
加算演算器，ゲイン調整器，第２の加算演算器それぞれ
の演算は、前記三角波キャリア信号の正，負の頂点か
ら、予め定める検出，演算に要する時間だけその都度早
めた時刻でのそれぞれのサンプル値により行い、前記第
１の予測形瞬時値制御回路の演算は、前記三角波キャリ
ア信号の正の頂点から、予め定める検出，演算に要する
時間だけその都度早めた時刻でのそれぞれのサンプル値
により行い、前記第２の予測形瞬時値制御回路の演算
は、前記三角波キャリア信号の負の頂点から、予め定め
る検出，演算に要する時間だけその都度早めた時刻での
それぞれのサンプル値により行い、前記切換回路の切り
換え動作は、前記三角波キャリア信号の正，負の頂点で
行うようにする。
直流をＰＷＭインバータにより交流に変換し、リアクト
ルとコンデンサから構成される正弦化フィルタを介して
負荷に電力を供給する前記ＰＷＭインバータを制御する
ＰＷＭインバータの制御装置において、この第１の発明
では、前記正弦化フィルタから出力される電圧の瞬時値
と、予め定めた出力電圧設定値より導出される瞬時電圧
指令値との偏差を演算する第１の加算演算器と、該第１
の加算演算器の出力を所定の値に調整演算するゲイン調
整器と、該ゲイン調整器の出力値と、前記直流電源の電
圧値と、前記正弦化フィルタおよび負荷の回路定数とに
より前記ＰＷＭインバータのその都度のパルス幅の補正
瞬時値を予測演算する予測形瞬時値制御回路と、該予測
形瞬時値制御回路の出力と、前記出力電圧設定値より導
出される台形波出力指令値とを加算演算する第２の加算
演算器と、該第２の加算演算器の出力値と、三角波キャ
リア信号とによりＰＷＭ制御され前記ＰＷＭインバータ
の点弧信号を発生するＰＷＭ回路とを備え、また第２の
発明では、前記第１の発明において、前記それぞれの演
算は、前記三角波キャリア信号の頂点から、予め定める
検出，演算に要する時間だけその都度早めた時刻でのそ
れぞれのサンプル値により行い、さらに第３の発明で
は、前記正弦化フィルタから出力される電圧の瞬時値
と、予め定めた出力電圧設定値より導出される瞬時電圧
指令値との偏差を演算する第１の加算演算器と、該第１
の加算演算器の出力を所定の値に調整演算するゲイン調
整器と、該ゲイン調整器の出力値と、前記直流電源の電
圧値と、前記正弦化フィルタおよび負荷の回路定数とに
より前記ＰＷＭインバータのその都度のパルス幅の補正
瞬時値を予測演算する第１の予測形瞬時値制御回路と、
該第１の予測形瞬時値制御回路と同じ構成の第２の予測
形瞬時値制御回路と、前記第１，第２の予測形瞬時値制
御回路それぞれの出力値を切り換えて出力する切換回路
と、該切換回路の出力値と、前記出力電圧設定値より導
出される台形波出力指令値とを加算演算する第２の加算
演算器と、該第２の加算演算器の出力値と、三角波キャ
リア信号とによりＰＷＭ制御され前記ＰＷＭインバータ
の点弧信号を発生するＰＷＭ回路とを備え、前記第１の
加算演算器，ゲイン調整器，第２の加算演算器それぞれ
の演算は、前記三角波キャリア信号の正，負の頂点か
ら、予め定める検出，演算に要する時間だけその都度早
めた時刻でのそれぞれのサンプル値により行い、前記第
１の予測形瞬時値制御回路の演算は、前記三角波キャリ
ア信号の正の頂点から、予め定める検出，演算に要する
時間だけその都度早めた時刻でのそれぞれのサンプル値
により行い、前記第２の予測形瞬時値制御回路の演算
は、前記三角波キャリア信号の負の頂点から、予め定め
る検出，演算に要する時間だけその都度早めた時刻での
それぞれのサンプル値により行い、前記切換回路の切り
換え動作は、前記三角波キャリア信号の正，負の頂点で
行うようにする。
【０００９】
【作用】この第１，第２の発明によれば、正弦化フィル
タから出力される電圧の瞬時値と、予め定めた出力電圧
設定値より導出される瞬時電圧指令値との偏差をゲイン
調整器で所望の値に増幅して予測形瞬時値制御回路に入
力し、台形波出力指令値に該予測形瞬時値制御回路の出
力である補正瞬時値を加算してＰＷＭ制御の点弧パルス
幅の瞬時値とするので、正弦化フィルタおよび負荷の回
路定数の実際値との誤差、あるいは変動を含めた補正が
可能となり、その結果出力電圧波形の歪率、出力電圧の
過渡変動が改善される。
タから出力される電圧の瞬時値と、予め定めた出力電圧
設定値より導出される瞬時電圧指令値との偏差をゲイン
調整器で所望の値に増幅して予測形瞬時値制御回路に入
力し、台形波出力指令値に該予測形瞬時値制御回路の出
力である補正瞬時値を加算してＰＷＭ制御の点弧パルス
幅の瞬時値とするので、正弦化フィルタおよび負荷の回
路定数の実際値との誤差、あるいは変動を含めた補正が
可能となり、その結果出力電圧波形の歪率、出力電圧の
過渡変動が改善される。
【００１０】また第３の発明によれば、正弦化フィルタ
から出力される電圧の瞬時値と、予め定めた出力電圧設
定値より導出される瞬時電圧指令値との偏差をゲイン調
整器で所望の値に増幅して第１，第２の予測形瞬時値制
御回路にそれぞれ入力し、前記第１，第２の予測形瞬時
値制御回路を互いに半サイクル位相がずれた２相動作で
演算し、切換器でそれぞれの出力を切り換えて台形波出
力指令値に加算してＰＷＭ制御の点弧パルス幅の瞬時値
とするので、速い周期で正弦化フィルタおよび負荷の回
路定数の実際値との誤差、あるいは変動を含めた補正が
可能となり、出力電圧波形の歪率、出力電圧の過渡変動
がより改善される。
から出力される電圧の瞬時値と、予め定めた出力電圧設
定値より導出される瞬時電圧指令値との偏差をゲイン調
整器で所望の値に増幅して第１，第２の予測形瞬時値制
御回路にそれぞれ入力し、前記第１，第２の予測形瞬時
値制御回路を互いに半サイクル位相がずれた２相動作で
演算し、切換器でそれぞれの出力を切り換えて台形波出
力指令値に加算してＰＷＭ制御の点弧パルス幅の瞬時値
とするので、速い周期で正弦化フィルタおよび負荷の回
路定数の実際値との誤差、あるいは変動を含めた補正が
可能となり、出力電圧波形の歪率、出力電圧の過渡変動
がより改善される。
【００１１】
【実施例】以下に記載するこの発明の実施例において、
図４に示した従来例と同一機能を有するものには同一符
号を付してその説明を省略し、図４と異なる機能を中心
に説明する。図１は、この発明の第１の実施例を示すＰ
ＷＭインバータの制御装置のブロック回路構成図であ
る。
図４に示した従来例と同一機能を有するものには同一符
号を付してその説明を省略し、図４と異なる機能を中心
に説明する。図１は、この発明の第１の実施例を示すＰ
ＷＭインバータの制御装置のブロック回路構成図であ
る。
【００１２】図１において、制御装置２０の電圧調節器
１３の電圧設定値から正弦波演算回路１４を介して導出
された瞬時電圧指令値と、正弦化フィルタ３の出力の電
圧の図示しない交流電圧検出器を介した検出値との偏差
を加算演算器１５により算出し、この偏差を所定の値に
調整演算するゲイン調整器２１に入力し、ゲイン調整器
２１の出力と直流電源１の電圧を図示しない直流電圧検
出器で検出した検出値とを予測形瞬時値制御回路２２に
入力する。
１３の電圧設定値から正弦波演算回路１４を介して導出
された瞬時電圧指令値と、正弦化フィルタ３の出力の電
圧の図示しない交流電圧検出器を介した検出値との偏差
を加算演算器１５により算出し、この偏差を所定の値に
調整演算するゲイン調整器２１に入力し、ゲイン調整器
２１の出力と直流電源１の電圧を図示しない直流電圧検
出器で検出した検出値とを予測形瞬時値制御回路２２に
入力する。
【００１３】予測形瞬時値制御回路２２では、ゲイン調
整器２１の出力値と、前記直流電圧検出器の検出値と、
正弦化フィルタ３および負荷４の回路定数とによりＰＷ
Ｍインバータ主回路２のその都度の点弧パルス幅の補正
瞬時値を予測演算する。この予測演算方法を、以下に示
す数式を用いて説明する。先ず、正弦化フィルタ３のリ
アクトル３ａのインダクタンス（Ｌ）と、正弦化フィル
タ３のコンデンサ３ｂの静電容量（Ｃ）と、負荷４の定
格負荷時の抵抗値（Ｒ）とすると、このＬＣＲ回路の減
衰係数（ζ）と固有角周波数（ω）は、式（１）および
式（２）で表される。
整器２１の出力値と、前記直流電圧検出器の検出値と、
正弦化フィルタ３および負荷４の回路定数とによりＰＷ
Ｍインバータ主回路２のその都度の点弧パルス幅の補正
瞬時値を予測演算する。この予測演算方法を、以下に示
す数式を用いて説明する。先ず、正弦化フィルタ３のリ
アクトル３ａのインダクタンス（Ｌ）と、正弦化フィル
タ３のコンデンサ３ｂの静電容量（Ｃ）と、負荷４の定
格負荷時の抵抗値（Ｒ）とすると、このＬＣＲ回路の減
衰係数（ζ）と固有角周波数（ω）は、式（１）および
式（２）で表される。
【００１４】
【数１】 ζ＝（１／２Ｒ）・（Ｌ／Ｃ）1/2 ……（１）
【００１５】
【数２】 ω＝１／（ＬＣ）1/2 ……（２） 次に、ゲイン調整器２１の増幅度（ゲイン）をＧP と
し、サンプリング時点をｋ（ｋ＝１・２・３・・・ｎ）
とすると、ｋ時点のゲイン調整器２１の出力値ｖ（ｋ）
は、前記瞬時電圧指令値をｖ REF（ｋ）と前記交流電圧
検出器を介した検出値をｖ DET（ｋ）とから、式（３）
のように表される。
し、サンプリング時点をｋ（ｋ＝１・２・３・・・ｎ）
とすると、ｋ時点のゲイン調整器２１の出力値ｖ（ｋ）
は、前記瞬時電圧指令値をｖ REF（ｋ）と前記交流電圧
検出器を介した検出値をｖ DET（ｋ）とから、式（３）
のように表される。
【００１６】
【数３】 ｖ（ｋ）＝ＧP ・〔ｖ REF（ｋ）−ｖ DET（ｋ）〕 ……（３） ＰＷＭ回路１９に内蔵する三角波キャリア信号の周期す
なわちサンプリング周期をＴとし、直流電源１の電圧を
Ｅとし、サンプリング時点をｋ（ｋ＝１・２・３・・・
ｎ）とすると、予測形瞬時値制御回路２２でのｋ時点の
補正瞬時値（ｕ（ｋ））の予測演算は、式（１）〜
（３）から式（４）に示すように行われる。
なわちサンプリング周期をＴとし、直流電源１の電圧を
Ｅとし、サンプリング時点をｋ（ｋ＝１・２・３・・・
ｎ）とすると、予測形瞬時値制御回路２２でのｋ時点の
補正瞬時値（ｕ（ｋ））の予測演算は、式（１）〜
（３）から式（４）に示すように行われる。
【００１７】
【数４】 ｕ（ｋ）＝｛（ａ1 ／ｂ1 ）・ｖ（ｋ） ＋（ａ2 ／ｂ1 ）・ｖ（ｋ−１）｝／Ｅ ＋（−ｂ2 ／ｂ1 ）・ｕ（ｋ−１） ……（４） ここで、ａ1 ＝−（φ11−φ22） ａ2 ＝φ11・φ22−φ12・φ21 ｂ1 ＝ｇ11 ｂ2 ＝−ｇ11・φ22＋φ12・ｇ22 φ11＝ｅｘｐ（αＴ）・〔ｃｏｓβＴ−（α／β）ｓｉｎβＴ〕 φ12＝ｅｘｐ（αＴ）・（１／β）ｓｉｎβＴ φ21＝ｅｘｐ（αＴ）・（−ω2 ／β）ｓｉｎβＴ φ22＝ｅｘｐ（αＴ）・〔ｃｏｓβＴ＋（α／β）ｓｉｎβＴ〕 ｇ11＝（ω2 ／β）・ｅｘｐ（αＴ／２）・ｓｉｎ（βＴ／２） ｇ22＝ω2 ・ｅｘｐ（αＴ／２）＋（α／β）ｓｉｎ（βＴ／２） α＝−ζ・ω β＝ω（１−ζ2 ）1/2 このようにして求めた補正瞬時値ｕ（ｋ）を前記台形波
電圧指令値に加算演算器１８で加算し、この加算値とＰ
ＷＭ回路１９に内蔵する三角波キャリア信号とからＰＷ
Ｍインバータの点弧信号を得ている。
電圧指令値に加算演算器１８で加算し、この加算値とＰ
ＷＭ回路１９に内蔵する三角波キャリア信号とからＰＷ
Ｍインバータの点弧信号を得ている。
【００１８】図２は、この発明の第２の実施例を示すＰ
ＷＭインバータの制御装置のブロック回路構成図であ
る。図２において、制御装置３０のゲイン調整器２１の
出力と直流電源１の電圧を図示しない直流電圧検出器で
検出した検出値とをそれぞれ予測形瞬時値制御回路３
１，３２に入力する。さらに予測形瞬時値制御回路３
１，３２の出力はそれぞれ切換回路３３に入力される構
成である。
ＷＭインバータの制御装置のブロック回路構成図であ
る。図２において、制御装置３０のゲイン調整器２１の
出力と直流電源１の電圧を図示しない直流電圧検出器で
検出した検出値とをそれぞれ予測形瞬時値制御回路３
１，３２に入力する。さらに予測形瞬時値制御回路３
１，３２の出力はそれぞれ切換回路３３に入力される構
成である。
【００１９】予測形瞬時値制御回路３１の演算は、ＰＷ
Ｍ回路１９が内蔵する三角波キャリア信号の正の頂点か
ら、予め定める検出，演算に要する時間だけその都度早
めた時刻でのそれぞれのサンプル値により行い、予測形
瞬時値制御回路３２の演算は、前記三角波キャリア信号
の負の頂点から、予め定める検出，演算に要する時間だ
けその都度早めた時刻でのそれぞれのサンプル値により
行う。
Ｍ回路１９が内蔵する三角波キャリア信号の正の頂点か
ら、予め定める検出，演算に要する時間だけその都度早
めた時刻でのそれぞれのサンプル値により行い、予測形
瞬時値制御回路３２の演算は、前記三角波キャリア信号
の負の頂点から、予め定める検出，演算に要する時間だ
けその都度早めた時刻でのそれぞれのサンプル値により
行う。
【００２０】予測形瞬時値制御回路３１でのサンプリン
グ時点をｋ（ｋ＝１・２・３・・・ｎ）とし、予測形瞬
時値制御回路３２でのサンプリング時点をｉ（ｉ＝１・
２・３・・・ｎ）として、加算演算器１５，ゲイン調整
器２１は前記ｋ時点とｉ時点での演算を行うようにし
て、予測形瞬時値制御回路３１でのｋ時点の補正瞬時値
（ｕA （ｋ））の予測演算は、式（５）に示すように行
われる。
グ時点をｋ（ｋ＝１・２・３・・・ｎ）とし、予測形瞬
時値制御回路３２でのサンプリング時点をｉ（ｉ＝１・
２・３・・・ｎ）として、加算演算器１５，ゲイン調整
器２１は前記ｋ時点とｉ時点での演算を行うようにし
て、予測形瞬時値制御回路３１でのｋ時点の補正瞬時値
（ｕA （ｋ））の予測演算は、式（５）に示すように行
われる。
【００２１】
【数５】 ｕA （ｋ）＝｛（ａ1 ／ｂ1 ）・ｖ（ｋ） ＋（ａ2 ／ｂ1 ）・ｖ（ｋ−１）｝／Ｅ ＋〔（−ｂ2 ／ｂ1 ）／２〕・ｕA （ｋ−１） ＋〔（−ｂ2 ／ｂ1 ）／２〕・ｕB （ｉ−１） ……（５） また、予測形瞬時値制御回路３２でのｉ時点の補正瞬時
値（ｕB （ｉ））の予測演算は、式（６）に示すように
行われる。
値（ｕB （ｉ））の予測演算は、式（６）に示すように
行われる。
【００２２】
【数６】 ｕB （ｉ）＝｛（ａ1 ／ｂ1 ）・ｖ（ｉ） ＋（ａ2 ／ｂ1 ）・ｖ（ｉ−１）｝／Ｅ ＋〔（−ｂ2 ／ｂ1 ）／２〕・ｕA （ｋ） ＋〔（−ｂ2 ／ｂ1 ）／２〕・ｕB （ｉ−１） ……（６） なお、式（５），式（６）で示すａ1 ，ａ2 ，ｂ1 ，ｂ
2 は、式（４）に示すものと同一である。
2 は、式（４）に示すものと同一である。
【００２３】切換回路３３の切り換え動作は、図３に示
すよう、にＰＷＭ回路１９が内蔵する三角波キャリア信
号の正，負の頂点で行う。図１，図２の実施例の説明で
は、ＰＷＭインバータが単相出力の場合について記載し
たが、ＰＷＭインバータが三相出力の場合には、例え
ば、正弦波演算回路１４、台形波演算回路１７を２相出
力とし、加算演算器１５を２組設け、それぞれに前記Ｐ
ＷＭインバータの三相出力の内の２相を入力し、それぞ
れの加算演算器１５の出力を公知の方法で２相３相変換
し、予測形瞬時値制御回路２２または予測形瞬時値制御
回路３１，３２を３組設け、切換回路３３，加算演算器
１８，ＰＷＭ回路１９も３組設けることにより、この第
１，第２の発明を容易に実施することができる。
すよう、にＰＷＭ回路１９が内蔵する三角波キャリア信
号の正，負の頂点で行う。図１，図２の実施例の説明で
は、ＰＷＭインバータが単相出力の場合について記載し
たが、ＰＷＭインバータが三相出力の場合には、例え
ば、正弦波演算回路１４、台形波演算回路１７を２相出
力とし、加算演算器１５を２組設け、それぞれに前記Ｐ
ＷＭインバータの三相出力の内の２相を入力し、それぞ
れの加算演算器１５の出力を公知の方法で２相３相変換
し、予測形瞬時値制御回路２２または予測形瞬時値制御
回路３１，３２を３組設け、切換回路３３，加算演算器
１８，ＰＷＭ回路１９も３組設けることにより、この第
１，第２の発明を容易に実施することができる。
【００２４】
【発明の効果】この発明によれば、正弦化フィルタから
出力される電圧の瞬時値と、予め定めた出力電圧設定値
より導出される瞬時電圧指令値との偏差をゲイン調整器
で所望の値に増幅して予測形瞬時値制御回路に入力し、
台形波出力指令値に該予測形瞬時値制御回路の出力であ
る補正瞬時値を加算してＰＷＭ制御の点弧パルス幅の瞬
時値とするので、正弦化フィルタおよび負荷の回路定数
の実際値との誤差、あるいは変動を含めた補正が可能と
なり、出力電圧波形の歪率、出力電圧の過渡変動が改善
でき、またＰＷＭインバータが三相出力の場合には、前
述の出力電圧波形の歪率、出力電圧の過渡変動が改善に
加えて、不平衡負荷時のそれぞれの出力電圧特性も改善
できるので、例えば無停電電源装置などに使用されるＰ
ＷＭインバータとして好適である。
出力される電圧の瞬時値と、予め定めた出力電圧設定値
より導出される瞬時電圧指令値との偏差をゲイン調整器
で所望の値に増幅して予測形瞬時値制御回路に入力し、
台形波出力指令値に該予測形瞬時値制御回路の出力であ
る補正瞬時値を加算してＰＷＭ制御の点弧パルス幅の瞬
時値とするので、正弦化フィルタおよび負荷の回路定数
の実際値との誤差、あるいは変動を含めた補正が可能と
なり、出力電圧波形の歪率、出力電圧の過渡変動が改善
でき、またＰＷＭインバータが三相出力の場合には、前
述の出力電圧波形の歪率、出力電圧の過渡変動が改善に
加えて、不平衡負荷時のそれぞれの出力電圧特性も改善
できるので、例えば無停電電源装置などに使用されるＰ
ＷＭインバータとして好適である。
【図１】この発明の第１の実施例を示すＰＷＭインバー
タのブロック回路構成図
タのブロック回路構成図
【図２】この発明の第２の実施例を示すＰＷＭインバー
タのブロック回路構成図
タのブロック回路構成図
【図３】図２の動作を説明する動作波形図
【図４】従来例を示すＰＷＭインバータのブロック回路
構成図
構成図
１…直流電源、２…ＰＷＭインバータ主回路、３…正弦
化フィルタ、３ａ…リアクトル、３ａ…コンデンサ、４
…負荷、１０，２０，３０…制御装置、１１…平均値演
算器、１２，１５，１８…加算演算器、１３…電圧調節
器、１４…正弦波演算回路、１６，２２，３１，３２…
予測形瞬時値制御回路、１７…台形波演算回路、１９…
ＰＷＭ回路、２１…ゲイン調整器、３３…切換回路。
化フィルタ、３ａ…リアクトル、３ａ…コンデンサ、４
…負荷、１０，２０，３０…制御装置、１１…平均値演
算器、１２，１５，１８…加算演算器、１３…電圧調節
器、１４…正弦波演算回路、１６，２２，３１，３２…
予測形瞬時値制御回路、１７…台形波演算回路、１９…
ＰＷＭ回路、２１…ゲイン調整器、３３…切換回路。
Claims (3)
- 【請求項１】直流電源より出力される直流をＰＷＭイン
バータにより交流に変換し、リアクトルとコンデンサか
ら構成される正弦化フィルタを介して負荷に電力を供給
する前記ＰＷＭインバータを制御するＰＷＭインバータ
の制御装置において、 前記正弦化フィルタから出力される電圧の瞬時値と、予
め定めた出力電圧設定値より導出される瞬時電圧指令値
との偏差を演算する第１の加算演算器と、 該第１の加算演算器の出力を所定の値に調整演算するゲ
イン調整器と、 該ゲイン調整器の出力値と、前記直流電源の電圧値と、
前記正弦化フィルタおよび負荷の回路定数とにより前記
ＰＷＭインバータのその都度のパルス幅の補正瞬時値を
予測演算する予測形瞬時値制御回路と、 該予測形瞬時値制御回路の出力と、前記出力電圧設定値
より導出される台形波出力指令値とを加算演算する第２
の加算演算器と、 該第２の加算演算器の出力値と、三角波キャリア信号と
によりＰＷＭ制御された前記ＰＷＭインバータの点弧信
号を発生するＰＷＭ回路とを備えることを特徴とするＰ
ＷＭインバータの制御装置。 - 【請求項２】請求項１に記載のＰＷＭインバータの制御
装置において、 前記それぞれの演算は、前記三角波キャリア信号の頂点
から、予め定める検出，演算に要する時間だけその都度
早めた時刻でのそれぞれのサンプル値により行うことを
特徴とするＰＷＭインバータの制御装置。 - 【請求項３】直流電源より出力される直流をＰＷＭイン
バータにより交流に変換し、リアクトルとコンデンサか
ら構成される正弦化フィルタを介して負荷に電力を供給
する前記ＰＷＭインバータを制御するＰＷＭインバータ
の制御装置において、 前記正弦化フィルタから出力される電圧の瞬時値と、予
め定めた出力電圧設定値より導出される瞬時電圧指令値
との偏差を演算する第１の加算演算器と、 該第１の加算演算器の出力を所定の値に調整演算するゲ
イン調整器と、 該ゲイン調整器の出力値と、前記直流電源の電圧値と、
前記正弦化フィルタおよび負荷の回路定数とにより前記
ＰＷＭインバータのその都度のパルス幅の補正瞬時値を
予測演算する第１の予測形瞬時値制御回路と、 該第１の予測形瞬時値制御回路と同じ構成の第２の予測
形瞬時値制御回路と、 前記第１，第２の予測形瞬時値制御回路それぞれの出力
値を切り換えて出力する切換回路と、 該切換回路の出力値と、前記出力電圧設定値より導出さ
れる台形波出力指令値とを加算演算する第２の加算演算
器と、 該第２の加算演算器の出力値と、三角波キャリア信号と
によりＰＷＭ制御された前記ＰＷＭインバータの点弧信
号を発生するＰＷＭ回路とを備え、 前記第１の加算演算器，ゲイン調整器，第２の加算演算
器それぞれの演算は、前記三角波キャリア信号の正，負
の頂点から、予め定める検出，演算に要する時間だけそ
の都度早めた時刻でのそれぞれのサンプル値により行
い、 前記第１の予測形瞬時値制御回路の演算は、前記三角波
キャリア信号の正の頂点から、予め定める検出，演算に
要する時間だけその都度早めた時刻でのそれぞれのサン
プル値により行い、 前記第２の予測形瞬時値制御回路の演算は、前記三角波
キャリア信号の負の頂点から、予め定める検出，演算に
要する時間だけその都度早めた時刻でのそれぞれのサン
プル値により行い、 前記切換回路の切り換え動作は、前記三角波キャリア信
号の正，負の頂点で行うことを特徴とするＰＷＭインバ
ータの制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7053914A JPH08256480A (ja) | 1995-01-20 | 1995-03-14 | Ｐｗｍインバータの制御装置 |
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP680495 | 1995-01-20 | ||
| JP7-6804 | 1995-01-20 | ||
| JP7053914A JPH08256480A (ja) | 1995-01-20 | 1995-03-14 | Ｐｗｍインバータの制御装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08256480A true JPH08256480A (ja) | 1996-10-01 |
Family
ID=26341006
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7053914A Pending JPH08256480A (ja) | 1995-01-20 | 1995-03-14 | Ｐｗｍインバータの制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH08256480A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2003017469A1 (en) * | 2001-08-17 | 2003-02-27 | Pulsus Technologies | Pulse width modulation type audio amplifier having variable average switching frequency |
| JP2010057287A (ja) * | 2008-08-28 | 2010-03-11 | Tdk-Lambda Corp | 無停電電源装置および無停電電源装置の制御方法 |
-
1995
- 1995-03-14 JP JP7053914A patent/JPH08256480A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2003017469A1 (en) * | 2001-08-17 | 2003-02-27 | Pulsus Technologies | Pulse width modulation type audio amplifier having variable average switching frequency |
| JP2010057287A (ja) * | 2008-08-28 | 2010-03-11 | Tdk-Lambda Corp | 無停電電源装置および無停電電源装置の制御方法 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP2526992B2 (ja) | 交流出力変換器の並列運転システム | |
| Holmes et al. | Implementation of a direct digital predictive current controller for single and three phase voltage source inverters | |
| US5212630A (en) | Parallel inverter system | |
| KR20130078380A (ko) | 회생형 고압 인버터의 제어장치 | |
| WO2005112239A2 (en) | Power converter apparatus and methods using a phase reference derived from a dc bus voltage | |
| JP2004201440A (ja) | パルス幅変調方法とその装置及び電力変換方法と電力変換器 | |
| JPS6155344B2 (ja) | ||
| JP6837576B2 (ja) | 電力変換装置 | |
| JP2708648B2 (ja) | 並列運転制御装置 | |
| Heo et al. | Compensating of common scaling current-measurement error for permanent magnet synchronous motor drives | |
| JP2924601B2 (ja) | 電力変換装置 | |
| JPH08256480A (ja) | Ｐｗｍインバータの制御装置 | |
| JP2674402B2 (ja) | 交流出力変換器の並列運転制御装置 | |
| CN116097537A (zh) | 用于改进单向功率转换器的电网同步的装置和方法 | |
| JP2774246B2 (ja) | 電流形コンバータの制御装置 | |
| JPH0744841B2 (ja) | 電力変換器の制御回路 | |
| JPH08223927A (ja) | 無停電電源システムの制御装置 | |
| JP3252634B2 (ja) | インバータ回路の出力電圧制御方法 | |
| JP3269521B2 (ja) | インバ−タの制御方法及び装置 | |
| JP2916091B2 (ja) | 多相交流より直流を得る電流形コンバータの制御装置 | |
| JP3764031B2 (ja) | コンバータの電流制御方法および電流制御装置およびこの電流制御装置を用いたｐｗｍコンバータ | |
| KR930010644B1 (ko) | 인버터 전류제어장치 | |
| JP2916092B2 (ja) | 多相交流より直流を得る電圧形コンバータの制御装置 | |
| JPH0221220B2 (ja) | ||
| JP3428845B2 (ja) | サイリスタ交直変換器の定余裕角制御方法および定余裕角制御装置 |