JPH0477550B2 - - Google Patents
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- JPH0477550B2 JPH0477550B2 JP59184522A JP18452284A JPH0477550B2 JP H0477550 B2 JPH0477550 B2 JP H0477550B2 JP 59184522 A JP59184522 A JP 59184522A JP 18452284 A JP18452284 A JP 18452284A JP H0477550 B2 JPH0477550 B2 JP H0477550B2
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- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 25
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 claims description 4
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 6
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 4
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 238000010304 firing Methods 0.000 description 2
- 230000002411 adverse Effects 0.000 description 1
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 1
- 230000003247 decreasing effect Effects 0.000 description 1
- 238000000034 method Methods 0.000 description 1
- 230000009466 transformation Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M5/00—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases
- H02M5/02—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc
- H02M5/04—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters
- H02M5/22—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M5/25—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means
- H02M5/27—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means for conversion of frequency
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Electrical Variables (AREA)
- Ac-Ac Conversion (AREA)
- Supply And Distribution Of Alternating Current (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の技術分野〕
本発明は負荷に可変電圧可変周波数の交流電力
を供給すると共に循環電流によつて無効電力を任
意に制御できる無効電力制御形サイクロコンバー
タ装置に関するものである。
を供給すると共に循環電流によつて無効電力を任
意に制御できる無効電力制御形サイクロコンバー
タ装置に関するものである。
サイクロコンバータは一定周波数の交流電力を
他の異なる周波数の交流電力に直接交換する装置
であるが、その構成素子たるサイリスタを電源電
圧によつて転流させるため、電源から多くの無効
電力をとる次点がある。またその無効電力は負荷
側の周波数に同期して常に変動している。このた
め電源系統設備の容量を増大させるだけでなく、
無効電力変動により同一系統に接続された電気機
器に種々に悪影響を及ぼしている。
他の異なる周波数の交流電力に直接交換する装置
であるが、その構成素子たるサイリスタを電源電
圧によつて転流させるため、電源から多くの無効
電力をとる次点がある。またその無効電力は負荷
側の周波数に同期して常に変動している。このた
め電源系統設備の容量を増大させるだけでなく、
無効電力変動により同一系統に接続された電気機
器に種々に悪影響を及ぼしている。
第２図は受電端の無効電力を検出して無効電力
を制御する無効電力制御形サイクロコンバータ装
置の構成図である。（この制御はフイードバツク
制御で以後Ｆ・Ｂ制御と略す。） 図中CCは循環電流式サイクロコンバータ本体、
SS−Ｐ及びSS−Ｎはその正群及び負群コンバー
タ、L01及びL02は中間タツプ付直流リアクトル、
LOADは負荷である。またTRは電源トランス、
Ｃは△又は接続された進相コンデンサ、BUSは
３相電線路である。制御回路としては受電端の３
相交流電流を検出する変流器CTs、３相交流電圧
を検出する変成器PT、無効電力演算器VAR、制
御補償回路Ｈ（ｓ）、正群コンバータSS−Ｐの出
力電流IPを検出する変流CTP、負群コンバータSS
−Ｎの出力電流INを検出する交流器CTN、加算器
A1〜A5、演算増幅器K0〜K2、反転増幅器K3、比
較器C1〜C3、絶対値回路ABS及び位相制御回路
PH−Ｐ、PH−Ｎが用いられる。
を制御する無効電力制御形サイクロコンバータ装
置の構成図である。（この制御はフイードバツク
制御で以後Ｆ・Ｂ制御と略す。） 図中CCは循環電流式サイクロコンバータ本体、
SS−Ｐ及びSS−Ｎはその正群及び負群コンバー
タ、L01及びL02は中間タツプ付直流リアクトル、
LOADは負荷である。またTRは電源トランス、
Ｃは△又は接続された進相コンデンサ、BUSは
３相電線路である。制御回路としては受電端の３
相交流電流を検出する変流器CTs、３相交流電圧
を検出する変成器PT、無効電力演算器VAR、制
御補償回路Ｈ（ｓ）、正群コンバータSS−Ｐの出
力電流IPを検出する変流CTP、負群コンバータSS
−Ｎの出力電流INを検出する交流器CTN、加算器
A1〜A5、演算増幅器K0〜K2、反転増幅器K3、比
較器C1〜C3、絶対値回路ABS及び位相制御回路
PH−Ｐ、PH−Ｎが用いられる。
加算器A3によつてIP−IN＝ILを求める。これが
負荷電流の検出器である。また、加算器A1，A2
と絶対値回路ABS及び増幅器K0（1/2倍）によつ
て次の演算を行う。
負荷電流の検出器である。また、加算器A1，A2
と絶対値回路ABS及び増幅器K0（1/2倍）によつ
て次の演算を行う。
I0＝（IP＋IN＋｜IL｜／２……(1)
これが循環電流の検出値である。
まず負荷電流制御の動作を説明する。
負荷電流指令IL ＊と実際に流れる負荷電流の検
出値ILを比較し、その偏差ε3に比例した電圧をサ
イクロコンバータから発生するように位相制御回
路PH−Ｐ、PH−Ｎを制御する。PH−Ｐので出
力位相αPに対してPH−Ｎの出力相αNは、αN＝
180°−αPの関係を保つように増幅器K2から反転増
幅器K3を介してPH−Ｈに入力される。
出値ILを比較し、その偏差ε3に比例した電圧をサ
イクロコンバータから発生するように位相制御回
路PH−Ｐ、PH−Ｎを制御する。PH−Ｐので出
力位相αPに対してPH−Ｎの出力相αNは、αN＝
180°−αPの関係を保つように増幅器K2から反転増
幅器K3を介してPH−Ｈに入力される。
すなわち、正群コンバータSS−Ｐの出力電圧
VP＝kV・VS・cosαPと負群コンバータSS−Ｎの
出力電圧VN＝kV・VS・cosαN＝kV・VS・cos（180°
−αP）は負荷端子でつり合つた状態で通常の運転
が行なわれる。負荷電流指令IL ＊を正弦波状に変
化させるとそれに応じて偏差ε3も変化し負荷に正
弦波電流ILが流れるように前記αP及びαNが制御さ
れる。この通常の運転では正群コンバータSS−
Ｐの出力電力と負群コンバータSS−Ｎの出力電
圧は等しくつり合つているため循環電流I0はほと
んど流れない。
VP＝kV・VS・cosαPと負群コンバータSS−Ｎの
出力電圧VN＝kV・VS・cosαN＝kV・VS・cos（180°
−αP）は負荷端子でつり合つた状態で通常の運転
が行なわれる。負荷電流指令IL ＊を正弦波状に変
化させるとそれに応じて偏差ε3も変化し負荷に正
弦波電流ILが流れるように前記αP及びαNが制御さ
れる。この通常の運転では正群コンバータSS−
Ｐの出力電力と負群コンバータSS−Ｎの出力電
圧は等しくつり合つているため循環電流I0はほと
んど流れない。
次に循環電流制御の動作を説明する。電源端子
には電流検出器CTs及び電圧検出器PTが設置さ
れ、無効電力演算器VARによつてその無効電力
Ｑが演算される。無効電力の指令値Ｑ＊は通常零
に設定され、比較器C1によつて偏差ε1＝Ｑ＊−Ｑ
が発生させられる。制御補償回路Hsは定常偏差
ε1を零にするため通常積分要素が使われ、その出
力I0 ＊が循環電流I0の指令値となる。比較器C2に
よつて偏差ε2＝I0 ＊−I0をとり増幅器K1を介して
加算器A4及びA5に入力する。
には電流検出器CTs及び電圧検出器PTが設置さ
れ、無効電力演算器VARによつてその無効電力
Ｑが演算される。無効電力の指令値Ｑ＊は通常零
に設定され、比較器C1によつて偏差ε1＝Ｑ＊−Ｑ
が発生させられる。制御補償回路Hsは定常偏差
ε1を零にするため通常積分要素が使われ、その出
力I0 ＊が循環電流I0の指令値となる。比較器C2に
よつて偏差ε2＝I0 ＊−I0をとり増幅器K1を介して
加算器A4及びA5に入力する。
従つて、PH−Ｐ及びPH−Ｎへの入力ε4及びε5
は各々次のようになる。ただしK3＝−１とする。
は各々次のようになる。ただしK3＝−１とする。
ε4＝K2・ε3＋K1・ε2……(2)
ε5＝−K2・ε3＋K1・ε2……(3)
故にαN＝180°−αpの関係はくずれ、K1・ε2に比
例した分だけ正群コンバータSS−Ｐの出力電力
Vpと負群コンバータSS−Ｎの出力電圧VNとが不
平衡になる。その差電圧が直流リアクトルL01及
びL02に印加され、循環電流が流れる。I0が指令
値I0 ＊より流れすぎればε2が減少して上記差電圧
を小さくする。結果的にはI0はI0*に等しくなる
ように制御される。
例した分だけ正群コンバータSS−Ｐの出力電力
Vpと負群コンバータSS−Ｎの出力電圧VNとが不
平衡になる。その差電圧が直流リアクトルL01及
びL02に印加され、循環電流が流れる。I0が指令
値I0 ＊より流れすぎればε2が減少して上記差電圧
を小さくする。結果的にはI0はI0*に等しくなる
ように制御される。
無効電力Ｑが進みの場合、ε1＝Ｑ＊−Ｑ−＝−
Ｑは正となり、I0*を増加させサイクロコンバー
タの遅れ無効電流を大きくする。最終的にはＱ＝
０になるように循環電流I0が制御される。
Ｑは正となり、I0*を増加させサイクロコンバー
タの遅れ無効電流を大きくする。最終的にはＱ＝
０になるように循環電流I0が制御される。
逆にＱが遅れの場合ε1＜０となり、I0 ＊を減少
させ同じくＱ＝０になるようにI0を制御してい
る。このようにして受電端の無効電力が零、すな
わち基本波力率を１に保持することができる。
させ同じくＱ＝０になるようにI0を制御してい
る。このようにして受電端の無効電力が零、すな
わち基本波力率を１に保持することができる。
以上のように受電端に進相コンデンサＣを設置
し、その受電端の無効電力Ｑを検出して、進相コ
ンデンサＣに流れる進み無効電流Icapと循環式サ
イクロコンバータCCで流れる遅れ無効電流I0の
打消し合つて制御する無効電力制御サイクロコン
バータには次のような欠点がある。
し、その受電端の無効電力Ｑを検出して、進相コ
ンデンサＣに流れる進み無効電流Icapと循環式サ
イクロコンバータCCで流れる遅れ無効電流I0の
打消し合つて制御する無効電力制御サイクロコン
バータには次のような欠点がある。
受電端の無効電力の検出に伴うむだ時間や検出
遅れがあることと、及び制御系を安定化し、無効
電力を零にして入力基本波力率を１にするため制
御補償要素として積分要素を用いているためによ
り無効電力制御系の応答を高くとることができな
い。従つて、負荷側の周波数が低いときは比較的
よく追従し、受電端の無効電力を零に制御するこ
とができるが、負荷側の周波数が高くなるに従
い、制御遅れが目立つようになり、受電端の無効
電力は制御遅れの分だけ残ることになる。
遅れがあることと、及び制御系を安定化し、無効
電力を零にして入力基本波力率を１にするため制
御補償要素として積分要素を用いているためによ
り無効電力制御系の応答を高くとることができな
い。従つて、負荷側の周波数が低いときは比較的
よく追従し、受電端の無効電力を零に制御するこ
とができるが、負荷側の周波数が高くなるに従
い、制御遅れが目立つようになり、受電端の無効
電力は制御遅れの分だけ残ることになる。
第３図にフイードフオワード制御（以後Ｆ・Ｆ
制御と略す）によつて無効電力を制御する従来の
無効電力制御形サイクロコンバータの構成図を示
す。
制御と略す）によつて無効電力を制御する従来の
無効電力制御形サイクロコンバータの構成図を示
す。
第３図において、第２図と比較して相異点は、
循環電流指令値I0 ＊を与える循環電流指令値演算
回路RIOを設けたことで、その他制御回路及び循
環式サイクロコンバータCCの構成は同じである。
従つて、負荷電流制御及び循環電流制御の動作は
第２図と同じなので省略する。
循環電流指令値I0 ＊を与える循環電流指令値演算
回路RIOを設けたことで、その他制御回路及び循
環式サイクロコンバータCCの構成は同じである。
従つて、負荷電流制御及び循環電流制御の動作は
第２図と同じなので省略する。
第４図は循環電流指令演算回路RIOの具体例を
示すものである。
示すものである。
図中、ABSU、ABSV、ABSWは絶対値回路、
K4、K〓U、K〓V、K〓Wは演算増幅器、MU、MV、
MWは乗算器、SQU、SQV、SQWは正弦値を出
力する演算回路、Ａ６，Ａ７は加算器、DIVは割
算器、C4は比較器、VRは無効電力設定器であ
る。
K4、K〓U、K〓V、K〓Wは演算増幅器、MU、MV、
MWは乗算器、SQU、SQV、SQWは正弦値を出
力する演算回路、Ａ６，Ａ７は加算器、DIVは割
算器、C4は比較器、VRは無効電力設定器であ
る。
各相サイクロコンバータの位相制御入力電圧
V〓U、V〓V、V〓Wを取り出し循環電流指令回路RIO
に入力する。V〓Uは第３図の増幅器K2の出力信号
を取り出したもので、COS〓PUと−cos〓NUの平均値
に比例した値をとる。故にV〓Uを増幅器K〓Uによ
つて定数倍することによつて点弧位相角αUの余
弦値COS〓Uが求められる。この信号COS〓Uは演算
回路SQUで√１−2〓Uの演算を行い、点弧位
相角αUの正弦値SIN〓Uが求まる。同様にV〓Vから
SINαVが、V〓WからSINαWが求められる。
V〓U、V〓V、V〓Wを取り出し循環電流指令回路RIO
に入力する。V〓Uは第３図の増幅器K2の出力信号
を取り出したもので、COS〓PUと−cos〓NUの平均値
に比例した値をとる。故にV〓Uを増幅器K〓Uによ
つて定数倍することによつて点弧位相角αUの余
弦値COS〓Uが求められる。この信号COS〓Uは演算
回路SQUで√１−2〓Uの演算を行い、点弧位
相角αUの正弦値SIN〓Uが求まる。同様にV〓Vから
SINαVが、V〓WからSINαWが求められる。
次に循環電流指令回路RIOへ入力する負荷電流
指令値IU ＊，IV ＊，IW ＊は絶対値回路ABSU、
ABSV、ABSWで絶対値｜IU ＊｜、｜IV ＊｜、｜IW
＊｜を検出し、その絶対値は乗算器MU，MV，
MWで正弦値SINαU、SINαV、SINαWと個々に乗
算し、加算器A6で｜IU ＊｜・SINαU＋｜IU ＊｜・
SINαV＋｜IW ＊｜・SINαWと加算される。その出
力は無効電力設定器VRからの信号Icap＊と比較
し、その出力信号ａ＝1cap＊−（｜IU ＊｜・
SINαU＋｜IV ＊｜SINαV＋｜IW ＊｜・SINαW）は
割算器DIVに入力する。
指令値IU ＊，IV ＊，IW ＊は絶対値回路ABSU、
ABSV、ABSWで絶対値｜IU ＊｜、｜IV ＊｜、｜IW
＊｜を検出し、その絶対値は乗算器MU，MV，
MWで正弦値SINαU、SINαV、SINαWと個々に乗
算し、加算器A6で｜IU ＊｜・SINαU＋｜IU ＊｜・
SINαV＋｜IW ＊｜・SINαWと加算される。その出
力は無効電力設定器VRからの信号Icap＊と比較
し、その出力信号ａ＝1cap＊−（｜IU ＊｜・
SINαU＋｜IV ＊｜SINαV＋｜IW ＊｜・SINαW）は
割算器DIVに入力する。
また、割算器DIVには前記正弦値SINαU、
SINαV、SINαWを加算器A1で加算され、増幅器
K4で２倍し、その出力信号ｂ＝２（SINαU＋
SINαV＋SINαW）が入力され、ａ／ｂを計算する
ことによつて、その出力は循環電流指令値I0 ＊が
次のように求まる。
SINαV、SINαWを加算器A1で加算され、増幅器
K4で２倍し、その出力信号ｂ＝２（SINαU＋
SINαV＋SINαW）が入力され、ａ／ｂを計算する
ことによつて、その出力は循環電流指令値I0 ＊が
次のように求まる。
I0 ＊＝Icap＊−（｜IU ＊｜・SINαU＋｜IV ＊｜・｜SIN
αV＋｜IW ＊｜・SINαW）／２（SINαU＋SINαV＋SINα
W）……(2) 次に無効電力設定器VRのIcap＊の設定値を考
える。
αV＋｜IW ＊｜・SINαW）／２（SINαU＋SINαV＋SINα
W）……(2) 次に無効電力設定器VRのIcap＊の設定値を考
える。
一般に循環電流式サイクロコンバータCCの無
効電流成分IREACTは(3)式のように表わすことがで
きる。ただし、３相の無効電流成分である。
効電流成分IREACTは(3)式のように表わすことがで
きる。ただし、３相の無効電流成分である。
IREACT＝２・K1・I0 ＊（SINαU＋SINαV＋SINαW
）＋ ｜IU ＊｜＋SINαU＋｜IU ＊｜・SINαV＋｜IW ＊｜
・SINαW……(3) (2)式と(3)式は次のような関係式になる。
）＋ ｜IU ＊｜＋SINαU＋｜IU ＊｜・SINαV＋｜IW ＊｜
・SINαW……(3) (2)式と(3)式は次のような関係式になる。
IREACT＝K1・Icap＊……(4)
従つて受電端の進相コンデンサＣに進れる電流
IcapをIcap＊＝Icap／K1に設置すればIREACT＝
Icapとなりサイクロコンバータ全体の遅れ無効電
流IREACTと進相コンデンサＣの進み無効電流Icap
が互いに打ち消し合い、受電端の基本波力率が１
に制御されることになる。
IcapをIcap＊＝Icap／K1に設置すればIREACT＝
Icapとなりサイクロコンバータ全体の遅れ無効電
流IREACTと進相コンデンサＣの進み無効電流Icap
が互いに打ち消し合い、受電端の基本波力率が１
に制御されることになる。
以上のように無効電力制御にＦ・Ｆ制御を用い
ると、Ｆ・Ｂ制御に比較して、検出遅れ及び積分
要素が含まれないために、無効電力の制御応答が
速い制御特性を得ることができるが次のような欠
点がある。
ると、Ｆ・Ｂ制御に比較して、検出遅れ及び積分
要素が含まれないために、無効電力の制御応答が
速い制御特性を得ることができるが次のような欠
点がある。
受電端の無効電力を零にするには、
IREACT＝Icap＝K1・Icap*……(5)
が成り立つようにIcap＊を設定しなければならな
い。
い。
しかし、循環電流式サイクロコンバータを用い
て無効電力制御を行う装置において、サイクロコ
ンバータの容量が大きくなると、受電端に設置さ
れる進相コンデンサの容量も同じように大きくな
る。従つて大容量のコンデンサを投入すると、過
大な突入電流が流れ、同じ系統に接続されている
機器に悪影響を及ぼす。一般にこのような影響を
さけるために進相コンデンサは分割して投入する
のが普通である。
て無効電力制御を行う装置において、サイクロコ
ンバータの容量が大きくなると、受電端に設置さ
れる進相コンデンサの容量も同じように大きくな
る。従つて大容量のコンデンサを投入すると、過
大な突入電流が流れ、同じ系統に接続されている
機器に悪影響を及ぼす。一般にこのような影響を
さけるために進相コンデンサは分割して投入する
のが普通である。
Ｆ・Ｆ制御の場合分割された進相コンデンサを
順序投入すると進相コンデンサに流れる電流Icap
は投入個数に比例して変化するために(5)式が満足
しなくなり、受電端の基本波力率を１にすること
ができりという欠点があつた。
順序投入すると進相コンデンサに流れる電流Icap
は投入個数に比例して変化するために(5)式が満足
しなくなり、受電端の基本波力率を１にすること
ができりという欠点があつた。
以上のように無効電力制御にＦ・Ｂ制又はF.F
制御を単独に用いると制御特性には一長一短があ
る。
制御を単独に用いると制御特性には一長一短があ
る。
Ｆ・Ｂ制御においては、検出遅れ及び積分要素
があるために無効電力の制御応答が遅い。Ｆ・Ｆ
制御においては進相コンデンサを分割投入した場
合、入力基本波力率を常に１に制御することがで
きない。
があるために無効電力の制御応答が遅い。Ｆ・Ｆ
制御においては進相コンデンサを分割投入した場
合、入力基本波力率を常に１に制御することがで
きない。
本発明は以上に鑑みてなされたもので、受電端
の進相コンデンサを分割して投入する無効電力制
御形サイクロコンバータ装置において、循環電流
指令値I0 ＊をF.B制御とF.F制御の循環電流指令
値I0b＊とI0a＊の和で与え、無効電力制御の制御
応答の向上と、進相コンデンサを分割投入しても
常に入力基本波力率を１に制御するようにした無
効電力制御形サイクロコンバータ装置を提供する
ことを目的とする。
の進相コンデンサを分割して投入する無効電力制
御形サイクロコンバータ装置において、循環電流
指令値I0 ＊をF.B制御とF.F制御の循環電流指令
値I0b＊とI0a＊の和で与え、無効電力制御の制御
応答の向上と、進相コンデンサを分割投入しても
常に入力基本波力率を１に制御するようにした無
効電力制御形サイクロコンバータ装置を提供する
ことを目的とする。
本発明は受電端の進相コンデンサを分割投入す
る無効電力制御形サイクロコンバータにおいて循
環電流指令値I0 ＊をF.B制御とF.F制御の循環電
流指令値I0b＊とI0a＊の和で与えるようにした無
効電力制御形サイクロコンバータ装置である。
る無効電力制御形サイクロコンバータにおいて循
環電流指令値I0 ＊をF.B制御とF.F制御の循環電
流指令値I0b＊とI0a＊の和で与えるようにした無
効電力制御形サイクロコンバータ装置である。
第１図は本発明の無効電力制御形サイクロコン
バータの実施例を示す。図においてCCはＵ，Ｖ，
Ｗの循環電流式サイクロコンバータ本体で
CONT−Ｕ，CONT−Ｖ，CONT−Ｗは負荷電
流制御回路及び循環電流制御回路でその構成及び
制御動作は従来例（第２図、第３図）と同じなの
で説明は省略する。
バータの実施例を示す。図においてCCはＵ，Ｖ，
Ｗの循環電流式サイクロコンバータ本体で
CONT−Ｕ，CONT−Ｖ，CONT−Ｗは負荷電
流制御回路及び循環電流制御回路でその構成及び
制御動作は従来例（第２図、第３図）と同じなの
で説明は省略する。
次に本発明に係わる回路構成及び制御動作につ
いて述べる。C1，C2，C3，C4は受電端に分割し
て設置した進相コンデンサ、SW1，SW2，SW3，
SW4は各進相コンデンサを投入するスイツチであ
る。
いて述べる。C1，C2，C3，C4は受電端に分割し
て設置した進相コンデンサ、SW1，SW2，SW3，
SW4は各進相コンデンサを投入するスイツチであ
る。
電流検出器CTs、電圧検出器PT、無効電力設
定器VR１及び比較器C5、制御補償回路Ｈ(s)は第
２図のF.B制御と同じ回路構成で、受電端の無効
電力Ｑを検出し、受電端の無力電力Ｑを零にする
ような循環電流指令値I0b＊を出力する。
定器VR１及び比較器C5、制御補償回路Ｈ(s)は第
２図のF.B制御と同じ回路構成で、受電端の無効
電力Ｑを検出し、受電端の無力電力Ｑを零にする
ような循環電流指令値I0b＊を出力する。
一方回路RIOは第３図のF.F制御と同様に位相
入力電圧V〓U，V〓V，V〓Wと負荷電流指令値IU ＊，
IV ＊，IW ＊の入力によつて演算される循環電流指
令値I0a＊を出力する。
入力電圧V〓U，V〓V，V〓Wと負荷電流指令値IU ＊，
IV ＊，IW ＊の入力によつて演算される循環電流指
令値I0a＊を出力する。
循環電流指令値I0a＊とI0b＊は比較器C6で比較
され、増幅器K5を介して循環電流指定値I0 ＊と
し、Ｕ，Ｖ，Ｗのサイクロコンバータに与えられ
る。
され、増幅器K5を介して循環電流指定値I0 ＊と
し、Ｕ，Ｖ，Ｗのサイクロコンバータに与えられ
る。
次に上記のような回路構成における無効電力の
制御動作について述べる。この場合第１図に示す
ように進相コンデンサの分割数は４分割でその容
量は同じとする。
制御動作について述べる。この場合第１図に示す
ように進相コンデンサの分割数は４分割でその容
量は同じとする。
はじめに負荷電流指令値IU ＊，IV ＊，IW ＊は零
としてIcap＊はあらかじめ定められた無効電力に
なるように循環電流指令値I0a＊を出力するよう
に与えておく。（すなわち進相コンデンサを全部
投入し、(5)式が満足する状態のときである。） この状態では循環電流指令演算回路RIOは(2)式
の演算の結果、I0a＊＝Icap／６の指令値を出力
する。この出力I0a＊は比較器C6及び増幅器K5を
介して循環電流指令値I0 ＊とし循環電流制御回路
に与えられる。よつて循環式サイクルコンバータ
に循環電流I0が流れ、受電端には遅れ無効電流
IREACTが流れる。この無効電流IREACTが流れること
によつて無効電力演算回路VARは遅れ無効電力
Ｑを検出する。（無効電力の符号は遅れの場合正
とし、進みの場合は負とする。）遅れ無効電力Ｑ
は比較器C5で指令値Ｑ＊と比較される。無効電
力設定値VRIはＱ＊＝０と設定されるために比較
器C5は−Ｑを出力し。制御補償回路Ｈ(s)を介し
て循環電流指令値−0b＊として、比較器C6に入力
し、前記I0a＊と比較される。循環電流指令値−
I0b＊は受電端の無効電力が零になるような値と
なる。従つてI0a＊と−I0b＊は互いに相殺して比
較器C6の出力は零となる。
としてIcap＊はあらかじめ定められた無効電力に
なるように循環電流指令値I0a＊を出力するよう
に与えておく。（すなわち進相コンデンサを全部
投入し、(5)式が満足する状態のときである。） この状態では循環電流指令演算回路RIOは(2)式
の演算の結果、I0a＊＝Icap／６の指令値を出力
する。この出力I0a＊は比較器C6及び増幅器K5を
介して循環電流指令値I0 ＊とし循環電流制御回路
に与えられる。よつて循環式サイクルコンバータ
に循環電流I0が流れ、受電端には遅れ無効電流
IREACTが流れる。この無効電流IREACTが流れること
によつて無効電力演算回路VARは遅れ無効電力
Ｑを検出する。（無効電力の符号は遅れの場合正
とし、進みの場合は負とする。）遅れ無効電力Ｑ
は比較器C5で指令値Ｑ＊と比較される。無効電
力設定値VRIはＱ＊＝０と設定されるために比較
器C5は−Ｑを出力し。制御補償回路Ｈ(s)を介し
て循環電流指令値−0b＊として、比較器C6に入力
し、前記I0a＊と比較される。循環電流指令値−
I0b＊は受電端の無効電力が零になるような値と
なる。従つてI0a＊と−I0b＊は互いに相殺して比
較器C6の出力は零となる。
よつて循環電流指令値I0 ＊も零となり、受電端
の無効電流IREACTは零になる。
の無効電流IREACTは零になる。
上記の状態で進相コンデンサC1を投入する。
受電端には進み無効電流Icap＝Icap1が流れ、進
み無効電力−△Ｑを検出し、その結果、循環電流
指令値は−I0a＊＋△I0a＊となる。従つて比較器
C6は△I0a＊を出力し、増幅器K5を介して、進み
無効電流Icap1を打ち消すような循環電流指令値
△I0 ＊が与えられるために受電端の無効電力は零
となり、入力基本波力率は１に制御できる。
受電端には進み無効電流Icap＝Icap1が流れ、進
み無効電力−△Ｑを検出し、その結果、循環電流
指令値は−I0a＊＋△I0a＊となる。従つて比較器
C6は△I0a＊を出力し、増幅器K5を介して、進み
無効電流Icap1を打ち消すような循環電流指令値
△I0 ＊が与えられるために受電端の無効電力は零
となり、入力基本波力率は１に制御できる。
以上のような制御動作をさせることによつて進
相コンデンサの分割数に関係なく、進相コンデン
サの投入毎に入力基本波力率を常に１に制御する
できる。
相コンデンサの分割数に関係なく、進相コンデン
サの投入毎に入力基本波力率を常に１に制御する
できる。
次に分割された進相コンデンサC1，C2，C3，
C4を投入完了し、負荷電流指令値IU ＊，IV ＊，IW
＊を与えた場合を考える。
C4を投入完了し、負荷電流指令値IU ＊，IV ＊，IW
＊を与えた場合を考える。
循環電流指令演算回路RIOは負荷電流指令値IU
＊，IV ＊，IW ＊と位相入力電圧V〓U，V〓V，V〓Wの
入力によつて(2)式の演算を行い、(5)式を満足する
ような循環電流指令値I0a＊を出力する。そのた
めに循環電流指令値I0 ＊は(5)式を満足する。I0a
＊が出力された瞬間は大きなI0 ＊が与えられる。
しかし、無効演算回路VARはそのために発生す
る無効電力Ｑを検出し、循環電流指令値I0 ＊をお
さえるような循環電流指令値I0b＊を出力し、そ
の指令値I0b＊は時間の経過とともに零になる。
従つて定常状態においては制御の動作の速い循環
電流指令値I0a＊によつて無効電力制御が行なわ
れる。
＊，IV ＊，IW ＊と位相入力電圧V〓U，V〓V，V〓Wの
入力によつて(2)式の演算を行い、(5)式を満足する
ような循環電流指令値I0a＊を出力する。そのた
めに循環電流指令値I0 ＊は(5)式を満足する。I0a
＊が出力された瞬間は大きなI0 ＊が与えられる。
しかし、無効演算回路VARはそのために発生す
る無効電力Ｑを検出し、循環電流指令値I0 ＊をお
さえるような循環電流指令値I0b＊を出力し、そ
の指令値I0b＊は時間の経過とともに零になる。
従つて定常状態においては制御の動作の速い循環
電流指令値I0a＊によつて無効電力制御が行なわ
れる。
以上のように本発明は受電端に進相コンデンサ
を分割して設置した無効制御形サイクロコンバー
タにおいて、無効電力制御にF.F制御とF.B制御
で得られる循環電流指令値I0a＊とI0b＊の和を循
環電流指令値I0 ＊として与えることによつて、分
割投入に関係なく常に入力基本波力率を１に制御
できる。又、定常状態においては、無効電力の制
御応答が速くできる無効電力制御形サイクロコン
バータ装置を提供することができる。
を分割して設置した無効制御形サイクロコンバー
タにおいて、無効電力制御にF.F制御とF.B制御
で得られる循環電流指令値I0a＊とI0b＊の和を循
環電流指令値I0 ＊として与えることによつて、分
割投入に関係なく常に入力基本波力率を１に制御
できる。又、定常状態においては、無効電力の制
御応答が速くできる無効電力制御形サイクロコン
バータ装置を提供することができる。
第１図は本発明の一実施例を示す無効電力制御
回路の構成図、第２図と第３図は従来のそれぞれ
異る無効電力制御形サイクロコンバータの構成
図、第４図は第３図における循環電流指令演算回
路の構成図である。 CC……サイクロコンバータ本体、SS−Ｐ……
正群コンバータ、SS−Ｎ……負群コンバータ、
L01，L02……直流リアクトル、LOAD……負荷、
TR……電源トランス、C1，C1〜C4……進相コン
デンサ、BUS……３相電線路、CTs…変流器、
PT……変成器、VAR……無効電力演算器、Ｈ(s)
……制御補償回路、C5，C6……比較器、K5……
増幅器、SW1〜SW4……スイツチ、CONT−Ｕ，
Ｖ，Ｗ……循環電流、負荷電流制御回路、RIO…
…循環電流指令演算回路。
回路の構成図、第２図と第３図は従来のそれぞれ
異る無効電力制御形サイクロコンバータの構成
図、第４図は第３図における循環電流指令演算回
路の構成図である。 CC……サイクロコンバータ本体、SS−Ｐ……
正群コンバータ、SS−Ｎ……負群コンバータ、
L01，L02……直流リアクトル、LOAD……負荷、
TR……電源トランス、C1，C1〜C4……進相コン
デンサ、BUS……３相電線路、CTs…変流器、
PT……変成器、VAR……無効電力演算器、Ｈ(s)
……制御補償回路、C5，C6……比較器、K5……
増幅器、SW1〜SW4……スイツチ、CONT−Ｕ，
Ｖ，Ｗ……循環電流、負荷電流制御回路、RIO…
…循環電流指令演算回路。
Claims (1)
- １ 負荷に可変電圧可変周波数の交流電力を供給
すると共に循環電流によつて遅れ無効電力を任意
に制御出来る無効電力制御形サイクロコンバータ
を分割された進相コンデンサと並列に運転して受
電端の力率を改善する無効電力制御形サイクロコ
ンバータ装置において、循環電流指令値I0 ＊を、
受電端の無効電力設定器の出力信号と受電端の無
効電力を検出する手段からの信号とに基づき循環
電流を制御するフイードバツク制御系と、前記サ
イクロコンバータの位相制御信号と負荷電流指令
値に基づき循環電流を制御するフイードフオワー
ド制御系のそれぞれの循環電流指令値I0b ＊とI0a
＊の和として与えるようにしたことを特徴とする
無効電力制御形サイクロコンバータ装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59184522A JPS6166566A (ja) | 1984-09-05 | 1984-09-05 | 無効電力制御形サイクロコンバ−タ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59184522A JPS6166566A (ja) | 1984-09-05 | 1984-09-05 | 無効電力制御形サイクロコンバ−タ装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6166566A JPS6166566A (ja) | 1986-04-05 |
| JPH0477550B2 true JPH0477550B2 (ja) | 1992-12-08 |
Family
ID=16154671
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59184522A Granted JPS6166566A (ja) | 1984-09-05 | 1984-09-05 | 無効電力制御形サイクロコンバ−タ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6166566A (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0746919B2 (ja) * | 1988-03-25 | 1995-05-17 | 株式会社東芝 | 高周波リンク変換装置 |
| JP4805186B2 (ja) * | 2007-02-26 | 2011-11-02 | 財団法人電力中央研究所 | 電力変換システムの制御方法並びにその制御方法を用いた電力変換システム |
-
1984
- 1984-09-05 JP JP59184522A patent/JPS6166566A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6166566A (ja) | 1986-04-05 |
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