JPS6155345B2 - - Google Patents
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- JPS6155345B2 JPS6155345B2 JP3991280A JP3991280A JPS6155345B2 JP S6155345 B2 JPS6155345 B2 JP S6155345B2 JP 3991280 A JP3991280 A JP 3991280A JP 3991280 A JP3991280 A JP 3991280A JP S6155345 B2 JPS6155345 B2 JP S6155345B2
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- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 8
- 238000000034 method Methods 0.000 claims description 6
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 8
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 7
- 238000010304 firing Methods 0.000 description 5
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 4
- 230000004044 response Effects 0.000 description 4
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 description 3
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 3
- 230000002411 adverse Effects 0.000 description 1
- 239000000470 constituent Substances 0.000 description 1
- 230000036632 reaction speed Effects 0.000 description 1
- 230000004043 responsiveness Effects 0.000 description 1
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 description 1
- 230000011664 signaling Effects 0.000 description 1
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-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M5/00—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases
- H02M5/02—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc
- H02M5/04—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters
- H02M5/22—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M5/25—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means
- H02M5/27—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means for conversion of frequency
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Ac-Ac Conversion (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は電源側から見た基本波力率が常に１に
なるように制御する無効電力補償形サイクロコン
バータの制御方法に関するものである。 サイクロコンバータは一定周波数の交流電力を
他の異なる周波数の交流電力に直接変換する装置
であるが、その構成素子たるサイリスタを電源電
圧によつて転流させるため電源から多くの無効電
力をとる欠点がある。また、その無効電力は負荷
側の周波数に同期して常に変動している。このた
め電源系統設備の容量を増大させるだけでなく、
無効電力変動により同一系統に接続された電気機
器に種々の悪影響を及ぼしている。 このようなサイクロコンバータの無効電力の変
動を補償する装置として、従来当該サイクロコン
バータの受電端に無効電力補償装置を接続してい
た。この無効電力補償装置は無効電力の変動を補
償するものであるから制御の反答速度が高くなけ
ればならなず、サイリスタ等の半導体素子で構成
されており高価なものである。 第１図は従来の無効電力補償形サイクロコンバ
ータ装置の構成図である。図中CCは循環電流式
サイクロコンバータ、SS−Ｐ及びSS−Ｎはその
正群及び負群コンバータ、L01及びL02は中間タツ
プ付直流リアクトル、LOADは負荷である。また
TRは電源トランス、Ｃは△又は〓接続された進
相コンデンサ、BUSは3′相電線路である。制御回
路としては受電端の３相交流電流を検出する変流
器CTS、３相交流電圧を検出する変成器PT、無
効電力演算器VAR、制御補償回路Ｈ(S)、正群コ
ンバータの出力電流ＩPを検出する変流器CTP、
負群コンバータの出力電流ＩNを検出する変流器
CTN、加算器A1〜A5、演算増幅器K0〜K2、反転
増幅器K3、比較器C1〜C3、絶対値回路ABS及び
位相制御回路PH−Ｐ、PH−Ｎが用いられる。 加算器A3によつてＩP−ＩN＝ＩLを求める。こ
れが負荷電流の検出値である。また加算器A1，
A2と絶対値回路ABS及び増幅器K0（1/2倍）によ
つて次の演算を行なう。 I0＝1/2・（ＩP＋ＩN−｜ＩL｜） これが循環電流の検出値である。 まず、負荷電流制御の動作を説明する。 負荷電流指令Ｉ＊ Ｌと実際に流れる負荷電流の出
値ＩLを比較し、その偏差ε３に比例した電圧を
サイクロコンバータから発生するように位相制御
回路PH−Ｐ、PH−Ｎを制御する。PH−Ｐの出
力位相αPに対してPH−Ｎの出力位相αNはαN＝
180゜−αPの関係を保つように増幅器K2から反
転増幅器K3を介してPH−Ｎに入力される。すな
わち、正群コンバータSS−Ｐの出力電圧ＶP＝ｋ
V・ＶS・cosαPと、負群コンバータSS−Ｎの出
力電圧ＶN＝ｋV・ＶS・cosαN＝ｋv・ＶS・cos
（180゜−αN）は負荷端子でつり合つた状態で通
常の運転が行なわれる。電流指令Ｉ＊ Ｌを正弦波状
に変化させるとそれに応じて偏差ε３も変化し、
負荷に正弦波電流ＩLが流れるように前記αP及び
αNが制御される。この通常の運転では正群コン
バータSS−Ｐの出力電圧と負群コンバータSS−
Ｎの出力電圧は等しくつり合つているため、循環
電流I0は、ほとんど流れない。 次に、循環電流制御の動作を説明する。 電源端子には電流検出器CTS及び電圧検出器Ｐ
Ｔが設置され、VARによつてその無効電力Ｑが
演算される。無効電力の指令値Ｑ*は通常、零に
設定され、比較器C1によつて偏差ε１が発生さ
せられる。制御補償回路Ｈ(S)は定常偏差ε１を
零にするため通常積分要素が使われ、その出力
I0 *が循環電流I0の指令値となる。比較器C2によ
つて偏差ε２＝I0 *−I0をとり、増幅器K1を介し
て加算器A4及びA5に入力する。 従つて、PH−Ｐ及びPH−Ｎへの入力ε４及び
ε５は各々次のようになる。ただしK3＝−１と
する。 ε４＝K2・ε３＋K1・ε２ ε５＝−K2・ε３＋K1・ε２ 故にαN＝180°−αPの関係はくずれ、K1・ε
２に比例した分だけ正群コンバータSS−Ｐの出
力電圧ＶPと負群コンバータSS−Ｎの出力電圧Ｖ
Nとが不平衡になる。その差電圧が直流リアクト
ルL01及びL02に印加され循環電流I0が流れる。I0
が指令値I0 *より流れすぎればε２が減少して上
記差電圧を小さくする。結果的にはI0はI0 *にな
るように制御される。 第２図は第１図の電源の１相分の電圧ＶSと各
部の電流の関係を表わすベクトル図である。 電源電圧ＶSに対して進相コンデンサＣにはＩc
ａｐなる一定の進み電流が流れる。いま正群コンバ
ータSS−Ｐから負荷電流ＩLを供給しているモー
ドを考えると、循環電流I0が流れることにより電
源から正群コンバータSS−ＰへＩccpの電流が、
また電源から負群コンバータSS−ＮへＩCCNの電
流が流れ込む。ＩCCPは負荷電流ＩLと循環電流I0
の和に比例した大きさで位相角αPとなりＩCCNは
循環電流I0に比例した大きさで位相角αN≒180゜
−αPとなる。厳密にはαNに前記K1・ε２に比
例した値だけ180゜−αPからずれるが、そのいず
れは小さいのでベクトル図ではαN＝180゜−αP
として説明する。このベクトル図からわかるよう
に、サイクロコンバータの入力電流ＩCCの遅れ無
効電流成分ＩREACTが進相コンデンサＣの進み無
効電流Ｉcapと等しくなるように循環電流I0を制御
してやれば、電源から供給される電流ＩSは電圧
ＶSと同相になり基本波力率を１にして運転がで
きる。このときの無効電流成分は次式を満足して
いる。 Ｉcap＝ＩREACT ＝ＩCCP・sinαP＋ＩCCN・sinαN ＝k1（ＩL＋I0）sinαP ＋k1I0sinαN ＝k1（ＩL＋I0）sinαP ＋k1I0sin（180゜−αP） ＝k1（ＩL＋2I0）sinαP 上式において、負荷電流ＩLの大きさ及び点弧
制角αP，αNは刻々と変化するものであるが、例
えばＩLの大きさが変化した場合の無効電力制御
の動作を次に説明する。 ＩLが減少しサイクロコンバータの遅れ無効電
流ＩREACTが減少するとＩcap＞ＩREACTとなり、
受電端の無効電力Ｑは進み（負の値）となる。故
にε１＝Ｑ*−Ｑ＝−Ｑは正で循環電流の指令値
I0 *を増加させる。その結果I0が増えＩREACTも大
きくなる。最終的にはＩREACT＝Ｉcapになるよう
に循環電流I0が制御される。 逆にＩLが増加し、サイクロコンバータの遅れ
無効電流ＩREACTが減少するとＩcap＜ＩREACTと
なり、受電端の無効電力Ｑは遅れ（正の値）とな
る。故にε１＝−Ｑは負でI0 *を減少させる。そ
の結果I0が減りＩREACTは小さくなる。やはり最
終的にはＩREACT＝Ｉcapになるように循環電流I0
が制御される。 また点弧制御角αP及びαNが変化した場合も同
様に制御される。 負群コンバータSS−Ｎから負荷LOADに電流
を供給するモードでも同様に制御でき、負荷電流
ＩLの大きさ及び点弧位相制御角αP及びαNが負
荷側の出力周波数に同期して変化してもそれに応
じて循環電流I0も変化し受電端の無効電力は零に
保持される。つまり電源側から見た基本波力率は
常に１になつている。 この従来の装置において次のような問題点があ
る。すなわち、受電端の無効電力の検出に伴な
う、むだ時間や検出遅れがあること及び制御系を
安定化し、定常偏差ε１を零にするため制御補償
要素Ｈ(S)として積分要素を用いていること等に
より無効電力制御系の応答速度を高くとることが
できない。従つて負荷側の周波数が低いときは、
比較的よく追従し、受電端の無効電力を零に制御
することができるが、負荷側の周波数が高くなる
に従い、制御遅れが目立つようになり受電端の無
効電力Ｑは当該制御遅れの分だけ残つてしまう。
故に電源側の基本波力率を１に制御するという所
期の目的を達成できなくなるという欠点があるば
かりでなく、負荷側の周波数に起因する入力電流
の基本波まわりの側帯波（特性高調波）が発生し
て電源系統に種々の悪影響を及ぼすという問題が
ある。 本発明は上記のような問題を解決するために成
されたもので、その目的は無効電力制御の応答速
度を高めて追従性の良い制御系を構成することが
可能な無効電力補償形サイクロコンバータの制御
方法を提供することにある。 上記目的を達成するために本発明では、電源端
子に進相コンデンサを接続した循環電流式のサイ
クロコンバータの制御方法において、上記サイク
ロコンバータの循環電流の指令値を、負荷電流の
絶対値およびコンバータの位相制御入力信号から
演算によつて求め、この求めた循環電流指令値に
基づいてサイクロコンバータの実際の循環電流を
制御するか、または上記サイクロコンバータの循
環電流の指令値を、負荷電流の絶対値およびコン
バータの位相制御入力信号から演算によつて求
め、また上記サイクロコンバータの受電端の無効
電力を検出してこれを無効電力の指令値と比較
し、かつこの比較信号を上記演算によつて求めた
循環電流指令値へその補正信号として与え、この
補正された循環電流指令値に基づいてサイクロコ
ンバータの実際の循環電流を制御することによ
り、サイクロコンバータの受電端の無効電力をフ
イードフオワード制御によつて制御するようにし
たことを特徴とする。 第３図は本発明の無効電力補償形サイクロコン
バータ装置の実施例を示す構成図である。 図中、Ｋ〓，ＫC，ＫQは演算増幅器、A6，
A7，A8は加算器、LIMはリミツタ回路、SQは２
乗演算回路、SQRは平方根演算回路、DIVは割算
器である。他の構成要は、第１図と同じである。 負荷電流ＩLの制御及び循環電流I0の制御は第
１図で説明したと同様なので省略する。 以下、無効電力の制御の動作を説明する。 いま、循環電流制御回路の増幅器K1の出力信
号は負荷電流制御回路の増幅器K2の出力信号に
比較して十分小さいとして考える。従つて正群コ
ンバータSS−Ｐの点弧制御角αPと負群コンバー
タSS−Ｎの点弧制御角αNとはαN≒180゜−αN
の関係がある。 故にSS−Ｐの出力電圧ＶP＝ｋV・ＶS・cosαP
とSS−Ｎの出力電圧ＶN＝ｋV・ＶS・cosαNは負
荷端子でほぼつり合つた状態で運転される。この
ＶP及びＶNの大きさは増幅器K2の出力電圧Ｖα
つまり位相制御入力信号に比例することは前にも
述べた。言え換えると、cosαP≒−cosαNはK2
の出力電圧に比例して変化する。 従つて、K2の出力信号Ｖαを増幅器Ｋ〓によ
つて定数倍することにより点弧制御角αPの余弦
値cosαPが求められる。次のリミツタ回路LIMは
−１≦cosαP≦１の条件を満足させるために増幅
器Ｋ〓の信号の上限及び下限値を決定するもので
ある。この信号を２乗演算回路SQで２乗し、加
算器A6に入力する。A6では単位電圧１から前記
SQの出力信号を差し引き、その結果、１−cos2
αPが求められる。これを次の平方根演算器SQR
を通してsinαP＝√１−2 Pが求まる。ここ
でαN≒180゜−αPと考えれば、sinαN≒sinαP
の関係が成り立つている。 割算器DIVは１／sinαPの演算を行なうもの
で、当然sinαP≠０という条件が付く。従つて上
記リミツタ回路LIMは−１＜cosαP＜１の条件を
満たすように上限値及び下限値を決める。通常、
コンバータの位相制御ではその点弧制御角αを０
゜あるいは180゜までは制御することはできず、
普通には30゜α160゜ぐらいの範囲内で制御
するようになつている。従つて上記リミツタ回路
LIMはそのコンバータの制御範囲に合わせて
cos160゜≦cosαPcos30゜、→−0.94≦cosαP
≦0.866のように決められる。故にsinαP≠０の
条件は満足する。割算器を介した信号１／sinαP
を次の増幅器ＫCによりＩcap／ｋ倍する。ここで
Ｉcapは進相コンデンサＣに流れる進み電流の大
きさで、ｋは比例定数である。増幅器ＫCの信号
は加算器A7に入力される。 一方、負荷電流ＩLの絶対値をとる絶対値回路
ABSの出力信号｜ＩL｜を加算器A7に入力し、結
果的に Ｉｃａｐ／ｋ・１／ｓｉｎαＰ−｜ＩL｜ が求まる。この信号を次の増幅器ＫQにより1/2倍
し、加算器ＡSに入れる。 いま仮りに、制御補償回路Ｈ(S)の出力信号を
零として考えると、循環電流I0の指令値I0 *は次
のようになる。 I0 *＝１／２（Ｉｃａｐ／ｋ・１／ｓｉｎαＰ−｜
ＩL｜） 循環電流制御の応答性は優れているので、実際
に流れる循環電流I0は上記指令値に追従して流れ
る。負荷電流ＩLの大きさや点弧制御角αPが変化
すれば、それに応じてI0 *も変わりI0が制御され
る。従つてサイクロコンバータの無効電力成分Ｉ
REACTは前に述べた関係式にI0＝I0 *を代入するこ
とにより、次のようになる。 ＩREACT＝ＩCCP・sinαP＋ＩCCN・sinαN ≒K1（｜ＩL｜＋2I0）・sinαP ＝k1｛｜ＩL｜＋２・１／２（ＩＣＣＰ／ｋ・１／ｓ
ｉｎαＰ −｜ＩL｜）｝sinαP＝ｋ１／ｋ・Ｉcap 故にｋ＝k1に選べばＩREACT＝Ｉcapとなり、受
電端の無効電力は打ち消し合つて零とすることが
できる。 従来の無効電力制御要素、すなわち変流器
CTS、変成器PT、無効電力演算回路VAR、比較
器C1及び制御補償回路Ｈ(S)は、上記本発明の演
算及び制御が完全に行なうことができれば不要と
なるものである。しかし、演算誤差等による定常
偏差ε１を零にするためにはＨ(S)を積分要素と
して使うことにより有効な役目をはたす。この場
合、その反答速度は遅くても良く単に定常偏差分
を除去するために役立つものである。 従つて、Ｈ(S)の出力が零でない場合には、そ
の分が加算器ＡSによりI0 *に重畳されて与えら
れ、本発明の演算誤差等が補正されて、受電端の
無効電力Ｑを零に制御することができる。 なお、以上の説明において増幅器K1の出力電
圧が増幅器K2の出力電圧より十分小さいとし
て、αN≒180゜−αPの場合を説明した。通常、
負荷LOADのインピーダンスは直流リアクトル
L01，L02より大きく、当該条件はほとんどの場合
成り立つものである。仮りに、αN≒180゜−αP
の条件がかなりずれた場合であつても増幅器K2
の出力から求めたsinαはsinαPとsinαNの中間
的な値となるため、大きな誤差は生じない。 以上説明したように、本発明による無効電力補
償形サイクロコンバータの制御方法においては、
サイクロコンバータの循環電流の指令値I0 *を、
負荷電流ILの絶対値およびコンバータの位相制
御入力信号Ｖαから演算によつて求め、この求め
た循環電流指令値I0 *に基づいてサイクロコンバ
ータの実際の循環電流I0を制御するようにしたの
で、従来の無効電力検出に伴なう検出遅れやむだ
時間が問題にならなくなり、追従性の良い制御系
を構成することができる。従つて負荷側の周波数
が高くなつても循環電流制御の応答が許せる範囲
内なら受電端の無効電力が零になるように制御す
ることができ、サイクロコンバータの負荷側の周
波数に起因する入力電流の基本波まわりの側帯波
（特性高調波）を取り除いて電源系統への種々の
悪影響を無くすることができると共に、電源側の
基本波力率も１とすることが可能である。また、
サイクロコンバータの受電端の無効電力Ｑを検出
してこれを無効電力の指令値Ｑ*と比較し、かつ
この比較信号である偏差信号ε１＝Ｑ*−Ｑを制
御補償回路Ｈ（Ｓ）を介して、上記演算によつて
求めた循環電流指令値I0 *へその補正信号として
与えるようにしているので、従来必要とされた無
効電力制御のための各要素例えば変流器CTS、変
成器ＰＴ、無効電力演算回路VAR及び制御補償
回路Ｈ(S)等を省略でき、構成が簡単で経済的な
装置とすることができる。 本発明の実施例では単相出力のサイクロコンバ
ータについて説明したが、２相以上の出力のサイ
クロコンバータでも同様に実施できることはいう
までもない。
なるように制御する無効電力補償形サイクロコン
バータの制御方法に関するものである。 サイクロコンバータは一定周波数の交流電力を
他の異なる周波数の交流電力に直接変換する装置
であるが、その構成素子たるサイリスタを電源電
圧によつて転流させるため電源から多くの無効電
力をとる欠点がある。また、その無効電力は負荷
側の周波数に同期して常に変動している。このた
め電源系統設備の容量を増大させるだけでなく、
無効電力変動により同一系統に接続された電気機
器に種々の悪影響を及ぼしている。 このようなサイクロコンバータの無効電力の変
動を補償する装置として、従来当該サイクロコン
バータの受電端に無効電力補償装置を接続してい
た。この無効電力補償装置は無効電力の変動を補
償するものであるから制御の反答速度が高くなけ
ればならなず、サイリスタ等の半導体素子で構成
されており高価なものである。 第１図は従来の無効電力補償形サイクロコンバ
ータ装置の構成図である。図中CCは循環電流式
サイクロコンバータ、SS−Ｐ及びSS−Ｎはその
正群及び負群コンバータ、L01及びL02は中間タツ
プ付直流リアクトル、LOADは負荷である。また
TRは電源トランス、Ｃは△又は〓接続された進
相コンデンサ、BUSは3′相電線路である。制御回
路としては受電端の３相交流電流を検出する変流
器CTS、３相交流電圧を検出する変成器PT、無
効電力演算器VAR、制御補償回路Ｈ(S)、正群コ
ンバータの出力電流ＩPを検出する変流器CTP、
負群コンバータの出力電流ＩNを検出する変流器
CTN、加算器A1〜A5、演算増幅器K0〜K2、反転
増幅器K3、比較器C1〜C3、絶対値回路ABS及び
位相制御回路PH−Ｐ、PH−Ｎが用いられる。 加算器A3によつてＩP−ＩN＝ＩLを求める。こ
れが負荷電流の検出値である。また加算器A1，
A2と絶対値回路ABS及び増幅器K0（1/2倍）によ
つて次の演算を行なう。 I0＝1/2・（ＩP＋ＩN−｜ＩL｜） これが循環電流の検出値である。 まず、負荷電流制御の動作を説明する。 負荷電流指令Ｉ＊ Ｌと実際に流れる負荷電流の出
値ＩLを比較し、その偏差ε３に比例した電圧を
サイクロコンバータから発生するように位相制御
回路PH−Ｐ、PH−Ｎを制御する。PH−Ｐの出
力位相αPに対してPH−Ｎの出力位相αNはαN＝
180゜−αPの関係を保つように増幅器K2から反
転増幅器K3を介してPH−Ｎに入力される。すな
わち、正群コンバータSS−Ｐの出力電圧ＶP＝ｋ
V・ＶS・cosαPと、負群コンバータSS−Ｎの出
力電圧ＶN＝ｋV・ＶS・cosαN＝ｋv・ＶS・cos
（180゜−αN）は負荷端子でつり合つた状態で通
常の運転が行なわれる。電流指令Ｉ＊ Ｌを正弦波状
に変化させるとそれに応じて偏差ε３も変化し、
負荷に正弦波電流ＩLが流れるように前記αP及び
αNが制御される。この通常の運転では正群コン
バータSS−Ｐの出力電圧と負群コンバータSS−
Ｎの出力電圧は等しくつり合つているため、循環
電流I0は、ほとんど流れない。 次に、循環電流制御の動作を説明する。 電源端子には電流検出器CTS及び電圧検出器Ｐ
Ｔが設置され、VARによつてその無効電力Ｑが
演算される。無効電力の指令値Ｑ*は通常、零に
設定され、比較器C1によつて偏差ε１が発生さ
せられる。制御補償回路Ｈ(S)は定常偏差ε１を
零にするため通常積分要素が使われ、その出力
I0 *が循環電流I0の指令値となる。比較器C2によ
つて偏差ε２＝I0 *−I0をとり、増幅器K1を介し
て加算器A4及びA5に入力する。 従つて、PH−Ｐ及びPH−Ｎへの入力ε４及び
ε５は各々次のようになる。ただしK3＝−１と
する。 ε４＝K2・ε３＋K1・ε２ ε５＝−K2・ε３＋K1・ε２ 故にαN＝180°−αPの関係はくずれ、K1・ε
２に比例した分だけ正群コンバータSS−Ｐの出
力電圧ＶPと負群コンバータSS−Ｎの出力電圧Ｖ
Nとが不平衡になる。その差電圧が直流リアクト
ルL01及びL02に印加され循環電流I0が流れる。I0
が指令値I0 *より流れすぎればε２が減少して上
記差電圧を小さくする。結果的にはI0はI0 *にな
るように制御される。 第２図は第１図の電源の１相分の電圧ＶSと各
部の電流の関係を表わすベクトル図である。 電源電圧ＶSに対して進相コンデンサＣにはＩc
ａｐなる一定の進み電流が流れる。いま正群コンバ
ータSS−Ｐから負荷電流ＩLを供給しているモー
ドを考えると、循環電流I0が流れることにより電
源から正群コンバータSS−ＰへＩccpの電流が、
また電源から負群コンバータSS−ＮへＩCCNの電
流が流れ込む。ＩCCPは負荷電流ＩLと循環電流I0
の和に比例した大きさで位相角αPとなりＩCCNは
循環電流I0に比例した大きさで位相角αN≒180゜
−αPとなる。厳密にはαNに前記K1・ε２に比
例した値だけ180゜−αPからずれるが、そのいず
れは小さいのでベクトル図ではαN＝180゜−αP
として説明する。このベクトル図からわかるよう
に、サイクロコンバータの入力電流ＩCCの遅れ無
効電流成分ＩREACTが進相コンデンサＣの進み無
効電流Ｉcapと等しくなるように循環電流I0を制御
してやれば、電源から供給される電流ＩSは電圧
ＶSと同相になり基本波力率を１にして運転がで
きる。このときの無効電流成分は次式を満足して
いる。 Ｉcap＝ＩREACT ＝ＩCCP・sinαP＋ＩCCN・sinαN ＝k1（ＩL＋I0）sinαP ＋k1I0sinαN ＝k1（ＩL＋I0）sinαP ＋k1I0sin（180゜−αP） ＝k1（ＩL＋2I0）sinαP 上式において、負荷電流ＩLの大きさ及び点弧
制角αP，αNは刻々と変化するものであるが、例
えばＩLの大きさが変化した場合の無効電力制御
の動作を次に説明する。 ＩLが減少しサイクロコンバータの遅れ無効電
流ＩREACTが減少するとＩcap＞ＩREACTとなり、
受電端の無効電力Ｑは進み（負の値）となる。故
にε１＝Ｑ*−Ｑ＝−Ｑは正で循環電流の指令値
I0 *を増加させる。その結果I0が増えＩREACTも大
きくなる。最終的にはＩREACT＝Ｉcapになるよう
に循環電流I0が制御される。 逆にＩLが増加し、サイクロコンバータの遅れ
無効電流ＩREACTが減少するとＩcap＜ＩREACTと
なり、受電端の無効電力Ｑは遅れ（正の値）とな
る。故にε１＝−Ｑは負でI0 *を減少させる。そ
の結果I0が減りＩREACTは小さくなる。やはり最
終的にはＩREACT＝Ｉcapになるように循環電流I0
が制御される。 また点弧制御角αP及びαNが変化した場合も同
様に制御される。 負群コンバータSS−Ｎから負荷LOADに電流
を供給するモードでも同様に制御でき、負荷電流
ＩLの大きさ及び点弧位相制御角αP及びαNが負
荷側の出力周波数に同期して変化してもそれに応
じて循環電流I0も変化し受電端の無効電力は零に
保持される。つまり電源側から見た基本波力率は
常に１になつている。 この従来の装置において次のような問題点があ
る。すなわち、受電端の無効電力の検出に伴な
う、むだ時間や検出遅れがあること及び制御系を
安定化し、定常偏差ε１を零にするため制御補償
要素Ｈ(S)として積分要素を用いていること等に
より無効電力制御系の応答速度を高くとることが
できない。従つて負荷側の周波数が低いときは、
比較的よく追従し、受電端の無効電力を零に制御
することができるが、負荷側の周波数が高くなる
に従い、制御遅れが目立つようになり受電端の無
効電力Ｑは当該制御遅れの分だけ残つてしまう。
故に電源側の基本波力率を１に制御するという所
期の目的を達成できなくなるという欠点があるば
かりでなく、負荷側の周波数に起因する入力電流
の基本波まわりの側帯波（特性高調波）が発生し
て電源系統に種々の悪影響を及ぼすという問題が
ある。 本発明は上記のような問題を解決するために成
されたもので、その目的は無効電力制御の応答速
度を高めて追従性の良い制御系を構成することが
可能な無効電力補償形サイクロコンバータの制御
方法を提供することにある。 上記目的を達成するために本発明では、電源端
子に進相コンデンサを接続した循環電流式のサイ
クロコンバータの制御方法において、上記サイク
ロコンバータの循環電流の指令値を、負荷電流の
絶対値およびコンバータの位相制御入力信号から
演算によつて求め、この求めた循環電流指令値に
基づいてサイクロコンバータの実際の循環電流を
制御するか、または上記サイクロコンバータの循
環電流の指令値を、負荷電流の絶対値およびコン
バータの位相制御入力信号から演算によつて求
め、また上記サイクロコンバータの受電端の無効
電力を検出してこれを無効電力の指令値と比較
し、かつこの比較信号を上記演算によつて求めた
循環電流指令値へその補正信号として与え、この
補正された循環電流指令値に基づいてサイクロコ
ンバータの実際の循環電流を制御することによ
り、サイクロコンバータの受電端の無効電力をフ
イードフオワード制御によつて制御するようにし
たことを特徴とする。 第３図は本発明の無効電力補償形サイクロコン
バータ装置の実施例を示す構成図である。 図中、Ｋ〓，ＫC，ＫQは演算増幅器、A6，
A7，A8は加算器、LIMはリミツタ回路、SQは２
乗演算回路、SQRは平方根演算回路、DIVは割算
器である。他の構成要は、第１図と同じである。 負荷電流ＩLの制御及び循環電流I0の制御は第
１図で説明したと同様なので省略する。 以下、無効電力の制御の動作を説明する。 いま、循環電流制御回路の増幅器K1の出力信
号は負荷電流制御回路の増幅器K2の出力信号に
比較して十分小さいとして考える。従つて正群コ
ンバータSS−Ｐの点弧制御角αPと負群コンバー
タSS−Ｎの点弧制御角αNとはαN≒180゜−αN
の関係がある。 故にSS−Ｐの出力電圧ＶP＝ｋV・ＶS・cosαP
とSS−Ｎの出力電圧ＶN＝ｋV・ＶS・cosαNは負
荷端子でほぼつり合つた状態で運転される。この
ＶP及びＶNの大きさは増幅器K2の出力電圧Ｖα
つまり位相制御入力信号に比例することは前にも
述べた。言え換えると、cosαP≒−cosαNはK2
の出力電圧に比例して変化する。 従つて、K2の出力信号Ｖαを増幅器Ｋ〓によ
つて定数倍することにより点弧制御角αPの余弦
値cosαPが求められる。次のリミツタ回路LIMは
−１≦cosαP≦１の条件を満足させるために増幅
器Ｋ〓の信号の上限及び下限値を決定するもので
ある。この信号を２乗演算回路SQで２乗し、加
算器A6に入力する。A6では単位電圧１から前記
SQの出力信号を差し引き、その結果、１−cos2
αPが求められる。これを次の平方根演算器SQR
を通してsinαP＝√１−2 Pが求まる。ここ
でαN≒180゜−αPと考えれば、sinαN≒sinαP
の関係が成り立つている。 割算器DIVは１／sinαPの演算を行なうもの
で、当然sinαP≠０という条件が付く。従つて上
記リミツタ回路LIMは−１＜cosαP＜１の条件を
満たすように上限値及び下限値を決める。通常、
コンバータの位相制御ではその点弧制御角αを０
゜あるいは180゜までは制御することはできず、
普通には30゜α160゜ぐらいの範囲内で制御
するようになつている。従つて上記リミツタ回路
LIMはそのコンバータの制御範囲に合わせて
cos160゜≦cosαPcos30゜、→−0.94≦cosαP
≦0.866のように決められる。故にsinαP≠０の
条件は満足する。割算器を介した信号１／sinαP
を次の増幅器ＫCによりＩcap／ｋ倍する。ここで
Ｉcapは進相コンデンサＣに流れる進み電流の大
きさで、ｋは比例定数である。増幅器ＫCの信号
は加算器A7に入力される。 一方、負荷電流ＩLの絶対値をとる絶対値回路
ABSの出力信号｜ＩL｜を加算器A7に入力し、結
果的に Ｉｃａｐ／ｋ・１／ｓｉｎαＰ−｜ＩL｜ が求まる。この信号を次の増幅器ＫQにより1/2倍
し、加算器ＡSに入れる。 いま仮りに、制御補償回路Ｈ(S)の出力信号を
零として考えると、循環電流I0の指令値I0 *は次
のようになる。 I0 *＝１／２（Ｉｃａｐ／ｋ・１／ｓｉｎαＰ−｜
ＩL｜） 循環電流制御の応答性は優れているので、実際
に流れる循環電流I0は上記指令値に追従して流れ
る。負荷電流ＩLの大きさや点弧制御角αPが変化
すれば、それに応じてI0 *も変わりI0が制御され
る。従つてサイクロコンバータの無効電力成分Ｉ
REACTは前に述べた関係式にI0＝I0 *を代入するこ
とにより、次のようになる。 ＩREACT＝ＩCCP・sinαP＋ＩCCN・sinαN ≒K1（｜ＩL｜＋2I0）・sinαP ＝k1｛｜ＩL｜＋２・１／２（ＩＣＣＰ／ｋ・１／ｓ
ｉｎαＰ −｜ＩL｜）｝sinαP＝ｋ１／ｋ・Ｉcap 故にｋ＝k1に選べばＩREACT＝Ｉcapとなり、受
電端の無効電力は打ち消し合つて零とすることが
できる。 従来の無効電力制御要素、すなわち変流器
CTS、変成器PT、無効電力演算回路VAR、比較
器C1及び制御補償回路Ｈ(S)は、上記本発明の演
算及び制御が完全に行なうことができれば不要と
なるものである。しかし、演算誤差等による定常
偏差ε１を零にするためにはＨ(S)を積分要素と
して使うことにより有効な役目をはたす。この場
合、その反答速度は遅くても良く単に定常偏差分
を除去するために役立つものである。 従つて、Ｈ(S)の出力が零でない場合には、そ
の分が加算器ＡSによりI0 *に重畳されて与えら
れ、本発明の演算誤差等が補正されて、受電端の
無効電力Ｑを零に制御することができる。 なお、以上の説明において増幅器K1の出力電
圧が増幅器K2の出力電圧より十分小さいとし
て、αN≒180゜−αPの場合を説明した。通常、
負荷LOADのインピーダンスは直流リアクトル
L01，L02より大きく、当該条件はほとんどの場合
成り立つものである。仮りに、αN≒180゜−αP
の条件がかなりずれた場合であつても増幅器K2
の出力から求めたsinαはsinαPとsinαNの中間
的な値となるため、大きな誤差は生じない。 以上説明したように、本発明による無効電力補
償形サイクロコンバータの制御方法においては、
サイクロコンバータの循環電流の指令値I0 *を、
負荷電流ILの絶対値およびコンバータの位相制
御入力信号Ｖαから演算によつて求め、この求め
た循環電流指令値I0 *に基づいてサイクロコンバ
ータの実際の循環電流I0を制御するようにしたの
で、従来の無効電力検出に伴なう検出遅れやむだ
時間が問題にならなくなり、追従性の良い制御系
を構成することができる。従つて負荷側の周波数
が高くなつても循環電流制御の応答が許せる範囲
内なら受電端の無効電力が零になるように制御す
ることができ、サイクロコンバータの負荷側の周
波数に起因する入力電流の基本波まわりの側帯波
（特性高調波）を取り除いて電源系統への種々の
悪影響を無くすることができると共に、電源側の
基本波力率も１とすることが可能である。また、
サイクロコンバータの受電端の無効電力Ｑを検出
してこれを無効電力の指令値Ｑ*と比較し、かつ
この比較信号である偏差信号ε１＝Ｑ*−Ｑを制
御補償回路Ｈ（Ｓ）を介して、上記演算によつて
求めた循環電流指令値I0 *へその補正信号として
与えるようにしているので、従来必要とされた無
効電力制御のための各要素例えば変流器CTS、変
成器ＰＴ、無効電力演算回路VAR及び制御補償
回路Ｈ(S)等を省略でき、構成が簡単で経済的な
装置とすることができる。 本発明の実施例では単相出力のサイクロコンバ
ータについて説明したが、２相以上の出力のサイ
クロコンバータでも同様に実施できることはいう
までもない。
第１図は従来の無効電力補償形サイクロコンバ
ータ装置の構成図、第２図は第１図の動作を説明
するためのベクトル図、第３図は本発明の一実施
例を示す無効電力補償形サイクロコンバータ装置
の構成図である。 CC……循環電流式サイクロコンバータ、SS−
Ｐ……正群コンバータ、SS−Ｎ……負群コンバ
ータ、L01，L02……直流リアクトル、LOAD……
負荷、TR……電源トランス、Ｃ……進相コンデ
ンサ、BUS……３相電線路、A1〜A8……加算
器、C1〜C3……比較器、K0，K1，K2，K3，Ｋ
〓，ＫC，ＫQ……演算増幅器、PH−Ｐ，PH−Ｎ
……位相制御回路、ABS……絶対値回路、LIM…
…リミツタ回路、SQ……２乗演算回路、SQR…
…平方根演算回路、DIV……割算器、CTS，
CTP，CTN……変流器、PT……変成器、VAR…
…無効電力演算回路、Ｈ(S)……制御補償回路。
ータ装置の構成図、第２図は第１図の動作を説明
するためのベクトル図、第３図は本発明の一実施
例を示す無効電力補償形サイクロコンバータ装置
の構成図である。 CC……循環電流式サイクロコンバータ、SS−
Ｐ……正群コンバータ、SS−Ｎ……負群コンバ
ータ、L01，L02……直流リアクトル、LOAD……
負荷、TR……電源トランス、Ｃ……進相コンデ
ンサ、BUS……３相電線路、A1〜A8……加算
器、C1〜C3……比較器、K0，K1，K2，K3，Ｋ
〓，ＫC，ＫQ……演算増幅器、PH−Ｐ，PH−Ｎ
……位相制御回路、ABS……絶対値回路、LIM…
…リミツタ回路、SQ……２乗演算回路、SQR…
…平方根演算回路、DIV……割算器、CTS，
CTP，CTN……変流器、PT……変成器、VAR…
…無効電力演算回路、Ｈ(S)……制御補償回路。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 電源端子に進相コンデンサを接続した循環電
流式のサイクロコンバータの制御方法において、
前記サイクロコンバータの循環電流の指令値を、
負荷電流の絶対値およびコンバータの位相制御入
力信号から演算によつて求め、この求めた循環電
流指令値に基づいてサイクロコンバータの実際の
循環電流を制御するようにしたことを特徴とする
無効電力補償形サイクロコンバータの制御方法。 ２ 電源端子に進相コンデンサを接続した循環電
流式のサイクロコンバータの制御方法において、
前記サイクロコンバータの循環電流の指令値を、
負荷電流の絶対値およびコンバータの位相制御入
力信号から演算によつて求め、また前記サイクロ
コンバータの受電端の無効電力を検出してこれを
無効電力の指令値と比較し、かつこの比較信号を
前記演算によつて求めた循環電流指令値へその補
正信号として与え、この補正された循環電流指令
値に基づいてサイクロコンバータの実際の循環電
流を制御するようにしたことを特徴とする無効電
力補償形サイクロコンバータの制御方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3991280A JPS56136180A (en) | 1980-03-28 | 1980-03-28 | Controlling method of reactive power compensated cycloconverter |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3991280A JPS56136180A (en) | 1980-03-28 | 1980-03-28 | Controlling method of reactive power compensated cycloconverter |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS56136180A JPS56136180A (en) | 1981-10-24 |
| JPS6155345B2 true JPS6155345B2 (ja) | 1986-11-27 |
Family
ID=12566150
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3991280A Granted JPS56136180A (en) | 1980-03-28 | 1980-03-28 | Controlling method of reactive power compensated cycloconverter |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS56136180A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0218547Y2 (ja) * | 1986-05-02 | 1990-05-23 |
-
1980
- 1980-03-28 JP JP3991280A patent/JPS56136180A/ja active Granted
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0218547Y2 (ja) * | 1986-05-02 | 1990-05-23 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS56136180A (en) | 1981-10-24 |
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