JPS6399770A - 循環電流形サイクロコンバ−タの制御方法 - Google Patents
循環電流形サイクロコンバ−タの制御方法Info
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- 238000013459 approach Methods 0.000 description 1
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- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
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- H02M5/40—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc
- H02M5/42—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は交流電動機を駆動する循環電流形サイクロコン
バータの制御方法に関する。
バータの制御方法に関する。
サイクロコンバータは、交流久方電圧波形をつなぎ合わ
せて周波数の異なる交流電圧を出方する変換装置である
。特に、循環電流形サイクロコンバータは正側と負側の
サイリスタの通流期間の切換えを連続して行うことがで
きるため、出方電流波形が正弦波に近づく、低速回転で
問題となるトルクリプルの発生が少ない利点がある。そ
の反面、循環電流はすべて無効分となるために電源力率
が低下する欠点がある。
せて周波数の異なる交流電圧を出方する変換装置である
。特に、循環電流形サイクロコンバータは正側と負側の
サイリスタの通流期間の切換えを連続して行うことがで
きるため、出方電流波形が正弦波に近づく、低速回転で
問題となるトルクリプルの発生が少ない利点がある。そ
の反面、循環電流はすべて無効分となるために電源力率
が低下する欠点がある。
従来、このようなサイクロコンバータの無効電力を補償
する装置については、特公昭６０−５３５５２号に記載
される。ここに示された装置は各相のすイクロコンバー
タの循環電流を、出力電流の絶対値が大きい相の循環電
流は小さく、また出力電流の絶対値が小さい相の循環電
流は大きくなるように、各相のサイクロコンバータの循
環電流を配分して変換器の容量を大幅に増加させること
なく。
する装置については、特公昭６０−５３５５２号に記載
される。ここに示された装置は各相のすイクロコンバー
タの循環電流を、出力電流の絶対値が大きい相の循環電
流は小さく、また出力電流の絶対値が小さい相の循環電
流は大きくなるように、各相のサイクロコンバータの循
環電流を配分して変換器の容量を大幅に増加させること
なく。
無効電力を制御するようにしたものである。
上記従来技術は過負荷時の＠環電流制御方法について配
慮されておらず過負荷時には直流リアクトルの電圧降下
が増加し、サイクロコンバータの出力電圧が不足して負
荷である電動機のトルクリプルの原因となる問題があっ
た。
慮されておらず過負荷時には直流リアクトルの電圧降下
が増加し、サイクロコンバータの出力電圧が不足して負
荷である電動機のトルクリプルの原因となる問題があっ
た。
本発明の第１の目的は、過負荷時に電動機のトルクリプ
ルが発生することを防止できる循環電流形サイクロコン
バータの制御方法を提供することにある。
ルが発生することを防止できる循環電流形サイクロコン
バータの制御方法を提供することにある。
本発明の第２の目的は、定格負荷時の電源力率を改善す
ると共に、定格時及び過負荷時において負荷である電動
機のトルクリプルが発生することを防止できる循環電流
形サイクロコンバータの制御方法を提供することにある
。
ると共に、定格時及び過負荷時において負荷である電動
機のトルクリプルが発生することを防止できる循環電流
形サイクロコンバータの制御方法を提供することにある
。
本発明は直流リアクトルを介して正側変換器と負側変換
器とが逆並列に接続されて所定周波数の交流電力を負荷
装置に供給する循環電流形サイクロコンバータの制御方
法において、負荷装置に流れる負荷電流が過負荷電流で
ある場合には、負荷電流の最大値と負荷電流との差分に
比例した循環電流を流すようにする。
器とが逆並列に接続されて所定周波数の交流電力を負荷
装置に供給する循環電流形サイクロコンバータの制御方
法において、負荷装置に流れる負荷電流が過負荷電流で
ある場合には、負荷電流の最大値と負荷電流との差分に
比例した循環電流を流すようにする。
また、定格負荷時には循環電流を一定値とするようにす
る。
る。
直流リアクトルの電圧降下は負荷電流の大きさに比例す
るので、過負荷時には循環電流を負荷電流の最大値と負
荷電流との差分に比例して流すことにより、直流リアク
トルに流れる電流はほぼ直流となるので、直流リアクト
ルの電圧降下をほぼ０とすることができる。その結果、
過負荷時にも循環電流形サイクロコンバータの出力電圧
不足が防止でき、負荷である電動機のトルクリプルの発
生を防止できる。この効果は循環電流形サイクロコンバ
ータの出力周波数が高い時に顕微である。
るので、過負荷時には循環電流を負荷電流の最大値と負
荷電流との差分に比例して流すことにより、直流リアク
トルに流れる電流はほぼ直流となるので、直流リアクト
ルの電圧降下をほぼ０とすることができる。その結果、
過負荷時にも循環電流形サイクロコンバータの出力電圧
不足が防止でき、負荷である電動機のトルクリプルの発
生を防止できる。この効果は循環電流形サイクロコンバ
ータの出力周波数が高い時に顕微である。
また、定格負荷時には循環電流を一定値とすることによ
り、循環電流を充分小さくできるので、電源の入力無効
分を低減することができる。その結果、定格負荷時の電
源力率を改善することができる。
り、循環電流を充分小さくできるので、電源の入力無効
分を低減することができる。その結果、定格負荷時の電
源力率を改善することができる。
電源力率の改善には循環電流の低減が有効であるが、循
環電流を断続させると出力電圧波形が歪み、出力電流（
負荷電流）が歪みトルクリプルの原因となる。したがっ
て、循環電流を一定値とするのが良い。しかし、その反
面、直流リアクトルの電圧降下は特に出力周波数が高く
、また過負荷時において大きくなる。
環電流を断続させると出力電圧波形が歪み、出力電流（
負荷電流）が歪みトルクリプルの原因となる。したがっ
て、循環電流を一定値とするのが良い。しかし、その反
面、直流リアクトルの電圧降下は特に出力周波数が高く
、また過負荷時において大きくなる。
そこで、定格負荷時には循環電流をほぼ一定値とし、過
負荷時には直流リアクトルの電圧降下を低減するような
波形の循環電流を流す。それによって、定格負荷時の電
源力率を低下させることなく、過負荷時の直流リアクト
ルの電圧降下を防止することができる。
負荷時には直流リアクトルの電圧降下を低減するような
波形の循環電流を流す。それによって、定格負荷時の電
源力率を低下させることなく、過負荷時の直流リアクト
ルの電圧降下を防止することができる。
次に１本発明に係る実施例を図面に基づいて説明する。
簗工失鹿勇
第１図に本発明の一実施例を示す。
第１図において、循環電流形サイクロコンバータ本体は
正側変換器２．負側変換器３および中間タップ付直流リ
アクトル４から構成される。正側および負側変換器２，
３は電源トランス１に接続されている。５は負荷抵抗、
６はインダクタンスである。負荷は直流リアクトル４の
中間タップに接続されている。正側、負側変換器２，３
の出力電圧指令は位相制御回路７から与えられる。加算
器８は負荷電流指令ｉＬ＊と負荷電流検出器９の検出値
ｉＬの偏差ΔｉＬｓを出力する。負荷電流調節器１０は
その偏差ΔｉＬ傘に応じて負荷に必要な電圧の指令信号
ＶＬ＊を出力する。加算器１１は循環電流指令演算回路
１２の出力信号ｉｏ＊と循環電流検出器１３の検出信号
ｉｏの偏差Δｉｏ拳を出力する。循環電流調節器１４は
その偏差Δｉｏ＊に応じて正側変換器２と負側変換器３
との出力差電圧信号Ｖ（］”を出力する６循環電流検出
器１３は正側変換器２の出力電流検出器１５の検出信号
ｉＰ、負側変換器３の出力電流検出器１６の検出信号ｉ
Ｎおよび負荷電流検出器９の検出値ｉＬによって次の演
算を行い循環電流ｉｏを検出する。
正側変換器２．負側変換器３および中間タップ付直流リ
アクトル４から構成される。正側および負側変換器２，
３は電源トランス１に接続されている。５は負荷抵抗、
６はインダクタンスである。負荷は直流リアクトル４の
中間タップに接続されている。正側、負側変換器２，３
の出力電圧指令は位相制御回路７から与えられる。加算
器８は負荷電流指令ｉＬ＊と負荷電流検出器９の検出値
ｉＬの偏差ΔｉＬｓを出力する。負荷電流調節器１０は
その偏差ΔｉＬ傘に応じて負荷に必要な電圧の指令信号
ＶＬ＊を出力する。加算器１１は循環電流指令演算回路
１２の出力信号ｉｏ＊と循環電流検出器１３の検出信号
ｉｏの偏差Δｉｏ拳を出力する。循環電流調節器１４は
その偏差Δｉｏ＊に応じて正側変換器２と負側変換器３
との出力差電圧信号Ｖ（］”を出力する６循環電流検出
器１３は正側変換器２の出力電流検出器１５の検出信号
ｉＰ、負側変換器３の出力電流検出器１６の検出信号ｉ
Ｎおよび負荷電流検出器９の検出値ｉＬによって次の演
算を行い循環電流ｉｏを検出する。
ｉｏ＝ （ｉｐ＋ｉＮ−１ｉｉ、ｌ ）
−（１）補償回路１７は負荷電流ｉしと循環電流ｉｏが
直流リアクトル４を介して結合することにより生じる負
荷電流ｉしによる干渉成分を、予め演算して補償するも
のである。その構成は負荷電流ｉしの極性検出器１８と
その出力信号を負荷電圧指令ｖＬ−に乗算するための乗
算器１９と負荷電流ｉＬの絶対値回路２０と係数器２１
．２２および加算器２３．２４からなる。加算器２３は
循環電流調節器１４の出力信号ｖｏψと係数器２１の出
力信号を加算する。加算器２４は加算器２３の出力信号
と係数器２２の出力信号を加算して新しい出力差電圧信
号ｖｏ１１＊を出力する。係数器２１．２２の大きさｇ
ｌ＋ｇ２は次式で与えられる。
−（１）補償回路１７は負荷電流ｉしと循環電流ｉｏが
直流リアクトル４を介して結合することにより生じる負
荷電流ｉしによる干渉成分を、予め演算して補償するも
のである。その構成は負荷電流ｉしの極性検出器１８と
その出力信号を負荷電圧指令ｖＬ−に乗算するための乗
算器１９と負荷電流ｉＬの絶対値回路２０と係数器２１
．２２および加算器２３．２４からなる。加算器２３は
循環電流調節器１４の出力信号ｖｏψと係数器２１の出
力信号を加算する。加算器２４は加算器２３の出力信号
と係数器２２の出力信号を加算して新しい出力差電圧信
号ｖｏ１１＊を出力する。係数器２１．２２の大きさｇ
ｌ＋ｇ２は次式で与えられる。
ここに、Ｌ、Ｍは直流リアクトル４の自己、相互インダ
クタンス、ｒは直流リアクトルの抵抗。
クタンス、ｒは直流リアクトルの抵抗。
ＲＬ ｒ ＬＬは負荷の抵抗、インダクタンス、 ＫＰ
は変換器のゲインである。
は変換器のゲインである。
係数器２１，２２、のゲインを（２）、 （３）式で与
えることにより、各々の出力信号は負荷電流ｉしによる
直流リアクトル４のリアクタンス電圧および直流リアク
トルの抵抗電圧降下成分を与える。
えることにより、各々の出力信号は負荷電流ｉしによる
直流リアクトル４のリアクタンス電圧および直流リアク
トルの抵抗電圧降下成分を与える。
このようにして、負荷電流ｉしによる干渉成分を打ち消
し、循環電流ｉｏを負荷電流ｉＬの大きさに対して任意
の大きさに制御することができる。
し、循環電流ｉｏを負荷電流ｉＬの大きさに対して任意
の大きさに制御することができる。
位相制御回路７の入力信号は加算器２５．２６から作ら
れる。加算器２５は負荷電流調節器１０の出力信号ＶＬ
Ｉと加算器２４の出力信号ｙ □ ＊ １１ を加算し
て正側変換器２の出力電圧指令信号ｖＰ＊を出力する。
れる。加算器２５は負荷電流調節器１０の出力信号ＶＬ
Ｉと加算器２４の出力信号ｙ □ ＊ １１ を加算し
て正側変換器２の出力電圧指令信号ｖＰ＊を出力する。
加算器２６は反転増幅器２７の出力信号−ＶＬＩと加算
器２４の出力信号Ｖ Ｏｊｌ ＊を加算して負側変換器
３の出力電圧指令信号ＶＮ傘を出力する。
器２４の出力信号Ｖ Ｏｊｌ ＊を加算して負側変換器
３の出力電圧指令信号ＶＮ傘を出力する。
次に本発明に関係する循環電流指令演算回路１２の構成
と動作を説明する６循環電流指令演算回路１２は負荷電
流ｉｔ、の絶対値回路２８と負荷電流ｉＬの最大値ＩＬ
Ｍの大きさに応じて０〜１／２を出力する関数発生器２
９と乗算器３０および加算器３１．３２から構成される
。加算器３１は負荷電流ｉしの最大値ｒｔ、Ｍと絶対値
回路２８の出力信号−１１Ｌｌ を加算する。乗算器
３０は負荷電流ｉしの最大値ＩＬＭの大きさに応じて直
流リアクトル４の電圧降下を低減するためのもので、加
算器３１の出力信号（ＩＬＭ −１１Ｌｌ）と関数発生
器２９の出力信号（０−１／２の大きさを出力）を乗算
する。加算器３２は循環電流指令信号Ｉｏ傘（一定値）
と乗算器３０の出力信号を加算して循環電流指令信号ｉ
ｏ＊を出力する。
と動作を説明する６循環電流指令演算回路１２は負荷電
流ｉｔ、の絶対値回路２８と負荷電流ｉＬの最大値ＩＬ
Ｍの大きさに応じて０〜１／２を出力する関数発生器２
９と乗算器３０および加算器３１．３２から構成される
。加算器３１は負荷電流ｉしの最大値ｒｔ、Ｍと絶対値
回路２８の出力信号−１１Ｌｌ を加算する。乗算器
３０は負荷電流ｉしの最大値ＩＬＭの大きさに応じて直
流リアクトル４の電圧降下を低減するためのもので、加
算器３１の出力信号（ＩＬＭ −１１Ｌｌ）と関数発生
器２９の出力信号（０−１／２の大きさを出力）を乗算
する。加算器３２は循環電流指令信号Ｉｏ傘（一定値）
と乗算器３０の出力信号を加算して循環電流指令信号ｉ
ｏ＊を出力する。
次にその動作を述べる。
正側変換器２．負側変換器３の出力゛電圧をＶ Ｐ Ｈ
ＶＮ、出力電流をｉｐ 、ｉＮ、負荷の端子電圧をＶＬ
、負荷電流をＩＬ＋直流リアクトル４の抵抗をｒ、自
己インダクタンスをＬおよび相互インダクタンスをＭと
すると、電圧方程式は次のように表わせる。電圧、電流
の方向は図示の方向をプラスとする。
ＶＮ、出力電流をｉｐ 、ｉＮ、負荷の端子電圧をＶＬ
、負荷電流をＩＬ＋直流リアクトル４の抵抗をｒ、自
己インダクタンスをＬおよび相互インダクタンスをＭと
すると、電圧方程式は次のように表わせる。電圧、電流
の方向は図示の方向をプラスとする。
ｖｐ＝（ｒ ＋ ｐ Ｌ）ｉ ｐ ＋ ｐ Ｍ ｉｓ＋
ＶＬ −（４）ＶＮ： −Ｐ Ｍ ｉ Ｐ−（ｒ
＋ ｐ Ｌ）ｉＮ＋ ＶＬ ・＝（５）ＶＬ：（ＲＬ十
Ｐ ＬＬ）ｉし −（６）こ
こに、ｐ＝ｄ／ｄ ｔである。
ＶＬ −（４）ＶＮ： −Ｐ Ｍ ｉ Ｐ−（ｒ
＋ ｐ Ｌ）ｉＮ＋ ＶＬ ・＝（５）ＶＬ：（ＲＬ十
Ｐ ＬＬ）ｉし −（６）こ
こに、ｐ＝ｄ／ｄ ｔである。
また、出力電流ｉｐ ｒ ｉＮは負荷電流ｉＬの極性に
対して次式で表わされる。
対して次式で表わされる。
ｉＬ≧Ｏの場合
１ｐ＝ｉＬ＋ｉｏ、１Ｎ＝ｉｏ ＝−（７
）ｉｉ、＜Ｏの場合 １ｐ＝ｉｏ、 １Ｎ＝−ｉし＋ｉｏ
−（８）従って、（７）、 （８）式より次式の関係
が得られる。
）ｉｉ、＜Ｏの場合 １ｐ＝ｉｏ、 １Ｎ＝−ｉし＋ｉｏ
−（８）従って、（７）、 （８）式より次式の関係
が得られる。
１Ｐ−ＩＮ”ＩＬ ・・（９
）ｉｐ＋ ｉＮ＝ Ｉ ｉＬｌ ＋２ ｉｏ
−（１０）（４）、 （５）式より、直流リア
クトル４の両端の電圧降下はＶＰ−ＶＮで表わされ、次
式となる。
）ｉｐ＋ ｉＮ＝ Ｉ ｉＬｌ ＋２ ｉｏ
−（１０）（４）、 （５）式より、直流リア
クトル４の両端の電圧降下はＶＰ−ＶＮで表わされ、次
式となる。
ｙｐ−ｖＨ＝ （ｒ＋ｐ（Ｌ＋Ｍ））（ｉｐ＋１Ｎ）＝
、Ｃｒ＋ｐ（Ｌ＋Ｍ））（ｌｉＬｌ＋２ｉｏ）・・・
ω） 直流リアクトル４の抵抗ｒは充分小さいので無視でき、
ω）式は次式となる。
、Ｃｒ＋ｐ（Ｌ＋Ｍ））（ｌｉＬｌ＋２ｉｏ）・・・
ω） 直流リアクトル４の抵抗ｒは充分小さいので無視でき、
ω）式は次式となる。
ｖｐ −ＶＮ： Ｐ （Ｌ ＋Ｍ）（ｌ ｉ Ｌ＋＋
２ ｉｏ） −（１２）（１２）式より、直流リアクト
ル４の電圧降下は負荷電流ｉＬの大きさと、出力角周波
数ωに比例して増加することがわかる。すなわち、出力
角周波数ωが高くて過負荷時には直流リアクトル４の電
圧降下が、電源変圧器１の出力電圧に占める割合が大き
くなり、負荷に供給できる電圧が不足する。
２ ｉｏ） −（１２）（１２）式より、直流リアクト
ル４の電圧降下は負荷電流ｉＬの大きさと、出力角周波
数ωに比例して増加することがわかる。すなわち、出力
角周波数ωが高くて過負荷時には直流リアクトル４の電
圧降下が、電源変圧器１の出力電圧に占める割合が大き
くなり、負荷に供給できる電圧が不足する。
そこで、従来は電源変圧器１の出力電圧を上げていたが
、このようにすると定格負荷時にはその電源電圧の上昇
に伴ってサイクロコンバータの無効分が増加するため、
電源力率が低下するものであった。これに対して、本発
明では、負荷状態に応じて循環電流ｉｏの大きさを連続
的に変えて、その大きさをＩｏ拳〜■ｏ傘＋（ＩＬＭ
−１ｉｂｌ ） ／ ２とするようにしたものである。
、このようにすると定格負荷時にはその電源電圧の上昇
に伴ってサイクロコンバータの無効分が増加するため、
電源力率が低下するものであった。これに対して、本発
明では、負荷状態に応じて循環電流ｉｏの大きさを連続
的に変えて、その大きさをＩｏ拳〜■ｏ傘＋（ＩＬＭ
−１ｉｂｌ ） ／ ２とするようにしたものである。
すなわち、最大過負荷時には、（１２）式より直流リア
クトルの電圧降下をＯとした。
クトルの電圧降下をＯとした。
ｖｐ−ｖＮ＝ｐ（Ｌ＋Ｍ）（ｌｉＬｌ＋ＩＬＨ｜ｉＬ｜
＋２Ｉｏす ” Ｐ （Ｌ ＋ Ｍ）（Ｉ ＬＭ＋ ２ Ｉ
ｏ牟）＝０ ・・・（１３）こ
れにより、軽負荷時には循環電流指令信号１ｏ傘を充分
小さく制御して電源力率の改善を行うと共に、最大過負
荷時には直流リアクトル４の電圧降下がＯとなるように
循環電流ｉｏを負荷電流の最大値ＩＬＭに応じて連続的
に変え、電源変圧器１の出力電圧を上昇せずに負荷に充
分な電圧を供給することができる。
＋２Ｉｏす ” Ｐ （Ｌ ＋ Ｍ）（Ｉ ＬＭ＋ ２ Ｉ
ｏ牟）＝０ ・・・（１３）こ
れにより、軽負荷時には循環電流指令信号１ｏ傘を充分
小さく制御して電源力率の改善を行うと共に、最大過負
荷時には直流リアクトル４の電圧降下がＯとなるように
循環電流ｉｏを負荷電流の最大値ＩＬＭに応じて連続的
に変え、電源変圧器１の出力電圧を上昇せずに負荷に充
分な電圧を供給することができる。
第２図は本発明による最大過負荷時の循環電流パターン
と直流リアクトル４の電圧降下の動作説明図である。こ
れより、直流リアクトル４の負荷電流ｉしによる電圧降
下ｐ（Ｌ＋Ｍ）ｌ ｉｂｌ は、図示のような波形の
循環電流ｉｏを流すことによって直流リアクトルを流れ
る電流（ｌ ｉシｌ＋ ２ ｉｏ）が直流となり、相殺
される。その結果、直流リアクトル４の電圧降下ｐ （
Ｌ＋Ｍ）（Ｉ ｉｔ、 ！ ＋ ２ ｉｏ）はＯとなる
ことがわかる。
と直流リアクトル４の電圧降下の動作説明図である。こ
れより、直流リアクトル４の負荷電流ｉしによる電圧降
下ｐ（Ｌ＋Ｍ）ｌ ｉｂｌ は、図示のような波形の
循環電流ｉｏを流すことによって直流リアクトルを流れ
る電流（ｌ ｉシｌ＋ ２ ｉｏ）が直流となり、相殺
される。その結果、直流リアクトル４の電圧降下ｐ （
Ｌ＋Ｍ）（Ｉ ｉｔ、 ！ ＋ ２ ｉｏ）はＯとなる
ことがわかる。
第１図の実施例によれば、定格負荷時の電源力率を改善
することができると共に、過負荷時にも負荷に充分な電
圧を供給することができる。
することができると共に、過負荷時にも負荷に充分な電
圧を供給することができる。
１又１１且
第３図は本発明の第２の実施例である。第１図と同一要
素には同じ符号を付しているので説明を省略する。
素には同じ符号を付しているので説明を省略する。
第１図と異なる点は、循環電流指令演算回路１２におい
て、関数発生器２９の入力を出力角周波数ωとした点で
ある。直流リアクトル４の電圧降下は負荷電流ｉＬの大
きさとサイクロコンバータの出力角周波数ωに比例する
ことから、本実施例のように出力角周波数ωに対して、
循環電流ｉｏの大きさを変化させても、第１図の実施例
と同様の効果を得ることができる。
て、関数発生器２９の入力を出力角周波数ωとした点で
ある。直流リアクトル４の電圧降下は負荷電流ｉＬの大
きさとサイクロコンバータの出力角周波数ωに比例する
ことから、本実施例のように出力角周波数ωに対して、
循環電流ｉｏの大きさを変化させても、第１図の実施例
と同様の効果を得ることができる。
この場合の過負荷時の循環電流指令値ｉｏ＊ｌよｉ０＊
＝Ｉ０申＋（ＩＬＭ −１ｉｂｌ ）・ｆ （ω）＝４
１４）ただし、０≦ｆ（ω）≦１／２ で与えられる。
＝Ｉ０申＋（ＩＬＭ −１ｉｂｌ ）・ｆ （ω）＝４
１４）ただし、０≦ｆ（ω）≦１／２ で与えられる。
男」」Ｕ１佐
第４図は本発明の第３の実施例である。第１図と同一要
素には同じ符号を付しているので説明を省略する。
素には同じ符号を付しているので説明を省略する。
第１図と異なる点は循環電流指令演算回路１２において
、関数発生器２９の入力を負荷電流の最大値ＩＬＭと出
力角周波数ωの積とした点である。
、関数発生器２９の入力を負荷電流の最大値ＩＬＭと出
力角周波数ωの積とした点である。
すなわち、 （１２）式より、直流リアクトルの電圧降
下は負荷電流ｉしの絶対値の微分に比例することから、
直流リアクトル４の電圧降下の大きさは。
下は負荷電流ｉしの絶対値の微分に比例することから、
直流リアクトル４の電圧降下の大きさは。
負荷電流り、の最大値ＩＬＭとサイクロコンバータの出
力角周波数ωの積に比例する。そこで、両者の積１しｓ
・ωに対して関数発生器２９の出力をＯ〜１／２まで変
化させるようにしたものである。
力角周波数ωの積に比例する。そこで、両者の積１しｓ
・ωに対して関数発生器２９の出力をＯ〜１／２まで変
化させるようにしたものである。
この場合の過負荷時における循環電流指令値ｉｏ傘は
ｉｏ傘＝ ＩＯψ＋（ＩＬＭ−１ｉ Ｌ ｌ ）１
ｆ （Ｉ Ｌ＋ ０ ω）・・・（１５） ただし、Ｏ≦ｆ（ＬＬｑ・ω）≦１／２で与えられる。
ｆ （Ｉ Ｌ＋ ０ ω）・・・（１５） ただし、Ｏ≦ｆ（ＬＬｑ・ω）≦１／２で与えられる。
本実施例によれば、出力角周波数ωの低い領域では過負
荷時においても循環電流をほぼ一定値とすることができ
、電源力率を第１図の実施例に比べ広い範囲まで改善す
ることができる。
荷時においても循環電流をほぼ一定値とすることができ
、電源力率を第１図の実施例に比べ広い範囲まで改善す
ることができる。
第４実施例
第５図は本発明の第４の実施例である。第４図と同一要
素には同じ符号を付しているので説明を？ｆ脇する。
素には同じ符号を付しているので説明を？ｆ脇する。
第４図と異なる点は、絶対値回路２８の入力を負荷電流
指令信号ｉＬ＊とした点である。通常、負荷電流調節器
１０および循環電流調節器１４はＰ−１（比例・積分動
作）で構成される。そのため、サイクロコンバータの出
力角周波数ωが高くなる程、指令信号と実際値に位相差
を生じる場合がある。先に説明した第２図に示した例は
循環電流調節器１４の位相遅れが充分小さい場合であり
、位相遅れが大きい場合には、直流リアクトル４の電圧
降下を充分小さく制御できない場合が生じる。
指令信号ｉＬ＊とした点である。通常、負荷電流調節器
１０および循環電流調節器１４はＰ−１（比例・積分動
作）で構成される。そのため、サイクロコンバータの出
力角周波数ωが高くなる程、指令信号と実際値に位相差
を生じる場合がある。先に説明した第２図に示した例は
循環電流調節器１４の位相遅れが充分小さい場合であり
、位相遅れが大きい場合には、直流リアクトル４の電圧
降下を充分小さく制御できない場合が生じる。
そこで、負荷電流検出器９の検出値ｉＬに比べ位相が進
んでいるその指令値ｉＬ孝を用いるようにした。こ九に
より、循環電流調節器Ｊ４の３九に伴う直流リアクトル
の電圧降下の変動を防止することができる。
んでいるその指令値ｉＬ孝を用いるようにした。こ九に
より、循環電流調節器Ｊ４の３九に伴う直流リアクトル
の電圧降下の変動を防止することができる。
この場合の過負荷時における循環電流指令値ｉｏネは、
ｉｏ傘＝ＩＯ＊＋（ＩＬＭ ｌｉ＋、ＩＪ ＩＬ
ｆ −（１６）ただし、０≦ｆ≦１／２ で与えられる。
ｆ −（１６）ただし、０≦ｆ≦１／２ で与えられる。
第ｍ升
第６図は本発明の第５の実施例である。第１〜第４実施
例においては、負荷電流が定格値以下の場合は循環電流
を一定に保持する場合を説明した。
例においては、負荷電流が定格値以下の場合は循環電流
を一定に保持する場合を説明した。
第５実施例が第１〜第４実施例と異なる点は、負荷電流
が定格値以下の場合には循環電流形サイクロコンバータ
の正側変換器２と負側変換器３の切換え時にだけ循環電
流を部分的に流すようにしたことである。
が定格値以下の場合には循環電流形サイクロコンバータ
の正側変換器２と負側変換器３の切換え時にだけ循環電
流を部分的に流すようにしたことである。
すなわち、循環電流指令演算回路１２は負荷電流ｉＬの
絶対値回路２８と負荷電流ｉＬの最大値Ｉ＋、＋に応じ
てＯ〜１を出力する関数発生器２９と乗算器３０と加算
器３１と比例ゲイン３４及び正の値のみを通過させる極
性判別器３５から構成される。乗算器３０は負荷電流ｉ
しの最大値ＩＬＭと関数発生器２９の出力信号（０〜１
の大きさを出力）を乗算する。加算器３１は乗算器３０
の出力信号から絶対値回路２８の出力信号１ｉしｌ
を減算する。比例ゲイン３４は加算器３１の出方信号の
−を出力し、極性判別器３５において正の値のみを通過
させて循環電流指令値ｉｏ参を出力する。
絶対値回路２８と負荷電流ｉＬの最大値Ｉ＋、＋に応じ
てＯ〜１を出力する関数発生器２９と乗算器３０と加算
器３１と比例ゲイン３４及び正の値のみを通過させる極
性判別器３５から構成される。乗算器３０は負荷電流ｉ
しの最大値ＩＬＭと関数発生器２９の出力信号（０〜１
の大きさを出力）を乗算する。加算器３１は乗算器３０
の出力信号から絶対値回路２８の出力信号１ｉしｌ
を減算する。比例ゲイン３４は加算器３１の出方信号の
−を出力し、極性判別器３５において正の値のみを通過
させて循環電流指令値ｉｏ参を出力する。
この場合の循環電流指令値ｉｏ−は、比例ゲイン３４の
出力信号の極性に対して正の場合にはｉｏ＊＝−（Ｉ
しｓ −ｆ（Ｉ Ｌｓ） ＩｉＬ＋） ・＝
（１７）負の場合には ｉｏ＊＝ｏ ・・・（１８
）ただし、Ｏ＜ｆ（ＩＬＨ）≦１ で与えられる。
出力信号の極性に対して正の場合にはｉｏ＊＝−（Ｉ
しｓ −ｆ（Ｉ Ｌｓ） ＩｉＬ＋） ・＝
（１７）負の場合には ｉｏ＊＝ｏ ・・・（１８
）ただし、Ｏ＜ｆ（ＩＬＨ）≦１ で与えられる。
このようにすると、正側変換器２と負側変換器３の切換
え時に、軽負荷時から過負荷時まで連続して循環電流波
形を凸形に与えることができ、第７図に示すように＠環
電流は正側変換器２と負側変換器３が切換わる時点を中
心として凸形に流すことができる。
え時に、軽負荷時から過負荷時まで連続して循環電流波
形を凸形に与えることができ、第７図に示すように＠環
電流は正側変換器２と負側変換器３が切換わる時点を中
心として凸形に流すことができる。
本実施例によれば、軽負荷時においても直流リアクトル
に発生する電圧降下を抑制でき、循環電流部も部分的に
しか流さないため、電源力率を改善することができ、電
源変圧器の容量を小型化することができる。
に発生する電圧降下を抑制でき、循環電流部も部分的に
しか流さないため、電源力率を改善することができ、電
源変圧器の容量を小型化することができる。
なお、上述の各実施例においては動作説明を解り易くす
るため単相のアクログ回路で説明したが、三相回路およ
びマイクロプロセッサを用いたディジタル制御ユニット
に対しても本発明を適用できることは明らかである。
るため単相のアクログ回路で説明したが、三相回路およ
びマイクロプロセッサを用いたディジタル制御ユニット
に対しても本発明を適用できることは明らかである。
以上述べたように、本発明によれば、定格負荷時の電源
力率を枚重することができると共に、過負荷時に直流リ
アクトルの電圧降下を防止することができるので、′：
！源変圧変圧器量を小型化することができる。
力率を枚重することができると共に、過負荷時に直流リ
アクトルの電圧降下を防止することができるので、′：
！源変圧変圧器量を小型化することができる。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １、直流リアクトルを介して正側変換器と負側変換器と
が逆並列に接続されて所定周波数の交流電力を負荷装置
に供給する循環電流形サイクロコンバータの制御方法に
おいて、前記負荷電流が過負荷電流である場合には前記
直流リアクトルに生じる電圧降下を相殺する循環電流を
流すことを特徴とする循環電流形サイクロコンバータの
制御方法。 ２、特許請求の範囲第１項記載の制御方法において、前
記定格時の循環電流を（Ｉ＿０＊）、負荷電流（ｉ＿Ｌ
）の最大値を（Ｉ＿Ｌ＿Ｍ）、負荷電流（ｉ＿Ｌ）の絶
対値を（｜ｉ＿Ｌ｜）とするとき、過負荷時の循環電流
指令値（ｉ＿０＊）を前記負荷電流の最大値（Ｉ＿Ｌ＿
Ｍ）に応じて ｉ＿０＊＝Ｉ＿０＊＋（Ｉ＿Ｌ＿Ｍ−｜ｉ＿Ｌ｜）・ｆ
（Ｉ＿Ｌ＿Ｍ）ただし、０≦ｆ（Ｉ＿Ｌ＿Ｍ）≦１／２ として与えることを特徴とする循環電流形サイクロコン
バータの制御方法。 ３、特許請求の範囲第１項記載の制御方法において、前
記定格時の循環電流を（Ｉ＿０＊）、負荷電流（ｉ＿Ｌ
）の最大値を（ｉ＿Ｌ＿Ｍ）、負荷電流（ｉ＿Ｌ）の絶
対値を（｜ｉ＿Ｌ｜）とするとき、過負荷時の循環電流
指令値（ｉ＿０＊）を前記サイクロコンバータの出力角
周波数（ω）に応じてｉ＿０＊＝Ｉ＿０＊＋（Ｉ＿Ｌ＿
Ｍ−｜ｉ＿Ｌ｜）・ｆ（ω）ただし、０＜ｆ（ω）≦１
／２ ４、特許請求の範囲第１項記載の制御方法において、前
記定格時の循環電流を（ｉ＿０＊）、負荷電流（ｉ＿Ｌ
）の最大値を（Ｉ＿Ｌ＿Ｋ）、負荷電流（ｉ＿Ｌ）の絶
対値を（｜ｉ＿Ｌ｜）とするとき、過負荷時の循環電流
指令値（ｉ＿０＊）を前記負荷電流の最大値（Ｉ＿Ｌ＿
Ｍ）と前記サイクロコンバータの出力角周波数（ω）と
の積（Ｉ＿Ｌ＿Ｍ・ω）の大きさに応じて ｉ＿０＊＝Ｉ＿０＊＋（Ｉ＿Ｌ＿Ｍ−｜ｉ＿Ｌ｜）・ｆ
（Ｉ＿Ｌ＿Ｈ・ω）ただし、０≦ｆ（Ｉ＿Ｌ＿Ｍ・ω）
≦１／２として与えることを特徴とする循環電流形サイ
クロコンバータの制御方法。 ５、特許請求の範囲第１項、第２項、第３項または第４
項記載の制御方法において、定格時の循環電流を（Ｉ＿
０＊）、負荷電流（ｉ＿Ｌ）の最大値を（Ｉ＿Ｌ＿Ｍ）
、負荷電流の指令値（ｉ＿Ｌ＊）の絶対値を（｜ｉ＿Ｌ
＊｜）とするとき、過負荷時の循環電流指令値（ｉ＿Ｌ
＊）を ｉ＿０＊＝Ｉ＿０＊＋（Ｉ＿Ｌ＿Ｍ−｜ｉ＿Ｌ＊｜）・
ｆただし、０≦ｆ≦１／２ として与えることを特徴とする循環電流形サイクロコン
バータの制御方法。 ６、直流リアクトルを介して正側変換器と負側変換器と
が逆並列に接続されて所定周波数の交流電力を負荷装置
に供給する循環電流形サイクロコンバータの制御方法に
おいて、 前記負荷装置に流れる負荷電流が定格値の場合は前記正
負変換器相互間を流れる循環電流を一定に保持し、 前記負荷電流が過負荷電流である場合には前記直流リア
クトルに生じる電圧降下を相殺する循環電流を流すこと
を特徴とする循環電流形サイクロコンバータの制御方法
。 ７、特許請求の範囲第６項記載の制御方法において、前
記定格時の循環電流を（Ｉ＿０＊）、負荷電流（ｉ＿Ｌ
）の最大値を（Ｉ＿Ｌ＿Ｍ）、負荷電流（ｉ＿Ｌ）の絶
対値を（｜ｉ＿Ｌ｜）とするとき、過負荷時の循環電流
指令値（ｉ＿０＊）を前記負荷電流の最大値（Ｉ＿Ｌ＿
Ｍ）に応じて ｉ＿０＊＝Ｉ＿０＊＋（Ｉ＿Ｌ＿Ｍ−｜ｉ＿Ｌ｜）・ｆ
（Ｉ＿Ｌ＿Ｍ）ただし、０≦ｆ（Ｉ＿Ｌ＿Ｍ）≦１／２ として与えることを特徴とする循環電流形サイクロコン
バータの制御方法。 ８、特許請求の範囲第６項記載の制御方法において、前
記定格時の循環電流を（Ｉ＿０＊）、負荷電流（ｉ＿Ｌ
）の最大値を（Ｉ＿Ｌ＿Ｍ）、負荷電流（ｉ＿Ｌ）の絶
対値を（｜ｉ＿Ｌ｜）とするとき、過負荷時の循環電流
指令値（ｉ＿０＊）を前記サイクロコンバータの出力角
周波数（ω）に応じてｉ＿０＊＝Ｉ＿０＊＋（Ｉ＿Ｌ＿
Ｍ−｜ｉ＿Ｌ｜）・ｆ（ω）ただし、０＜ｆ（ω）≦１
／２ ９、特許請求の範囲第６項記載の制御方法において、前
記定格時の循環電流を（Ｉ＿０＊）、負荷電流（ｉ＿Ｌ
）の最大値を（Ｉ＿Ｌ＿Ｍ）、負荷電流（ｉ＿Ｌ）の絶
対値を（｜ｉ＿Ｌ｜）とするとき、過負荷時の循環電流
指令値（ｉ＿０＊）を前記負荷電流の最大値（Ｉ＿Ｌ＿
Ｍ）と前記サイクロコンバータの出力角周波数（ω）と
の積（Ｉ＿Ｌ＿Ｍ・ω）の大きさに応じて ｉ＿０＊＝Ｉ＿０＊＋（Ｉ＿Ｌ＿Ｍ−｜ｉ＿Ｌ｜）・ｆ
（Ｉ＿Ｌ＿Ｍ・ω）ただし、０≦ｆ（Ｉ＿Ｌ＿Ｍ・ω）
≦１／２として与えることを特徴とする循環電流形サイ
クロコンバータの制御方法。 １０、特許請求の範囲第６項、第７項、第８項または第
９項記載の制御方法において、定格時の循環電流を（Ｉ
＿０＊）、負荷電流（ｉ＿Ｌ）の最大値を（Ｉ＿Ｌ＿Ｍ
）、負荷電流の指令値（ｉ＿Ｌ＊）の絶対値を（｜ｉ＿
Ｌ＊｜）とするとき、過負荷時の循環電流指令値（ｉ＿
Ｌ＊）を ｉ＿０＊＝Ｉ＿０＊＋（Ｉ＿Ｌ＿Ｍ−｜ｉ＿Ｌ＊｜）・
ｆただし、０≦ｆ≦１／２ として与えることを特徴とする循環電流形サイクロコン
バータの制御方法。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP15345386 | 1986-06-30 | ||
| JP61-153453 | 1986-06-30 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6399770A true JPS6399770A (ja) | 1988-05-02 |
| JPH0783599B2 JPH0783599B2 (ja) | 1995-09-06 |
Family
ID=15562886
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62026287A Expired - Fee Related JPH0783599B2 (ja) | 1986-06-30 | 1987-02-09 | 循環電流形サイクロコンバ−タの制御方法 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4764859A (ja) |
| JP (1) | JPH0783599B2 (ja) |
| CN (1) | CN1008864B (ja) |
| DE (1) | DE3721631A1 (ja) |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4903184A (en) * | 1987-06-23 | 1990-02-20 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Reactive power controller |
| FI890004A (fi) * | 1988-08-03 | 1990-02-04 | Siemens Ag | Foerfarande foer att undvika vaexelriktarlaosning vid en till naetet aotermatande stroemriktare av en naetsidig reverseringsstroemriktare av en spaenningsmellankrets-omriktare vid dynamisk spaenningssaenkning och kopplingsanordning foer genomfoerande av foerfarandet. |
| JPH03265466A (ja) * | 1990-03-13 | 1991-11-26 | Toshiba Corp | サイクロコンバータの制御方法 |
| US5193054A (en) * | 1991-10-24 | 1993-03-09 | Sundstrand Corporation | DC content control in a dual VSCF converter system |
| US5245525A (en) * | 1991-10-24 | 1993-09-14 | Sundstrand Corporation | DC current control through an interphase transformer using differential current sensing |
| EP2499736B1 (en) * | 2009-11-10 | 2014-01-08 | ABB Research Ltd. | Apparatus and method for generating electromagnetic torque in an electric machine |
| CN114325067B (zh) * | 2021-11-19 | 2023-10-20 | 国网新疆电力有限公司电力科学研究院 | 并列运行变压器间环流快速判断检测方法及检测装置 |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4013937A (en) * | 1974-07-22 | 1977-03-22 | Westinghouse Electric Corporation | Naturally commutated cycloconverter with controlled input displacement power factor |
| US4303972A (en) * | 1979-11-19 | 1981-12-01 | Westinghouse Electric Corp. | Controlling the circulating current in naturally commutated static power converters |
| DE3138103A1 (de) * | 1981-09-24 | 1983-04-14 | Tokyo Shibaura Denki K.K., Kawasaki, Kanagawa | Regelungsverfahren fuer einen umrichter mit blindleistungs-kompensation und anordnung zur durchfuehrung des verfahrens |
| JPS5854868A (ja) * | 1981-09-29 | 1983-03-31 | Toshiba Corp | 無効電力制御形サイクロコンバ−タ装置 |
| JPS6053552A (ja) * | 1983-09-02 | 1985-03-27 | Dainippon Ink & Chem Inc | 感圧接着剤用合成樹脂水分散液 |
-
1987
- 1987-02-09 JP JP62026287A patent/JPH0783599B2/ja not_active Expired - Fee Related
- 1987-06-30 DE DE19873721631 patent/DE3721631A1/de active Granted
- 1987-06-30 US US07/068,068 patent/US4764859A/en not_active Expired - Lifetime
- 1987-06-30 CN CN87104591.5A patent/CN1008864B/zh not_active Expired
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CN1008864B (zh) | 1990-07-18 |
| DE3721631A1 (de) | 1988-03-03 |
| CN87104591A (zh) | 1988-01-13 |
| US4764859A (en) | 1988-08-16 |
| JPH0783599B2 (ja) | 1995-09-06 |
| DE3721631C2 (ja) | 1990-06-13 |
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