JPH0748949B2 - 循環電流式三角結線サイクロコンバ−タの制御方法 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 ［発明の技術分野］ 本発明は三角結線された循環電流式サイクロコンバータ
の制御方法に関する。

［発明の技術的背景］ サイクロコンバータはある周波数の交流電力を別の周波
数の交流電力に直接変換する周波数変換装置で、最近誘
導電動機や同期電動機の駆動源として広く使われてい
る。

三角結線サイクロコンバータは３台の交直電力変換器
（コンバータ）をΔ結線して３相負荷に可変電圧可変周
波数の交流電力を供給する装置で、一般に使われている
サイクロコンバータ（正群及び負群コンバータを対とし
て出力１相分を構成するサイクロコンバータ）に比較す
ると、コンバータの台数が半分で済む利点があり、最
近、注目をあびるようになつてきた（特願昭56-15869
2）。

第１図は、従来の三角結線サイクロコンバータ装置の構
成図を示すもので、詳しい説明は、特願昭56-158692に
記載されている。

第１図中BUSは３相交流電源の電線路、Ｃは進相コンデ
ンサ、TRは電源トランス、CCは３相出力サイクロコンバ
ータ本体、Ｍは３相交流電動機である。サイクロコンバ
ータ本体CCは３台の交直電力変換器（コンバータ）SS₁,
SS₂,SS₃及び中間タツプ付直流リアクトルL₁,L₂,L₃から
構成されている。電力変換器（コンバータ）SS₁,SS₂,SS
₃の交流入力側は電源トランスTRによつて絶縁されてお
り、直流側は一方向の循環電流が流れるように直流リア
クトルL₁,L₂,L₃を介してΔ接続されている。いわゆる三
角形循環電流式サイクロコンバータを構成している。直
流リアクトルL₁,L₂,L₃の中間タツプが３相交流電動機Ｍ
の３相巻線に接続されている。

一方、制御回路としては、受電端の３相交流電流を検出
する変流器CT_s、３相交流電圧を検出する変成器PT_s，無
効電力演算器VAR、制御補償回路Ｈ（Ｓ）、無効電力設
定器VR、比較器C_Q,C₀,C₁,C₂,C₃、加算器A₁,A₂,A₃、演算
増幅器器K₀,K₁,K₂,K₃、位相制御回路PH₁,PH₂,PH₃及び負
荷電流検出器CT_U,CT_V,CT_Wが用いられている。

まず、負荷電流制御の動作説明を行う。

第２図は第１図に示したサイクロコンバータCCと電動機
Ｍの等価回路を示すもので、電動機ＭはΔ結線されてい
るものと仮定する。V₁,V₂,V₃はコンバータSS₁,SS₂及びS
S₃の出力電圧で、正及び負の値をとりうる。しかし、各
コンバータの出力電流I₁,I₂,I₃は一定方向の電流しか流
れない。電動機ＭはΔ結線されており、その各々の巻線
をM_a,M_b,M_cとしている。

各々の巻線に流れる電流I_a,I_b,I_cを図示の方向にとり、
線電流I_U,I_V,I_Wとの関係式を求めると次のようになる。

I_a＝（I_U−I_V）/3 ……（１） I_b＝（I_V−I_W）/3 ……（２） I_c＝（I_W−I_U）/3 ……（３） なお、I_U,I_V,I_W及びI_a,I_b,I_cは平衡した３相正弦波電流
として取扱つている。

第３図は、第２図の各部波形図を示すものである。線電
流I_U,I_V,I_Wに対して相電流I_a,I_b,I_cは上記（１），
（２），（３）式を満足している。コンバータSS₁,SS₂
及びSS₃の出力電流I₁,I₂,I₃は負方向には流れ得ないの
で、線電流I_U,I_V,I_Wの値によつて図示のように変化す
る。これは次の３つのモードに分けて考えることができ
る。

モードI:I_V0,I_W０ このときは、SS₂の出力電流I₂は零となる。故に、I₁＝
−I_V,I₃＝I_Wが流れる。

モードII:I_W0,I_U０ このときは、SS₃の出力電流I₃は零となる。故に、I₁＝I
_U,I₂＝−I_Wが流れる。

モードIII:I_U0,I_V０ このときは、SS₁の出力電流I₁は零となる。故に、I₂＝I
_V,I₃＝−I_Uが流れる。

なお、以上はサイクロコンバータCCに循環電流I₀が流れ
ていないときを説明したが、循環電流I₀が流れた場合、
各コンバータの出力電流I₁,I₂,I₃は直流分I₀が重畳され
た値となる。

第２図の等価回路からもわかるように、各コンバータの
出力電圧が３相平衡状態にあるときは次の電圧方程式が
成り立つ。ただし、電動機Ｍの巻線M_a,M_b,M_cの抵抗を
R_a,R_b,R_c、インダクタンスをL_a,L_b,L_cとして逆起電力を
E_a,E_b,E_cとする。また、ｐ＝d/dtは微分演算子である。

V₁＝（R_a＋L_a・ｐ）・I_a＋E_a …（４） V₂＝（R_b＋L_b・ｐ）・I_b＋E_b …（５） V₃＝（R_c＋L_c・ｐ）・I_c＋E_c …（６） 従つて、電流I_aを制御するには、V₁を変えてやることに
より、また、電流I_b及びI_cを制御するには各々V₂及びV₃
を変えてやることにより行うことができる。

第１図の装置にもどり、上記相電流I_a,I_b,I_cの制御動作
を説明する。

電流検出器CT_U,CT_V,CT_Wにより、線電流I_U,I_V,I_Wを検出
し、（１），（２），（３）式の演算を行うことによ
り、相電流検出値I_a,I_b,I_cを求める。それらを比較器
C₁,C₂,C₃に入力し、相電流指令値I_a ^*,I_b ^*,I_c ^*と比較す
る。各々の偏差ε₁＝I_a ^*−I_a，ε₂＝I_b ^*−I_b，ε₃＝I_c ^*
−I_cを増幅器K₁,K₂,K₃で増幅し、位相制御回路PH₁,PH₂
及びPH₃に各々入力する。

例えば、I_a＜I_a ^*の場合、ε₁・K₁が増大してコンバータ
SS₁の出力電圧V₁を増加させ、（４）式で示される相電
流I_aを増加させる。最終的に、I_a＝I_a ^*になるように制
御される。逆に、I_a＞I_a ^*の場合には、ε₁・K₁が減少
し、V₁が減つてI_aを減少させ、やはりI_a＝I_a ^*に制御さ
れる。

同様に、I_b＝I_b ^*,I_c＝I_c ^*になるように制御される。

I_a,I_b,I_cが第３図に示されるように３相平衡した正弦波
電流として制御されれば、当然電動機Ｍの入力電流たる
線電流I_U,I_V,I_Wも第３図の波形のように３相平衡正弦波
電流となる。

次に受電端の無効電力の制御動作を説明する。

電源端子には電流検出器CT_s及び電圧検出器PT_sが設置さ
れ、無効電力演算器VARによつてその無効電力Ｑが演算
される。無効電力の指命値Q_*は通常零に設定され、比較
器C_Qによつて偏差ε_Q＝Q_*−Ｑが発生させられる。制御
補償回路Ｈ（Ｓ）は定常偏差ε_Qを零にするため通常積
分要素が使われ、その出力I₀ ^*が循環電流I₀の指令値と
なる。比較器C₀によつて偏差ε₀＝I₀ ^*−I₀をとり、増幅
器K₀を介して加算器A₁,A₂,A₃に入力する。従つて、位相
制御回路PH₁,PH₂,PH₃の入力ε₄，ε₅，ε₆は次のように
なる。

ε₄＝ε₁・K₁＋ε₀・K₀ …（７） ε₅＝ε₂・K₂＋ε₀・K₀ …（８） ε₆＝ε₃・K₃＋ε₀・K₀ …（９） 従つて、各コンバータの出力電圧V₁,V₂,V₃は上記ε₀・K₀
の分だけ直流バイアスされた形で大きくなり、直流リア
クトルL₁,L₂,L₃を介して循環電流I₀が流れる。

循環電流I₀がその指令値I₀ ⁺より大きくなると、ε₀＝I_0
*−I₀が負となり、V₁,V₂,V₃は前述とは逆方向に直流バ
イアスされて、I₀を減少させる。最終的にI₀＝I₀ ^*にな
るように制御されて、上記直流バイアス電圧は直流リア
クトルL₁,L₂,L₃の抵抗分が十分小さければ、ほとんど零
に近くなつて落ち付く。

I₀＝I₀ ^*の定常状態では、各コンバータの出力電圧V₁,
V₂,V₃は平衡しており V₁+V₂+V₃＝０ …（10） となる。

上記サイクロコンバータの循環電流I₀は電源側から見た
場合、遅れの無効電力となつて現われ、有効電力の増減
には影響しない。

従つて、サイクロコンバータの負荷電流I_U,I_V,I_Wにもと
づく遅れ無効電力と、上記循環電流I₀にもとづく遅れ無
効電力との和が受電端に接続された進相コンデンサの進
み無効電力に等しくなるように当該循環電流I₀の値を制
御することにより、入力基本波力率を１に保持すること
ができる。

すなわち、受電端の無効電力の検出値Ｑが、その指令値
Q_*より小さいときは、ε_Q＝Q^*−Ｑは正の値となり、制
御補償回路Ｈ（Ｓ）を介した循環電流の指令値I₀ ^*が増
加する。故に、実循環電流I₀が増加し、無効電力（遅
れ）Ｑも増加する。最終的にＱ＝Q^*になつたところで落
ち着く。逆にＱ＞^*となつたときは、ε_Q＜０となり、I₀
^*を減少させて、やはりＱ＝Q^*になるように制御され
る。指令値Q^*を零に設定すればＱ＝０となつて、受電端
の基本波力率は１に制御される。

［背景技術の問題点］ このような従来の循環電流式三角結線サイクロコンバー
タの制御方法は次のような問題点がある。

ａ） まず、受電端の無効電力を検出するために、３相
電流検出器CT_s,3相電圧検出器PT_s及び無効電力演算器VA
R等を用意しなければならず、特に高圧電源から電力供
給を受ける場合には、絶縁対策に苦慮しなければならな
い。

ｂ） また、上記無効電力検出器には、遅れが付きもの
で、当該無効電力制御の応答性に影響し、受電端の無効
電力変動を完全におさえることができない。この無効電
力変動は入力電流の側帯波成分を残す結果を生み、電源
系統に種々の悪影響をもたらすものである。

ｃ） 三角結線サイクロコンバータの循環電流I₀を検出
する方法は、特願昭56-158962に記載されているが、か
なり複雑な演算回路が必要となる。

ｄ） 受電端の無効電力制御をメインループとした場
合、循環電流制御はマイナーループとなつており、当該
循環電流制御の応答性が直接無効電力制御の応答性に影
響する。従つてこの循環電流制御の応答性を良くしない
限り、受電端の無効電力変動をおさえることができな
い。

［発明の目的］ 本発明は以上の問題点に鑑みてなされたもので三角結線
サイクロコンバータの循環電流を検出する手段と、受電
端の無効電力を検出する手段を用いることなく無効電力
制御を可能とし、また、無効電力制御の応答性を良く
し、受電端の無効電力変動をなくし、側帯波の発生しな
い循環電流式三角結線サイクロコンバータの制御方法を
提供することを目的とする。

［発明の概要］ 本発明は上記目的を達成するために交流電源と３相負荷
との間に介在し、少なくとも３台の交直電力変換器（コ
ンバータ）によつて三角結線された循環電流式サイクロ
コンバータにおいて、負荷電流制御に伴なう各コンバー
タの位相制御入力信号と各コンバータの出力電流値か
ら、当該サイクロコンバータの入力側の無効電力Q_ccを
演算によって求め、その値Q_ccと無効電力指令値との偏
差に応じた値を前記各コンバータの位相制御信号に加
え、循環電流の制御を行なうことなく各コンバータの出
力電圧を制御し、負荷電流制御及び受電端の無効電力制
御を行うようにした循環電流三角結線サイクロコンバー
タの制御方法に関するものである。

［発明の実施例］ 第４図は本発明の循環電流式三角結線サイクロコンバー
タ装置の実施例を示す構成図である。

図中、BUSは３相交流電源の電線路、CAPは進相コンデン
サ、TRは電源トランス、CCは３相出力サイクロコンバー
タ本体、Ｍは３相交流電動機（負荷）である。サイクロ
コンバータ本体CCは、３台の交直電力変換器（コンバー
タ）SS₁,SS₂,SS₃及び直流リアクトルL₁,L₂,L₃から構成
されている。電力変換器（コンバータ）SS₁,SS₂,SS₃の
交流入力側は電源トランスTRによつて絶縁されており、
直流側は一方向の循環電流が流れるように直流リアクト
ルL₁,L₂,L₃を介してΔ接続されている。いわゆる三角形
循環電流式サイクロコンバータを構成している。直流リ
アクトルL₁,L₂,L₃の中間タツプが３相交流電動機Ｍの３
相巻線に接続されている。

一方、制御回路としては、各コンバータの出力電流を検
出する交流器CT₁,CT₂,CT₃、当該出力電流検出値を負荷
電流検出値に変換する電流変換器CLC、比較器C_U,C_V,C_W,
C_Q、制御補償回路G_U,G_V,G_W,H（Ｓ）、加算器A₁〜A₇、位
相制御回路PH₁,PH₂,PH₃、余弦値−正弦値変換器CS₁,C
S₂,CS₃、乗算器ML₁,ML₂,ML₃が用意されている。

まず、負荷電流制御の動作説明を行う。

コンバータSS₁,SS₂及びSS₃の出力電流I₁,I₂,I₃を電流検
出器CT₁,CT₂及びCT₃で検出する。

当該電流検出値I₁,I₂,I₃を電流変換器CLCに入力し、次
の演算を行うことによつて、負荷電流検出値I_U,I_V,I_Wを
求める。

I_U＝I₁−I₃ …（11） I_V＝I₂−I₁ …（12） I_W＝I₃−I₂ …（13） もちろん、負荷電流I_U,I_V,I_Wを直接検出してきてもよ
い。

当該負荷電流の検出値I_U,I_V,I_Wとその指令値I_U ^*,I_V ^*,I_W
^*を比較器C_U,C_V,C_Wに入力に、各偏差ε_U＝I_U ^*−I_U，ε_V
＝I_V ^*−I_V，ε_W＝I_W ^*−I_Wを求める。当該偏差ε_U，
ε_V，ε_Wを次の電流制御補償回路G_U,G_V,G_Wを介してた
後、加算器A₁,A₃及びA₅によつて、次式で示される制御
信号ｅα₁,eα₂,eα₃を求める。

ｅα₁＝G_U・ε_U−G_V・ε_V …（14） ｅα₂＝G_V・e_V−G_W・ε_W …（15） ｅα₃＝G_W・ε_W−G_U・ε_U …（16） ここで、各電流制御補償回路G_U,G_V,G_Wの制御定数を合わ
せることにより G_U＝G_V＝G_W＝Ｇ（Ｓ） …（17） と置き換えることができ、（14）〜（16）式は次のよう
になる。

ｅα₁＝（ε_U−ε_V）・Ｇ（Ｓ） …（18） ｅα₂＝（ε_V−ε_W）・Ｇ（Ｓ） …（19） ｅα₃＝（ε_W−ε_U）・Ｇ（Ｓ） …（20） これらの制御信号ｅα₁,eα₂,eα₃は次の加算器A₂,A₄,A
₆によつて、後で説明する無効電力制御回路からの信号
ｅα₀と加え合わせられ、位相制御回路PH₁,PH₂及びPH₃
に入力される。

ここでは説明の便宜上、上記信号ｅα₀の値を零として
説明を続ける。

３相３線式の負荷では、必ずI_U＋I_V＋I_W＝０の関係があ
る。従つて、当該負荷電流の指令値もI_U ^*＋I_V ^*＋I_W ^*＝
０を満足するように与える。この結果、各相の電流偏差
ε_U，ε_V，ε_Wは ε_U＋ε_V＋ε_W＝０ …（21） となる。

具体的な数値としてとらえると、例えば、ε_U＝2,ε_V＝
１のときε_W＝−３となる。故にコンバータSS₁の出力電
圧V₁は（ε_U−ε_V）＝１に比例した分だけ増加し、SS₂
の出力電圧V₂は（ε_V−ε_W）＝４の値に比例して増加
し、また、SS₃の出力電圧V₃は（ε_W−ε_U）＝−５の値
に比例して減少する。

第４図の装置の主回路の等価回路は第２図と同様に表わ
すことができる。

従つてV₁の増加分“1"に比例して、電流I_aが増加し、V₂
の増加分“4"に比例して電流I_bも増加し、さらにV₃の減
少分“−5"に比例して電流I_cが減少する。ここで負荷電
流（線電流）I_U,I_V,I_Wと上記相電流I_a,I_b,I_cとの間に
は、次の関係式が成り立つ。

I_U＝I_a−I_c …（22） I_V＝I_b−I_a …（23） I_W＝I_c−I_b …（24） この関係式はΔ結線された負荷に循環電流が流れている
か否かにかかわらず成り立つ。

従つて、I_Uは“6"だけ増加し、I_Vは“3"だけ増加し、I_W
は“−9"だけ減少する。これらの増加分ΔI_U，ΔI_V，Δ
I_Wは各々 ΔI_U＝“6"∝ε_U＝“2" ΔI_V＝“3"∝ε_V＝“1" ΔI_W＝“−9"∝ε_U＝“−3" となつて、各々の偏差分に比例しているのがわかる。

このようにして負荷電流I_U,I_V,I_Wを直接的に制御するこ
とができる。

次にサイクロコンバータCCの受電端の無効電力制御の動
作説明を行う。

各コンバータの出力電圧V₁,V₂,V₃は、比例定数をk_V，電
源電圧をV_S，点弧位相角をα₁，α₂，α₃とした場合、
次式のように表わされる。

V₁＝k_V・V_S・cosα₁∝ｖα₁ …（25） V₂＝k_V・V_S・cosα₂∝ｖα₂ …（26） V₃＝k_V・V_S・cosα₃∝ｖα₃ …（27） すなわち、位相制御回路PH₁,PH₂及びPH₃の入力電圧ｖα
₁,vα₂,vα₃は各々の点弧位相角の余弦値に比例してい
る。

従つて無効電圧制御回路からの信号ｅα₀が十分小さい
値であると仮定すれば、ｖα₁≒ｅα₁,vα₂≒ｅα₂,vα
₃≒ｅα₃となり、負荷電流制御回路からの制御入力信号
ｅα₁,eα₂,eα₃も点弧位相角α₁，α₂，α₃の余弦値に
比例した値となる。

余弦値→正弦値変換器CS₁は上記信号ｅα₁を入力して を演算するもので、結果として を出力する。同様に、CS₂によつて の演算を行い、sinα₂を求め、CS₃によって の演算を行いsinα₃を求めている。

当該点弧位相角α₁，α₂，α₃の正弦値sinα₁,sinα₂,s
inα₃を乗算器ML₁,ML₂,ML₃に入力し、各々コンバータの
出力電流検出値I₁,I₂,I₃と掛け合わせ、加算器A₇によつ
てそれらの和をとり、次式で示される無効電流検出値I_Q
を求めている。

I_Q＝I₁・sinα₁＋I₂・sinα₂＋I₃・sinα₃ …（28） サイクロコンバータCCの実際の受電端の無効電力Q
_ccは、比例定数をk_Qとした場合、次式のように表わされ
る。

Q_cc＝k_Q・V_s・（I₁・sinα₁＋I₂・sinα₂＋I₃・sin
α₃） ＝k_Q・V_s・I_Q …（29） 故に、電源電圧V_Sが一定ならば、（28）式で示される無
効電流検出値I_Qをもつて、受電端の無効電力検出値Q_cc
とすることができる。

当該サイクロコンバータの遅れ無効電力Q_ccが進相コン
デンサCAPの進み無効電力Q_capに等しくなるように無効
電流指令値I_Q ^*を与えることにより、入力力率＝１の運
転が可能となる。

比較器C_Qによつて、無効電流指令値I_Q ^*と無効電流検出
値I_Qを比較し、偏差ε_Q＝I_Q ^*−I_Qを求める。当該偏差ε
_Qを無効電力制御補償回路Ｈ（Ｓ）に入力し、各コンバ
ータに直流バイアス電圧分を与える信号ｅα₀＝ε_Q・Ｈ
（Ｓ）を得る。

上記信号ｅα₀は、加算器A₂,A₄,A₆を介して、位相制御
回路PH₁,PH₂,PH₃に入力される。

I_Q ^*＞I_Qとなつた場合、偏差ε_Q＝I_Q ^*−I_Qは正の値とな
り、制御補償回路Ｈ（Ｓ）を介してバイアス信号ｅα₀
を増加させる。この結果、各コンバータの出力電圧V₁,V
₂,V₃は、上記バイアス信号ｅα⁰に比例した分だけ矢印
の方向に増加し、サイクロコンバータの循環電流を増加
させる。故に循環電流が増加した分だけ各コンバータの
出力電流I₁,I₂,I₃も増加し無効電流検出値I_Qを増加させ
る。最終的にI_Q＝I_Q ^*となるように制御され、定常状態
では、ｅα₀≒０となる。

逆にI_Q ^*＜I_Qとなつた場合、偏差ε_Qは負の値になり、バ
イアス信号ｅα₀を負の値にする。この結果、出力電圧V
₁,V₂,V₃は矢印と反対方向に直流バイアス電圧を発生
し、サイクロコンバータの循環電流を減少させる。故
に、出力電流I₁,I₁,I₃も減少し、I_Qを減らす。やはりI_Q
＝I_Q ^*となつて落ち着く。

このように過渡的には、ｖα₁≠ｅα₁,vα₂≠ｅα₂,vα
₃≠ｅα₃となるが定常状態では、ｅα₀≒０の仮定が成
り立ち、ｖα₁＝ｅα₁,vα₂＝ｅα₂,vα₃＝ｅα₃として
取扱つても問題ないものである。

また、過渡状態で、ｅα₀による誤差が発生するが、各
コンバータの点弧位相角α₁，α₂，α₃の正弦波sinα₁,
sinα₂,sinα₃への影響は、その時の位相角によつてま
ちまちであり、全体的にはキヤンセルする方向に働ら
く。すなわち、例えばｅα₀によつてsinα₁,sinα₂を増
加させるように働らいている場合、sinα₃は減少させる
ように働らくものである。

従つて、負荷電流制御回路からの制御入力信号ｅα₁,e
α₂及びｅα₃の値を使つて無効電流検出値I_Qを求めても
何ら不合理なところはない。

この実施例では、負荷電流の制御を線電流I_U,I_V,I_Wに対
して直接行う方法について説明したが、第１図の装置の
ように相電流I_a,I_b,I_cを制御する場合にも適用できるこ
とは言うまでもない。その場合、増幅器K₁,K₂,K₃の各出
力が前述のｅα₁,eα₂,eα₃に相当する量となる。

また、交直電力変換器（コンバータ）SS₁,SS₂,SS₃は３
パルス,6パルス,12パルス…等その制御パルス数（制御
相数ともいう）が種々変つても同様に適用できる。

［発明の効果］ 以上のように、本発明の循環電流式三角結線サイクロコ
ンバータの制御方法は、受電端の無効電力制御に際し、
各コンバータの出力電流値と位相制御入力信号値を使つ
て、当該受電端の無効電力量を演算によつて求めている
ので、従来の制御方法に比較し、次のような利点を有す
る。

ａ） 従来装置で必要とした、受電端無効電力を検出す
るための、３相電流検出器CT_S,3相電圧検出器PT_S及び無
効電力演算器VARが不要となり、高圧電源から電力供給
を受けるシステムでも容易に適用できるようになる。

ｂ） 前記各コンバータの出力電流値及び位相制御入力
信号値はその脈動分がきわめて小さいので、フイルター
回路等はほとんど必要とせず、当該瞬時値をそのまま使
うことができる。従つて、受電端の無効電力を遅れなく
検出でき、応答性のよい無効電力制御が実現できる。

ｃ） 本発明の無効電力制御には、サイクロンコンバー
タの循環電流を間接的に制御しているが、循環電流その
ものの検出値は用いていない。そのため、従来の制御方
法で必要とされた循環電流演算回路等は不要となり、経
済的なシステムを実現できる。

ｄ） また、本発明では循環電流制御のマイナループが
なくなり、制御系の構成の簡略化及び制御応答性の改善
ができる。

ｅ） 以上の結果、サイクロコンバータの受電端の無効
電力制御の応答が良くなり、受電端の無効電力変動にも
とづく、入力電流の側帯波は発生しなくなり、電源系統
からみて理想的な電力変換装置を構成することができ
る。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の三角結線サイクロコンバータ装置の構成
図、第２図は第１図の装置の主回路部の等価回路図、第
３図は第２図の各部波形図、第４図は本発明の循環電流
式三角結線サイクロコンバータ装置の実施例を示す構成
図である。 BUS……３相交流電源の電線路 CAP……進相コンデンサ、TR……電源トランス CC……３相出力サイクロコンバータ本体 Ｍ……３相交流電動機（負荷） SS₁,SS₂,SS₃……交直電力変換器 L₁,L₂,L₃……直流リアクトル CT₁,CT₂,CT₃……出力電流検出器 CLC……検出電流変換回路 ML₁,ML₂,ML₃……乗算器 C_Q,C_U,C_V,C_W……比較器 Ｈ（Ｓ），G_U,G_V,G_W……制御補償回路 A₁〜A₇……加算器 CS₁,CS₂,CS₃……余弦／正弦変換器 PH₁,PH₂,PH₃……位相制御回路

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】交流電源と３相負荷とに間に介在し少なく
   とも３台の交直電力変換器（コンバータ）によって三角
   結線された循環電流式サイクロコンバータにおいて、負
   荷電流制御に伴う各コンバータの位相制御入力信号と各
   コンバータの出力電流値から、当該サイクロコンバータ
   の入力側の無効電力Q_ccを演算によって求め、その値Q_cc
   と無効電力指令値との偏差に応じた値を前記各コンバー
   タの位相制御入力信号に加え、循環電流の制御を行なう
   ことなく各コンバータの出力電圧を制御することを特徴
   とする循環電流式三角結線サイクロコンバータの制御方
   法。
2. 【請求項２】前記サイクロコンバータの入力側の無効電
   力Q_ccは、電源電圧をV_S比例定数をｋとし、前記負荷電
   流制御に伴う各コンバータの位相制御入力信号ｅα₁,e
   α₂,eα₃と各コンバータの出力電流値I₁,I₂,I₃から、 の演算によって求めることを特徴とする特許請求の範囲
   第１項記載の循環電流式三角結線サイクロコンバータの
   制御方法。
3. 【請求項３】前記サイクロコンバータは受電端に進相コ
   ンデンサが接続され、当該進相コンデンサによる進み無
   効電力と前記サイクロコンバータによる遅れ無効電力と
   がほぼ等しくなるように、前記無効電力指令値を与える
   ことを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の循環電流
   式三角結線サイクロコンバータの制御方法。