JPH0221220B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は電源側から見た基本波力率を指令値に
合わせて自由に制御する無効電力制御形サイクロ
コンバータ装置に関するものである。

サイクロコンバータは一定周波数の交流電力を
他の異なる周波数の交流電力に直接変換する装置
であるが、その構成素子たるサイリスタを電源電
圧によつて転流させるため、電源から多くの無効
電力をとる欠点がある。また、その無効電力は負
荷側の周波数に同期して常に変動している。この
ため電源系統設備の容量を増大させるだけでなく
無効電力変動により同一系統に接続された電気機
器に種々の悪影響を及ぼしている。

このようなサイクロコンバータの無効電力の変
動を補償する装置として従来当該サイクロコンバ
ータの受電端に無効電力補償装置を接続してい
た。この無効電力補償装置は、無効電力の変動を
補償するものであるから制御の応答速度が高くな
ければならず、サイリスタ等の半導体素子で構成
されており高価なものである。

第１図は従来の無効電力制御形サイクロコンバ
ータ装置の構成図である。図中、CCは循環電流
式サイクロコンバータ本体、SS−Ｐ及びSS−Ｎ
はその正群及び負群コンバータ、Lo₁及びLo₂は
中間タツプ付直流リアクトル、LOADは負荷で
ある。またTRは電源トランス、ＣはΔ又は接
続された進相コンデンサ、BUSは３相電線路で
ある。制御回路としては、受電端の３相交流電流
を検出する変流器CTs、３相交流電圧を検出する
変成器PT、無効電力演算器VAR、制御補償回路
Ｈ（Ｓ）、正群コンバータSS−Ｐの出力電流I_Pを検
出する変流器CT_P、負群コンバータSS−Ｎの出
力電流I_Nを検出する変流器CT_N、加算器A₁〜A₅、
演算増幅器K₀〜K₃、比較器C₁〜C₃、絶対値回路
ABS及び位相制御回路PH−Ｐ，PH−Ｎが用い
られる。

加算器A₃によつてI_P−I_N＝I_Lを求める。これが
負荷電流の検出値である。また、加算器A₁，A₂
と絶対値回路ABS及び増幅器K₀（1/2倍）によつ
て次の演算を行なう。

I_O＝（I_P＋I_N−｜I_L｜）／２ ……(1) これが循環電流の検出値である。

まず、負荷電流制御の動作を説明する。

負荷電流指令I^* _Lと実際に流れる負荷電流の検出
値I_Lを比較し、その偏差ε₃に比例した電圧をサイ
クロコンバータから発生するように位相制御回路
PH−Ｐ，PH−Ｎを制御する。PH−Ｐの出力位
相α_Pに対してPH−Ｎの出力位相α_Nはα_N＝180゜−
α_Pの関係を保つように増幅器K₂から反転増幅器
K₃を介してPH−Ｎに入力される。

すなわち、正群コンバータSS−Ｐの出力電圧
V_P及び負群コンバータの出力電圧V_N次式で示さ
れるように負荷端子でつり合つた状態で通常の運
転が行なわれる。

V_P＝k_V・V_S・cosα_P ……(2) V_N＝k_V・V_S・cosα_N ＝k_V・V_S・cos（180゜−α_P） ＝−V_P ……(3) ただし、V_Sは電源電圧、k_Vは比例定数である。
負荷電流指令I^* _Lを正弦波状に変化させるとそれに
応じて偏差ε₃も変化し、負荷に正弦波電流I_Lが流
れるように前記α_P及びα_Nが制御される。この通
常の運転では正群コンバータSS−Ｐの出力電圧
と負群コンバータSS−Ｎの出力電圧は等しくつ
り合つているため循環電流I₀はほとんど流れな
い。

次に循環電流制御の動作を説明する。電源端子
には電流検出器CT_S及び電圧検出器PTが設置さ
れ、無効電力演算器VARによつてその無効電力
Ｑが演算される。無効電力の指令値Q^*は通常零
に設定され、比較器C₁によつて偏差ε₁＝Q^*−Ｑ
が発生させられる。制御補償回路Ｈ（Ｓ）は定常
偏差ε₁を零にするため通常積分要素が使われ、そ
の出力I₀が循環電流I^* ₀の指令値となる。比較器C₂
によつて偏差ε₂＝I^* ₀−I₀をとり、増幅器K₁を介し
て加算器A₄及びA₅に入力する。

従つて、PH−Ｐ及びPH−Ｎへの入力ε₄及びε₅
は各々次のようになる。ただし、K₃＝−１とす
る。

ε₄＝K₂・ε₃＋K₁・ε₂ ……(4) ε₅＝−K₂・ε₃＋K₁・ε₂ ……(5) 故に、α_N＝180゜−α_Pの関係はくずれ、K₁・ε₂に
比例した分だけ正群コンバータSS−Ｐの出力電
圧V_Pと負群コンバータSS−Ｎの出力電圧V_Nとが
不平衡になる。その差電圧が直流リアクトルLo₁
及びLo₂に印加され、循環電流I₀が流れる。I₀が
指令値I^* ₀より流れすぎればε₂が減少して上記差電
圧を小さくする。結果的にはI₀はI^* ₀になるように
制御される。

無効電力Ｑが進みの場合、ε₁＝Q^*−Ｑ＝−Ｑ
は正となり、I^* ₀を増加させサイクロコンバータの
遅れ無効電流を大きくする。最終的にはＱ＝Q^*
（＝０）になるように循環電流I₀が制御される。
逆にＱが遅れの場合、ε₁＜０となり、I^* ₀を減少さ
せ同じくＱ＝０になるようにI₀を制御している。
このようにして受電端の無効電力を零、すなわち
基本波力率を１に保持することができる。

第２図は第１図のサイクロコンバータの受電端
の電圧電流ベクトル図を示すもので、V_Sは電源
電圧、I_capは進相コンデンサＣの電流、I_SSPは正群
コンバータ入力電流、I_SSNは負群コンバータ入力
電流、I_CCはサイクロコンバータ入力電流、I_REACT
はI_CCの無効電流分、I_Sは電源電流である。このベ
クトル図は負荷電流が刻々と変化しているある時
点をとらえて描いたもので、電流I_SSP，I_SSN及び位
相角α_P，α_Nの値は刻々と変わつていくものであ
る。

前述の無効電力制御（Q^*＝０）を行なうと、
I_cap＝I_REACTになるように循環電流I₀が制御される
が、そのI_REACTは次のように与えられる。ただし、
α_N≒180゜−α_Pとする。

I_REACT＝I_SSP・sinα_P＋I_SSN ・sinα_N ≒（I_SSP＋I_SSN）・sinα_P ＝k₁（I_P＋I_N）・sinα_P ＝k₁（２・I₀＋｜I_L｜）・sinα_P ……(6) ここで、k₁はコンバータの変換定数である。従
つて、Ｑ＝０、すなわちI_caP＝I_REACTとなるように
制御した時、循環電流I₀は次式を満足している。

I₀＝I_cap−k₁・｜I_L｜・sinα_P／2k₁・sinα_P……(7) 以上のようにして従来の無効電力制御形サイク
ロコンバータは外部に特別な無効電力補償装置を
設置することなく受電端の基本波力率を１に保持
することができる。しかし、無効電力を制御する
ために循環電流を流す必要があり、そのためには
正群コンバータSS−Ｐと負群コンバータSS−Ｎ
が必ず対になつて構成されなければならない。従
つて、通常３相交流によつて駆動される誘導機が
同期機に当該サイクロコンバータを用いるには、
交直電力変換器（コンバータ）を少なくとも６台
必要とするため、主回路構成はもちろんのことそ
れに付随する制御回路構成も複雑となり、高価な
ものとなる欠点があつた。

本発明は以上に鑑みてなされたもので、主回路
構成が簡単で、しかも外部に特別な無効電力補償
装置を附加することなく、受電端の無効電力変動
をなくした無効電力制御形サイクロコンバータ装
置を提供することを目的とする。

第３図は本発明の無効電力制御形サイクロコン
バータ装置の実施例を示す構成図である。

図中、BUSは３相交流電流の電線路、ＣはΔ
又は接続された進相コンデンサ、TRは電源ト
ランス、CCは３相出力サイクロコンバータ本体、
Ｍは３相交流電動機である。サイクロコンバータ
本体CCは３台の交直電力変換器SS₁，SS₂，SS₃
及び中間タツプ付直流リアクトルL₁，L₂，L₃と
から構成されている。電力変換器（コンバータ）
SS₁，SS₂，SS₃の交流入力電源トランスTRによ
つて絶縁されており、直流側は一方向の循環電流
が流れるように直流リアクトルL₁，L₂，L₃を介
してΔ接続されている。いわゆる三角形循環電流
式サイクロコンバータを構成している。直流リア
クトルL₁，L₂，L₃の中間タツプが３相交流電動
機Ｍの３相巻線に接続されている。

一方、制御回路としては受電端の３相交流電流
を検出する変流器CT_S、３相交流電圧を検出する
変成器PT、無効電力演算器VAR、制御補償回路
Ｈ（Ｓ）、無効電力設定器VR、比較器C_Q，C₀，
C₁，C₂，C₃、加算器A₁，A₂，A₃、演算増幅器
K₀，K₁，K₂，K₃、位相制御回路PH₁，PH₂，
PH₃及び負荷電流検出器CT_U，CT_V，CT_Wが用い
られる。

まず、３相交流電動機Ｍに供給する電流I_U，
I_V，I_Wの制御動作を説明する。

第４図はサイクロコンバータCCの電動機Ｍの
等価回路を示すもので、電動機ＭはΔ結線されて
いるものと仮定する。V₁，V₂，V₃はコンバータ
SS₁，SS₂及びSS₃の出力電圧で正及び負の値をと
りうる。しかし、各コンバータの出力電流I₁，
I₂，I₃は一定方向の電流しか流れない。電動機Ｍ
はΔ結線されており、その各々の巻線をMa，
Mb，Mcとしている。なおＭが結線されてい
ても等価的にはΔ結線におきかえることができる
ことは周知の通りである。各々の巻線に流れる電
流Ia，Ib，Icを図示の方向にとり、線電流I_U，I_V，
I_Wとの関係式を求めると次のようになる。

Ia＝（I_U−I_V）／３ ……(8) Ib＝（I_V−I_W）／３ ……(9) Ic＝（I_W−I_U）／３ ……(10) なお、I_U，I_V，I_W及びIa，Ib，Icは平衡した３
相正弦波電流として取扱つている。

第５図は第４図の各部波形図を示すものであ
る。線電流I_U，I_V，I_Wに対して相電流Ia，Ib，Ic
は上記(8)，(9)，(10)式を満足している。コンバータ
SS₁，SS₂及びSS₃の出力電流I₁，I₂，I₃は負方向
には流れ得ないので、線電流I_U，I_V，I_Wの値によ
つて図示のように変化する。これは次の３つのモ
ードに分けて考えることができる。

モード：I_V０，I_W０ このときは、SS₂の出力電流I₂は零となる。故
にI₁＝−I_V，I₃＝I_Wが流れる。

モード：I_W０，I_U０ このときは、SS₃の出力電流I₃は零となる。故
にI₁＝I_U，I₂＝−I_Wが流れる。

モード：I_U０，I_V０ このときは、SS₁の出力電流I₁は零となる。故
にI₂＝I_V，I₃＝−I_Uが流れる。

第４図の等価回路からもわかるように、各コン
バータの出力電圧が３相平衡状態にあるときには
次の電圧方程式が成り立つ。ただし、電動機Ｍの
巻線Ma，Mb，Mcの抵抗をRa，Rb，Rc、イン
ダクタンスをLa，Lb，Lcとして、逆起電力を
Ea，Eb，Ecとする。またｐ＝ｄ／dtは微分演算
子である。

V₁＝（Ra＋Lap）・Ia＋Ea ……(11) V₂＝（Rb＋Lbp）・Ib＋Eb ……(12) V₃＝（Rc＋Lcp）・Ic＋Ec ……(13) 従つて、電流Iaを制御するにはV₁を変えてや
ることにより、又電流Ib及びIcを制御するには
V₂及びV₃を変えてやることにより各々行なうこ
とができる。

第３図の装置にもどり、上記相電流Ia，Ib，Ic
の制御動作を説明する。

電流検出器CT_U，CT_V，CT_Wにより、線電流
I_U，I_V，I_Wを検出し、(8)，(9)，(10)式の演算を行な
うことにより、相電流検出値Ia，Ib，Icを求め
る。それらを比較器C₁，C₂，C₃に入力し、相電
流指令値I^* _a，I^* _b，I^* _cと比較する。各々の偏差ε₁＝
I^* _a−Ia，ε₂＝I^* _b−Ib，ε₃＝Ic−Icを増幅器K₁，
K₂，K₃で増幅し、位相制御回路PH₁，PH₂及び
PH₃に各々入力する。

例えばIa＜I^* _aの場合、ε₁・K₁が増大してコンバ
ータSS₁の出力電圧V₁を増加させ、(11)式で示され
る相電流Iaを増加させる。最終的にIa＝I^* _aになる
ように制御される。逆にIa＞I^* _aの場合にはε₁・K₁
が減少しV₁が減つて、Iaを減少させやはりIa＝I^* _a
に制御される。

同様にIb＝I^* _b，Ic＝I^* _cになるように制御され
る。

Ia，Ib，Icが第５図に示されるように３相平衡
正弦波電流として制御されれば、当然電動機Ｍの
入力電流たる線電流I_U，I_V，I_Wも第５図の波形の
ように３相平衡正弦波電流となる。

次に受電端の無効電力の制御動作を説明する。

電源端子には電流検出値CTs及び電圧検出器
PTが設置され、無効電力演算器VARによつてそ
の無効電力Ｑが演算される。無効電力の指令値
Q^*は通常零に設定され、比較器C_Qによつて偏差
ε_Q＝Q^*−Ｑが発生させられる。制御補償回路Ｈ
（Ｓ）は定常偏差ε_Qを零にするため通常積分要素
が使われ、その出力I^* ₀が循環電流I₀の指令値とな
る。比較器Coによつて偏差ε₀＝I^* ₀−I₀をとり、増
幅器K₀を介して加算器A₁，A₂，A₃に入力する。
従つて、位相制御回路PH₁，PH₂，PH₃の入力
ε₄，ε₅，ε₆は次のようになる。

ε₄＝ε₁・K₁＋ε₀・K₀ ……(14) ε₅＝ε₂・K₂＋ε₀・K₀ ……(15) ε₆＝ε₃・K₃＋ε₀・K₀ ……(16) 従つて、各コンバータの出力電圧V₁，V₂，V₃
は上記ε₀・K₀の分だけ直流バイアスされた形で
大きくなり、直流リアクトルL₁，L₂，L₃を介し
て循環電流I₀が流れる。

循環電流I₀がその指令値I^* ₀より大きくなるとε₀
＝I^* ₀−I₀が負となり、V₁，V₂，V₃は前述とは逆
方向に直流バイアスされて、I₀を減少させる。最
終的にI₀＝I^* ₀になるように制御されて、上記直流
バイアス電圧は直流リアクトルL₁，L₂，L₃の抵
抗分が十分小さければ、ほとんど零に近くなつて
落ち着く。

I₀＝I^* ₀の定常状態では各コンバータの出力電圧
V₁，V₂，V₃は平衡しており、 V₁＋V₂＋V₃＝０ ……(17) となる。従つて、コンバータSS₁，SS₂及びSS₃の
点弧位相角α₁，α₂及びα₃は次の関係式を満足して
いる。

cosα₁＋cosα₂＋cosα₃＝０ ……(18) 各コンバータの入力電流をIss₁，Iss₂，Iss₃とし
た場合、それらの有効電流分I_P1，I_P2，I_P3及び無
効電流成分I_q1，I_q2，I_q3は次のようになる。

I_P1＝Iss₁・cosα₁＝ｋ・I′₁cosα₁ ……(19) I_P2＝Iss₂・cosα₂＝ｋ・I′₂cosα₂ ……(20) I_P3＝Iss₃・cosα₃＝ｋ・I′₃cosα₃ ……(21) I_q1＝Iss₁・sinα₁＝ｋ・I′₁cosα₁ ……(22) I_q2＝Iss₂・sinα₂＝ｋ・I′₂cosα₂ ……(23) I_q3＝Iss₃・sinα₃＝ｋ・I′₃cosα₃ ……(24) ここで、I′₁，I′₂，I′₃は循環電流I₀を含む各コン
バータの出力電流で、次のように与えられる。

I′₁＝I₁＋I₀ ……(25) I′₂＝I₂＋I₀ ……(26) I′₃＝I₃＋I₀ ……(27) 従つて、サイクロコンバータ全体の入力電流
Iccの有効分I_POと無効分I_QOは I_PO＝I_P1＋I_P2＋I_P3 ＝ｋ｛I₁cosα₁＋I₂cosα₂＋I₃cosα₃ ＋I₀（cosα₁＋cosα₂＋cosα₃）｝ ＝ｋ（I₁cosα₁＋I₂cosα₃＋I₃cosα₃） ……(28) 及び I_QO＝I_q1＋I_q2＋I_q3 ＝ｋ｛I₁sinα₁＋I₂sinα₂＋I₃sinα₃ ＋I₀（sinα₁＋sinα₂＋sinα₃）｝ ……(29) となる。すなわち循環電流I₀を流すことにより、
有効分I_POは変化はなく、無効分I_QOだけを増加さ
せることができる。

当該サイクロコンバータの遅れ無効電流I_QOと
受電端に接続した進相コンデンサＣの進み無効電
流I_capとがちようど等しくなるように循環電流I₀
を制御することにより受電端の基本波力率を１に
保持することができ。

すなわち受電端の無効電力の検出値Ｑがその指
令値Q^*より小さいときは、ε_Q＝Q^*−Ｑは正の値
となり制御補償回路Ｈ（Ｓ）を介した循環電流の
指令値I^* ₀が増加する。故に、上記(29)式のI_QOが増
加し、Ｑも増加する。最終的にＱ＝Q^*になつた
ところで落ち着く。逆に、Ｑ＞Q^*となつたとき
はε_Q＜０となり、I^* ₀を減少させて、やはりＱ＝
Q^*になるように制御される。指令値Q^*を零に設
定すればＱ＝０となつて、受電端の基本波力率は
１に制御される。

第６図は第３図の装置に循環電流I₀が流れてい
る場合のタイムチヤートを示すもので、I′₁はコ
ンバータSS₁の出力電流、SG₁，SG₂，SG₃は各々
線電流I_U，I_V，I_Wの正又は負の状態を示す状態
図、SW₁，SW₂，SW₃は上記SG₁，SG₂，SG₃の
論理出力を表わしている。

第７図は循環電流I₀を検出するための具体的実
施例を示す回路図である。OAは反転の演算増幅
器で、利得は１となつている。アナログスイツチ
A′Sは３つのスイツチSW₁，SW₂，SW₃からなつ
ており、第６図の動作モードに示された論理出力
SW₁，SW₂，SW₃によつてオン、オフされる。

第６図において、コンバータSS₁の出力電流I′₁
は、線電流I_U，I_Vによつて決定される電流I₁と循
環電流I₀の和の値となる。第５図でも説明したよ
うに、当該電流I₁は次の３つのモードに分けられ
る。

I_W０ I_U０のとき I₁＝I_U I_U０ I_V０のとき I₁＝０ I_V０ I_W０のとき I₁＝−I_V 信号SG₁をI_U０，SG₂をI_V０，SG₃をI_W０
として、次の論理演算を行なうことによつて上記
３つの動作モード信号がSW₁，SW₂，SW₃が得ら
れる。

SW₁信号＝SG₁・₃ SW₂信号＝SG₂・₁ SW₃信号＝SG₃・₂ 従つて、第７図のアナログスイツチASの３つ
のスイツチSW₁，SW₂，SW₃の各々の入力に、線
電流I_Uの検出値、零電圧及び線電流I_Vの検出値の
反転値を接続し、上記信号SW₁，SW₂，SW₃に応
じてオン・オフさせることにより、循環電流I₀が
流れないときのコンバータSS₁の出力電流I₁が求
められる。実際のコンバータSS₁の出力電流I′₁か
ら上記演算によつて求めた電流I₁を差し引くこと
により循環電流I₀が求められる。

このようにして検出された循環電流I₀を第３図
の実施例で示した如く無効電力制御系のマイナー
ループとして直接制御する方法を説明したが、こ
の循環電流I₀の検出を省略し、間接的に当該循環
電流I₀を制御する方法もある。すなわち第３図の
比較器C₀及び演算増幅器K₀をなくし、制御補償
回路Ｈ（Ｓ）の出力信号I^* ₀（この場合循環電流の指
令値ではない）を直接加算器A₁，A₂，A₃に入力
してやるのである。すると、Ｑ＞Q^*の場合、I^* ₀
＝ε_Q・Ｈ（Ｓ）が増加し、位相制御回路PH₁，
PH₂，PH₃の入力は各々 ε₄＝ε₁・K₁＋ε_Q・Ｈ（Ｓ） ……(30) ε₅＝ε₂・K₂＋ε_Q・Ｈ（Ｓ） ……(31) ε₆＝ε₃・K₃＋ε_Q・Ｈ（Ｓ） ……(32) となつて、ε_Q・Ｈ（Ｓ）の分だけ各コンバータの
出力電圧V₁，V₂，V₃を同一方向に増大させて循
環電流I₀を増やす。その結果、遅れ無効電力が増
加し、Ｑ＝Q^*となる方向に制御される。Ｑ＜Q^*
の場合はI^* ₀＝ε_Q・Ｈ（Ｓ）が減少し、I₀を減少さ
せやはりＱ＝Q^*になるように制御される。この
場合、循環電流I₀の値は検出されていないので観
測することはできないが、Ｑ＝Q^*＝０の制御が
行なわれているときをとらえると、(29)式にI_QO＝
I_capを代入し、 I₀＝（I_cap／ｋ）−（I₁・sinα₁＋I₂sinα₁＋I₃・sin
α₃）／sinα₁＋sinα₂＋sinα₃ ……(33) を満足する循環電流I₀が流れている。すなわち、
間接的にI₀が制御されているのである。

以上の如く、本発明の無効電力制御形サイクロ
コンバータは主回路構成が簡単で、しかも従来必
要とされた無効電力補償装置を外部に設けること
なく、受電端の無効電力変動をなくすることがで
き、さらには一定の進み無効電力をとる進相コン
デンサと組合せて、受電端の基本波力率を常に１
に保持することもできる利点がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の無効電力制御形サイクロコンバ
ータ装置の構成図、第２図はその動作を説明する
ための入力側電圧、電流ベクトル図、第３図は本
発明の無効電力制御形サイクロコンバータ装置の
実施例を示す構成図、第４図は第３図の主回路の
簡略等価回路図、第５図は第４図の各部電流波形
図、第６図は循環電流を検出するための動作を説
明するタイムチヤート図、第７図は循環電流検出
器の具体的回路図を各々示すものである。 BUS……３相電源電線路、Ｃ……進相コンデ
ンサ、TR……電源トランス、CC……サイクロコ
ンバータ本体、Ｍ……３相交流電動機負荷、
SS₁，SS₂，SS₃……電力変換器（コンバータ）、
L₁，L₂，L₃……直流リアクトル、CTS……３相
交流変流器、PT……３相交流変成器、CT_U，
CT_V，CT_W……負荷電流検出器、VAR……無効
電力演算器、Ｈ（Ｓ）……制御補償回路、VR…
…無効電力設定器、K₀，K₁，K₂，K₃……演算増
幅器、C_Q，C₀，C₁，C₂，C₃……比較器、A₁，
A₂，A₃……加算器、PH₁，PH₂，PH₃……位相
制御回路。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 受電端に接続した進相コンデンサと、交流側
   が電源トランスによつて絶縁され、直流側が一方
   向の循環電流が流れるように構成された少なくと
   も３台の交直電力変換器（コンバータ）と、当該
   コンバータ間に接続された直流リアクトルと、前
   記コンバータの点弧位相を制御する位相制御回路
   と、受電端の無効電力を検出する手段と、当該受
   電端の無効電力検出手段からの信号を帰還し受電
   端の無効電力を制御する手段と、当該無効電力制
   御手段からの出力信号に基づき前記循環電流を制
   御する手段と、前記複数台のコンバータから多相
   負荷に供給すべき電流を制御する手段とからなる
   無効電力制御形サイクロコンバータ装置。