CN1008864B - 用于控制循环换流器的方法及设备 - Google Patents

Abstract

一种循环换流器，包括一正和一负变频器，它们通过一个DC电抗器相互反并联连接。负载与 DC电抗器的中间抽头相连接。流向负载的负载电流小于一预定值时，流经正和负换流器的循环电流保持在最小所需值上，当负载电流超过预定值时，会额外地产生一个循环电流以抵消在DC电抗器两端所产生的电压降。

Description

本发明涉及一种用于给感应电动机或诸如此类的交流电动机提供频率可变电源的循环换流器（cycloconverter），更具体地说，本发明涉及一种用于控制循环换流器的方法，在该循环换流器中，循环电流通过一正换流器（positive    converter）和一负换流器（negative    converter）进行循环。本发明还旨在给出一种用于控制循环换流器的设备。

在本技术领域内，众所周知，循环换流器是一种将交流输入电压波形连接起来产生一个具有与交流输入电压不同频率的交流输出电压的设备。由于循环换流器有一个优于其他类似设备之处，即，它可以以无级的方式，分别转变正的和负的可控硅组中的可控硅的导通期（角），因而这种类型的循环换流器的输出电流波形可近似于正弦波形，从而构成换流器负载的电动机在低转速时易于发生的转矩脉动纹波可被抑制。但另一方面，这种循环换流器的不足之处在于，因为整个环流形成了一个相位滞后的电抗元件，所以电源功率因素下降了。

迄今所知的用于补偿循环换流器的输出功率的无功部分的设备，当推在日本专利公报第JP-B-60-53552号上所描述的装置。在这一公报中所披露的无功功率控制系统是这样安排的：循环换流器中的各相位的环流按比例安排得使负载电流绝对值较大时的环流减小，而负载电流的绝对值较小时的环流增加，由此，通过与进电端的、使相位移前的电容所产生的相位超前的无功部分共同作用来控制无功功率，而毋需极大地增加循环换流器的容量。

然而，在迄今所知的无功功率控制系统中，对过载情况下的环 流的控制却未加考虑。因此，当发生过载状况时，直流（DC）电抗器两端的电压降就要增加，从而使得循环换流器的输出电压不足，因此导致了一个问题的出现：构成负载的交流电动机将不能达到预期的转矩。为了解决这一问题，可能会采取将循环换流器的电源电压增加至在过载条件下，负载所需的电压的大小（此电压等于DC电抗线圈两端的电压降与加在负载上的电压之和）。然而，采用这一措施时，无功部分将在轻载情况下增加，从而使电源功率因素发生不期望的下降，这不是我们所期望的。要利用设置在进电端的使相位超前的电容来吸收增加的无功部分，就非得增加使相位超前的电容的容量不可。

因此，本发明的目的旨在提供一种控制环流型循环换流器的方法及设备，根据此方法和设备，在最大过载状况下，循环换流器的电源电压可以是负载所需的电压值，而在轻载条件下并不降低电源的功率因素。

本发明的上述目的可通过下述方式实现：其中，除非DC电抗器两端所产生的电压降与加在负载上的电压之和（即循环换流器的输出电压）超过电源电压，直流环流将一直保持恒定，而当上述电压之和超过所述电源电压时，将额外产生一个可有效地减少DC电抗器两端所产生的电压降的循环电流。

因此，根据本发明的一个方面，提供了一种用于控制循环换流器的方法，其中，一正换流器和一负换流器（apositive    converter    and    a    negative    converter）通过一DC电抗器互相反并联连接，以便给作为负载的装置或机器提供具有预定频率的交流电，其中，当流向负载的负载电流与负载电流的角频率的乘积的大小（亦即负载电流的微分的最大值）小于一个预定值时，循环地流经正的和负的换流器的循环电流被稳定地保持在一个最小值上，借以防止电源功率因素在轻载状况下下降;而当负载电流及其角频率的乘积的大小大于上述预 定值时，将因此产生一个额外的环流，该环流有效地减少了DC电抗器链磁通数目的变化，借此减小DC电抗器两端的电压降，从而保证给负载提供其所需的电压。

为提高电源的功率因素，减小环流是富有成效的。然而，如果为此而间歇地中断电流的话，输出电压的波形将发生畸变，并因此使负载电流发生畸变，这是构成负载的交流电动机中转矩波动的一个原因。因此，最好将循环电流保持在一个恒定的最小值上。另一方面，DC电抗器由于负载电流而在其两端产生电压降，此电压降的大小是与负载电流及其角频率的大小成正比的。

在上述情形中，除非输出电压超过电源电压，循环电流将一直大致保持在一个恒定的最小值上，如若不然，则将额外地产生一个环流的流动，从而抑制DC电抗器的链磁通的变化，由此减小DC电抗器两端的电压降，保证给负载提供一个足够的电压。用这种方式，在过载状况下，循环换流器的源电压可以设置在负载所需的电压值，而不降低轻载情况下电源的功率因素。

下面将结合附图对本发明的典型的并带有举例说明性质的实施例进行详尽的描述，其中，

图1为根据本发明的一个典型的实施例的一个循环换流器的控制设备的结构方框图;

图2A至2C为根据本发明的构思被控制的环流波形的示意图;

图3为本发明所适用的负载电流及其角频率的值的大小范围的示意性草图;

图4为环流值与负载电流及其角频率的乘积的关系的示意性草图;

图5为根据本发明的另一个实施例的环流型循环换流器的控制设备的结构方框图;

图6为系数k与负载电流及其角频率的乘积之间关系的示意性草 图。

图1展示了一个环流型循环换流器以及对其进行控制的设备的结构。

环流型循环换流器包括一个正换流器（亦即正换流器可控硅组）2，一个负换流器（亦即负换流器可控硅组3）以及一个具有中间抽头的DC电抗器4，其中，正和负换流器2和3均与一个电源变压器1相连接。应该指出，图1中正和负换流器只是一相的换流器，而与一相的DC电抗器4的中间抽头相连接的交流电动机用等效电路5的形式示出。正和负换流器2和3的输出电压V_P和V_N可分别由一相位控制电路6所产生的门脉冲信号改变。一个加法器8，它的两个输入分别是负载电流控制信号（控制目标值）i^＊ _L和负载电流检测信号i_L，其中，信号i_L由一个负载电流检测器18产生并作为一个反馈信号加到加法器8上。负载电流信号i^＊ _L和检测信号i_L之差被一个调节器7放大并作为一个控制信号V^＊ _L，指示由交流电动机5所构成的负载所需的电压。另外还有一个加法器10，它的两个输入分别是环流电流控制信号i^＊ _O和环流电流检测信号i_O，i_O由一个环流电流检测电路14产生并作为一个反馈信号加在加法器10上。输入信号i^＊ _O和i_O之间的差值被一个调节器9放大并作为一个电压控制信号V^＊ _O被输出。环流电流检测信号i_C由环流电流检测电路14根据由正换流器2的换流器输出电流检测器19产生的电流检测信号i_P，由负换流器3的换流器输出电流检测器20所产生的电流检测信号i_N以及由负载电流检测器18产生的负载电流检测信号i_L，按下式进行算术运算确定：

i_O＝ 1/2 ｛（i_P+i_N）-｜i_L｜｝……（1）

输入至相位控制电路6的正和负换流器2和3的输出电压控制信号V^＊ _P和V^＊ _N，由加法器16、17以及倒相电路15通过按下式对信号V^＊ _L和 V^＊ _O进行运算确定：

V^＊ _P＝V^＊ _L+V^＊ _O……（2）

V^＊ _M＝-V^＊ _L+V^＊ _O……（3）

设正和负换流器的输出电压V_P和V_N与电压V^＊ _P和V^＊ _N之比分别由K_P和K_N来表示，则比例K_P和K_N可满足下列关系：

K_P＝-K_N……（4）

重新整理一下上述算式，可以得到V_P、V_N以及V^＊ _L、V^＊ _O值之间的关系为：

V^＊ _L＝ (V_P＋V_N)/(2·K_P) …（5）

V^＊ _O= (V_P-V_N)/(2·K_P) ……（6）

以上所描述的电路结构以及算术运算同样也适合于以前的环流型循环换流器系统。

下面将详细描述第一个实施例。

在实施本发明中环流电流所需的电压控制信号V^＊ _O以及负载电流所需的电压控制信号V^＊ _L可通过下述方式予以确定。

现假定正和负换流器2和3的输出电压由V_P和V_N表示，其输出电流分别由i_P和i_N表示，构成负载5的交流电动机的端电压（与相电压相对应）由V_L表示，交流电动机的内电阻为R_L，其电感为L_L，电动机的反电动势由e_M表示，其负载电流由i_L表示，DC电抗器的电阻由I表示，其自感抗和互感抗分别由L和M来表示，微分算子d/dt由P来表示，电压和电流的极性如图1中的箭头所示。在这些条件（假定）下，电压V_P，V_N和V_L由下式给出：

v_P＝（r+pL）·i_P+pM·i_N+v_L……（7）

v_N＝-pM·i_P-（r+pL）·i_N+v_L……（8）

v_L＝（R_L+pL_L）·i_L+e_M……（9）

当考虑负载电流i_L的方向时，换流器输出电流i_P和i_N由下式给出：

当i_L≥0时，

i_P＝i_L+i_O，and i_N＝i_O……（10）

当i_L＜0时，

i_P＝i_O，and i_N＝-i_L+i_O……（11）

因此，由表达式（10）和（11）可得：

i_P-i_N＝i_L

i_P+i_N＝｜i_L｜+2·i_O……（12）

利用表达式（7）、（8）和（12），表达式（5）和（6）可写成下式：

k_P·v^＊ _L＝ 1/2 （v_P+v_N）

＝ 1/2 ｛r+p（L-M）｝·i_L+v_L……（13）

k_P·v^＊ _O＝ 1/2 （v_P-v_N）

＝ 1/2 ｛r+p（L+M）｝｛｜i_L｜+2·i_O｝

……（14）

从表达式（13）可以看出，负载电流i_L可被负载电压控制信号V^＊ _L控制。就此而论，当DC电抗器＊自感抗L和互感抗M的关系为L＝M时，则K_P·V^＊ _L≈V_L将成立，这是因为（1/2）·r·i_L＜＜V_L之故。另一方面，环流i_O流动所需的电压控制信号V^＊ _O由负载电流i_L的 绝对值的微分值以及环流i_O的微分值决定。

在这方面，本发明指出，当负载电流及其角频率的乘积不大于预定值时，一个如图2A所示的平坦的循环电流i_OC将循环流动，而当上述乘积的值超过预定值时，根据这一乘积的大小，将产生具有分别如图2B和2C所示的环流i_O。因此相应地，由根据本实施例的系统的环流控制电路21A所产生的环流电流控制信号将被确定，以便满足下面给出的条件：

i^＊ _O＝ (k)/2 （I^＊ _LP-｜i^＊ _L｜）+I^＊ _OC……（15）

式中，I^＊ _LP代表负载电流控制信号的峰值，I^＊ _OC代表一个平坦的环流控制值，k代表一个与负载电流及其角频率的乘积相对应的系数。为此，环流电流控制电路21A包括一个用于确定I^＊ _LP和角频率ω的乘积的乘法器25和一个用于根据所述乘积的值，产生系数k的函数发生器13，系数信号k被加到乘法器30的一个输入端上。从一个绝对值电路24来的一个输出信号通过一个加法器12加在负载电流控制信号峰值I^＊ _LP上，所产生的和被加到乘法器30的另一个输入端上。这样，与表达式（15）右边第一项相对应的算术运算就得以实现。乘法器30的输出加在加法器11上。

在过载情况下，负载所需的电压V_S由下式给出：

$V_s=\sqrt{\mathrm{(r+R}{}_L){}^2{\mathrm{+(\omega }}_{\max }\mathrm{·L}{}_L){}^2{\mathrm{·I}}_{\mathrm{Lmax}}}{\mathrm{+r·I}}_{\mathrm{oc}}\mathrm{+e}{}_M$ ……（16）

式中，I_Lmax表示其角频率的最大值。

另一方面，在如图2A所示的平坦的环流电流的情形中，由于负载电流而在DC电抗器的两端产生了一个电压降。因此，在此情形中，换流器的输出电压V_P1由下式给出：

$V_{\mathrm{p1}}=\sqrt{\mathrm{(r+R}{}_L){}^2\mathrm{+\omega }{}^2{\mathrm{(L}}_L\mathrm{+L)}{}^2}{\mathrm{·I}}_L\mathrm{＋r·I}{}_{\mathrm{oc}}\mathrm{+e}{}_M$ ……（17）

现请参见图3，图中示出图2A、2B和2C所示的三种形式的环流可以适用的负载电流及其角频率的值的范围。更具体地说，在图2A中所示的平坦的环流可以在由如图3中所示的“0→I_Lmax→C→B→ωmax”的边界所限定的范围内流动，而如图2C所示的环流的模式与图3中所示的A点相对应，由“A→C→B”的线路所围定的范围与图2B中所示的环流模式相对应。如果DC电抗器和负载的电阻与电抗值相比足够小，则由如图2A和2B所示的模式之间的边界曲线C-B所代表的关系可以由表达式（16）和（17）得出：

ω·I_L= (L_L)/(L_L+L) ·ω_max·I_Lmax……（18）

相应地，在目下所讨论的实施例中，假定由表达式（15）所给出的环流电流控制信号i^＊ _O的系数k的值随负载电流I_L以及角频率ω的乘积（亦即负载电流的微分值的最大值）变化而作如下的变化：

当ω·I_L≤（ω·I_L）_C时，

k＝0……（19）

当ω·I_L≥ω_max·I_Lmax时

k＝1……（20）

当ω_max·I_Lmax＞ω·I_L＞（ω·I_L）_C时，

k= (ω·I_L－（ω·I_L)_C)/(ω_max·I_Lmax-(ω·I_L)_C) ……（21）

式中，（ω·I_L）_C＝｛L_L/（L_L+L）｝·ω_max·I_Lmax.

下面将详尽地描述第二个实施例。

从上述第一个实施例可以看出，所述三个模式（即，如图2A所示的平坦的环流模式，如图2B所示的环流模式和如图2C所示的环流模式）之间能够平滑地转换是有必要的。还可以看出，2B和2C 所示的环流其波形中各自含有一个交流成份。正如从这些图中将要看到的那样，凸形波形的频率是负载电流i_L的频率的两倍，结果是，对迄今所知的环流控制系统（ACR系统）来说，它们使凸形波形的环流按所希望的那样流动，这是因为该系统的响应有延迟。更具体地说，当负载电流是高频电流时，控制系统的输出会由于响应的延迟而呈相反的极性。在最坏的情况下，甚至环流的峰值被放大到可以检测出过电流电平的程度。

本发明的第二个实施例，将给出解决上述问题的一种方案，它把环流流动所需的变换器电压中的直流和交流成份分开来考虑，其中，直流成份的电压是从一个电流控制电路的输出得到的，而交流成份的电压是从一个用于补偿DC电抗器两端的电压降的电路22中获得的。

根据本发明的第二个实施例的一个示意性结构如图5中所示，其中，与图1中所示的相同部件或元件用相同的参考号码表示。可以看出，第二个实施例与第一个的不同之处在于，环流控制电路21B包括一个用于将负载电流峰值的控制信号I^＊ _LP乘上一预定增益量的比例增益电路26以及一个用于将比例增益电路26的输出和平坦环流的控制信号I^＊ _OC相加的加法器11，其中，加法器11适宜于稳定地输出一个直流信号。加法器10上加上一个算术反馈信号电路31的输出信号，该电路31通过算术运算确定环流的直流成份。另一方面，对于环流电流的交流成份的控制信号，用于补偿在DC电抗器4两端所产生的电压降的电压降补偿电路22的输出信号被输入到一个增益校正电路35，以便进行算术运算处理，然后，电路35的输出被加在一个加法器32上，和调节器9的输出相加。

算术反馈信号电路31包括一个用于从负载电流检测器18的检测输出信号产生绝对值信号的绝对值电路28，一个用于将绝对值电路28的输出信号乘上一个预定的增益量的比例增益电路27，一个用于将比例 增益电路27的输出信号和环流检测器14的检测信号相加的加法器29。

在DC电抗器电压降补偿电路22中，负载电流控制信号i^＊ _L被输入至比例增益电路36，一个微分电路37和一个极性检测电路39中，其中，微分电路37的输出信号输入到比例增益电路38中，通过算术运算确定由于负载电流而在电抗器4的两端产生的电抗性电压降。比例增益电路38的输出加在加法器40上以与比例增益电路36的输出相加而确定直流电抗器两端所产生的电阻性电压降。然后，用一个乘法器41将加法器40的输出与极性检测器39的输出信号相乘。

接下来，将对本发明的第二个实施例的控制设备的工作原理进行描述。假定环流象式（15）那样产生，环流流动所需的电压控制信号V^＊ _O。可从式（14）和（15）给出：

k_P·V^＊ _O＝ 1/2 ｛r+p（L+M）｝·（1-k）x｜i^＊ _L｜

+r·（ (k)/2 ·I^＊ _LP+I^＊ _OC）……（22）

式（22）的第一项代表负载电流控制信号i^＊ _L（交流电流）的微分值与系数（1-k）相乘，并对应于交流成份的电压控制信号，第二项代表与负载电流信号的大小成正比的信号值，并且表示直流电压降的值（即直流成份的电压控制信号）。

根据本发明的第二个实施例，可以看出式（22）第一项所给出的交流成份的电压控制信号是通过将来自DC电抗器电压降补偿电路22的输出信号用一个校正电路35与系数（1-k）相乘得出的，而由式（22）的第二项所表示的直流成份的电压控制信号是作为环流调节器9的输出信号被得到的。在这些条件下，由环流控制电路21所产生的电流控制值及其反馈值由算术反馈电路31通过下式算术地予以确定：

电流控制值＝ 1/2 ·K·I^＊ _LP+I^＊ _OC……（23）

反馈值＝i_O+ 1/2 ·K·｜i_L｜……（24）

根据上述步骤，输入给环流控制电路的输入信号由直流成份构成，因此不论环流处于图2A，图2B或图2C中所示的任何一种模式，它都与负载电流的角频率无关。这意味着，负载电流的频率可以与环流控制系统（ACR系统）响应上的延迟无关，从而上文中所述的问题可以得到圆满地解决。此外，通过根据负载电流的幅值及其角频率的乘积确定系数k，正如在图6中所示的那样，环流控制电路的控制信号，DC电抗器电压降补偿电路22的反馈量和增益量可以做到同时变化，从而，控制模式之间的平稳的转换就可得以实现。

在上文中，对本发明的最佳实施例的描述是建立在这一假定之上的，即，为便于对本发明的理解，有关控制系统是用模拟电路结构的形式实施的。然而，本发明如采用有微处理机的数字控制系统来实现也未尝不可。此外，尽管曾经假定系数k的变化依赖于负载电流及其角频率的乘积的大小，但是，应该理解，如果角频率不大，即使系数k仅随负载电流的大小而变也能得到相似的效果。

从上文中可以看出，根据本发明，有可能防止DC电抗器在过载情况下的电压降的增加，而在轻载时又不会降低电源的功率因素，藉此，在过载条件下，电源电压可以降至负载所需的电压。

Claims (3)

1、一种控制循环换流器的方法，其中，正换流器和负换流器通过DC电抗器互相作反并联连接，以便为负载提供具有预定频率的交流电源，其特征在于：

当上述循环换流器的负载电流控制信号的最大值(I_LP)小于负载电流的额定值时对在上述正换流器和负换流器上进行循环的环流进行控制并使其维持恒定值，

当上述负载电流控制信号的最大值(I_LP)大于负载电流的额定值时，上述环流按环流控制信号进行控制，上述环流控制信号是在上述负载电流控制信号的最大值(I_LP)和绝对值(i_L)的基础上产生的，以减小上述DC电抗器两端的电压降。

2、一种环流型循环换流器的控制装置，包括正换流器和负换流器，两者以反并联方式在其相应的端点处经DC电抗器相互连接，而在上述两换流器的其他端点处则直接相互连接在一起，其中负载的一端与上述DC电抗器上的中心抽头相连，上述负载的另一端则与上述负换流器和正换流器的直接相连点相连，以便将电压加到上述负载上，其特征在于还包括：

在预定的循环电流控制信号（I_OC），负载电流控制信号值的最大值（I_LP），角频率控制信号值（ω）和负载电流控制信号值（i_L）的基础上计算环流的环流计算电路;

在负载电流控制信号值（i_L）和负载电流（I_L）的基础上确定负载电压控制信号值（V_L）的负载电压控制信号电路;

在算出的环流值和测出的环流（i_O）的基础上确定循环电压控制信号值（V_O）的循环电压控制信号电路;及

在上述负载电压控制信号值（V^＊ _L）和上述循环电压控制信号值（V^＊ _O）之间的和及差的基础上确定并输出上述正换流器和负换流器的点火信号的相位控制电路。

3、一种环流型循环换流器控制装置，包括正换流器和负换流器，两换流器以反并联方式在其相应的端点处经DC电抗器相互连接，而在上述两换流器的其他端点处则直接相互连接在一起，其中负载的一端与上述DC电抗器上的中心抽头相连，负载的另一端则与上述负换流器和正换流器的直接相连点相连，以便将电压加到上述负载上，其特征在于还包括：

在预定的环流控制信号（I^＊ _OC）和负载电流控制信号值的最大值（I^＊ _LP）的基础上计算环流控制信号计算值的环流计算电路;

检测环流电流（i_O）的环流电流检测电路;

确定环流反馈信号的环流反馈信号计算电路，该电路包括确定负载电流的绝对值的绝对值电路及计算上述环流电流检测电路的输出与将上述绝对值电路的输出乘以一半增益所得到的一个值之和的加法器，其中上述增益是一变量并取决于上述负载电流值和角频率的乘积;

补偿上述DC电抗器两端的电压降的补偿电路;

通过确定上述补偿电路的输出与乃是上述补偿电路的输出和可变增益值之积的一个值之差来校正增益的校正电路，其中上述可变增益值是一变量并取决于上述负载电流值和角频率的乘积;

在算出的环流反馈值、算出的环流计算值和上述校正电路的输出的基础上确定循环电压控制信号值的循环电压控制信号电路;及

在上述负载电压控制信号值和上述循环电压控制信号值之间的和与差的基础上确定并输出上述正换流器和负换流器的点火信号的相位控制电路。

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