CN101036285A - 变流器的控制方法和变流器的控制装置 - Google Patents

Abstract

本发明揭示一种变流器的控制方法和变流器的控制装置，可不必另设为检测电源电压波峰值的结构，根据电源电压的变动控制整流后的电压。用正比于平滑电容器(4)的两端电压(V_dc)的量生成q轴电压指令值(V_q)。设d轴电流指令值(I_d)为零，据此生成d轴电压指令值(V_d)。根据q轴电压指令值(V_q)和d轴电压指令值(V_d)，脉冲宽度调制部(605)进行脉冲宽度调制，生成控制脉冲宽度调制变流器(3)的开关的信号。

Description

变流器的控制方法和变流器的控制装置

技术领域

本发明涉及变流器的控制技术，尤其涉及控制根据脉冲宽度调制的开关信号进行动作的变流器的技术。

背景技术

作为对从多相交流电源得到的交流电压进行整流并输出的变流器，有所谓的PWM变流器。PWM变流器是根据脉冲宽度调制的开关信号进行动作的变流器。通常，在PWM变流器与多相交流电源之间存在扼流圈，整流后的电压加到平滑电容器上。例如专利文献1中介绍了有关的技术。平滑电容器上通常再连接直流负载。直流负载中也可包含逆变器和交流负载的组合。

PWM变流器中，在电流电压的波峰值大于平滑电容器支持的整流后电压(下称“两端电压”)时，PWM变流器具有的续流二极管就导通，对输入到PWM变流器的电流产生失真。

为避免这种事态，也提出检测电源电压的波峰值，使两端电压跟踪该波峰值的控制方式。例如专利文献2中介绍了有关的技术。

专利文献1：特开平1-298959号公报

专利文献2：特开平11-235068号公报

但是，为了检测电源电压的波峰值，必须另设相应的结构。例如是检测交流电压的单元，进而检测被检测出的交流电压的波峰值的单元等。

另一方面，也考虑对应于电源变动范围，配合对电源电压假定的最大值，预先设定两端电压。但是，在对应于多个额定值的变流器中，在用小的额定值动作时发生大于所需要的两端电压。这使变流器的开关元件的损耗增大，效率下降。

发明内容

本发明为解决上述的课题，其目的在于提供不必另设检测电源电压波峰值用的结构，而且也容易适用于对应多个额定值的变流器的、变流器的控制技术。

本发明的变流器的控制方法的第1形态，是控制具有通过扼流圈(2)连接到多相交流电源(1)的第1端组(31)与连接到平滑电容器(4)的第二端组(32)的脉冲宽度调制变流器(3)的方法。检测所述平滑电容器的两端电压(V_dc)。求出流过所述多相交流电源的电流(I)的、相位与所述多相交流电源输出的交流电源电压(V_s)正交的成分，作为第1相电流(I_d)。根据所述两端电压，求出输入到所述脉冲宽度调制变流器的交流输入电压(V_i)的、与所述交流电源电压同相位成分的指令值即第1相电压指令值(V_q ^*)。根据所述第1相电流与作为其指令值的第1相电流指令值(I_d ^*)，求出所述交流输入电压的、与所述交流电源电压的相位正交的相位成分的指令值即第2相电压指令值(V_d ^*)。根据所述第1相电压指令值及所述第2相电压指令值，控制所述脉冲宽度调制变流器。

根据本发明的变流器的控制方法的第1形态，对于流过多相交流电源(1)的电流(I)的、与交流电源电压(V_s)的相位同相位的成分(I_q)和平滑电容器(4)的两端电压(V_dc)，不采用它们的指令值，从而不需作显式的控制。代之以根据两端电压决定第2相电压指令值(V_q ^*)，因此即使交流电源电压变动引起两端电压变动，流过多相交流电源电压的电流也不发生失真。因此也能容易地适用于对应于多个额定值的变流器。而且也不必另设检测电源电压波峰值用的结构。

本发明的变流器的控制方法的第2形态，是第1形态的变流器的控制方法，其中设定所述第1相电流的指令值(I_d ^*)为零。

根据本发明的变流器的控制方法的第2形态，进行使无用功率为零的控制，从而可改善功率因数。

本发明的变流器的控制方法的第3形态，是第1形态或第2形态的变流器的控制方法，其中使所述两端电压增大第1常数(k_inv/√2)倍，得到所述第2相电压指令值(V_q ^*)，所述第1常数的上限值由流过所述多相交流电源的电流(I)的最大额定值所限制。

根据本发明的变流器的控制方法的第3形态，能使电源扼流圈发生的电压(ZI)承担交流电源电压(V_s)与输入到脉冲宽度调制变流器(3)的交流输入电压(V_i)之差。

本发明的变流器的控制方法的第4形态，是第3形态的变流器的控制方法，其中所述第2相电压指令值(V_q ^*)减去所述第1相电流(I_d)与所述扼流圈(2)的阻抗(ωL)之积(ωL I_d)，进行校正。

根据本发明的变流器的控制方法的第4形态，能从第2相电压指令值(V_q ^*)中除去在扼流圈(2)中第1相电流生成的、与交流电源电压(1)同相位成分的电压的影响。从而能跟相位与交流电源电压(1)正交的成分独立地控制第2相电流(I_q)。

本发明的变流器的控制方法的第5形态，是第4形态的变流器的控制方法，其中，求出流过所述多相交流电源的电流(I)的、与所述交流电源电压(V_s)同相位的成分，作为第2相电流(I_q)，所述第2相电压指令值(V_q ^*)减去所述第2相电流乘以正的第2常数(R_dump)之值(ΔV_q ^*)，进行校正。

根据本发明的变流器的控制方法的第5形态，扼流圈(2)的电阻成分表观上因第2常数而增加，故在谐振时阻尼了流过多相交流电源(1)的电流(I)的振动。

本发明的变流器的控制方法的第6形态，是第4形态的变流器的控制方法，其中，所述第1相电压指令值(V_q ^*)，减去对所述两端电压(V_dc)进行微分并乘以第3常数(T)的值(ΔV_q ^*)，进行校正。

根据本发明的变流器的控制方法的第6形态，根据负载电流(I_dc)控制第2相电流(I_q)的闭环特性，次数从二次时间滞后系统下降到一次时间滞后系统，故在谐振时能抑制流过多相交流电源(1)的电流(I)的振动。

本发明的变流器的控制方法的第7形态，是第6形态的变流器的控制方法，其中，所述第3常数由所述第3常数为零时的所述第1相电流的控制系统的开环传递函数的谐振频率(ω_n)的倒数所选定。

根据本发明的变流器的控制方法的第7形态，能在谐振时更有效地抑制流过多相交流电源(1)的电流(I)的振动。

本发明的变流器的控制装置(6)的第1形态，是控制具有通过扼流圈(2)连接到多相交流电源(1)的第1端组(31)与连接到平滑电容器(4)的第二端组(32)的脉冲宽度调制变流器(3)的装置(6)。具备：求出流过所述多相交流电源的电流(I)的、相位与所述多相交流电源输出的交流电源电压(V_s)正交的成分，作为第1相电流(I_d)的坐标变换部(603)，根据所述第1相电流与作为其指令值的第1相电流指令值(I_d ^*)，求出输入到所述脉冲宽度调制变流器的交流输入电压(V_i)的、与所述交流电源电压的相位正交的相位成分的指令值即第1相电压指令值(V_d ^*)的电流控制部(604)，以及根据所述两端电压和所述第1相电压指令值，控制所述脉冲宽度调制变流器的脉冲宽度调制部(605)。

根据本发明的变流器的控制装置的第1形态，对于流过多相交流电源(1)的电流(I)的、与交流电源电压(V_s)的相位同相位的成分(I_q)和平滑电容器(4)的两端电压(V_dc)，不采用它们的指令值，从而不需作显式控制。代之以根据两端电压决定第2相电压指令值(V_q ^*)，因此即使交流电源电压变动引起两端电压变动，流过多相交流电源电压的电流也不发生失真。因此也能容易地适用于对应于多个额定值的变流器。而且也不必另设检测电源电压波峰值用的结构。

本发明的变流器的控制装置(6)的第2形态，是第1形态的变流器的控制装置，其中，设定所述第1相电流的指令值(I_d ^*)为零。

根据本发明的变流器的控制装置的第2形态，进行使无用功率为零的控制，从而可改善功率因数。

本发明的变流器的控制装置(6)的第3形态，是第1形态或第2形态的变流器的控制装置，其中，还具备使所述两端电压(V_dc)增大第1常数(k_inv/√2)倍，并输出所述交流输入电压(V_i)的、与所述交流电源电压同相位成分的指令值即第2相指令电压值(V_q ^*)的第1乘法运算部(607)。所述脉冲宽度调制部(605)根据所述第1相电压指令值和所述第2相电压指令值控制所述脉冲宽度调制变流器。所述第1常数的上限值由流过所述多相交流电源的电流(I)的最大额定值所限制。

根据本发明的变流器的控制装置的第3形态，能使电源扼流圈发生的电压(ZI)承担交流电源电压(V_s)与输入到脉冲宽度调制变流器(3)的交流输入电压(V_i)之差。

本发明的变流器的控制装置(6)的第4形态，是第2形态的变流器的控制装置，其中，还具备：求出所述第1相电流(I_d)与所述扼流圈(2)的阻抗(ωL)之积(ωL I_d)的第2乘法运算部(607)，及从所述第2乘法运算部的输出减去所述第1乘法运算部的输出，进行校正的第1减法运算部(610)。

根据本发明的变流器的控制装置的第4形态，能从第2相电压指令值(V_q ^*)中除去在扼流圈(2)中第1相电流生成的、与交流电源电压(1)同相位成分的电压的影响。从而能跟相位与交流电源电压(1)正交的成分独立地控制第2相电流(I_q)。

本发明的变流器的控制装置(6)的第5形态，是第4形态的变流器的控制装置，其中，求出流过所述多相交流电源的电流(I)的、与所述交流电源(V_s)电压同相位的成分，作为所述坐标变换部(603)中第2相电流(I_q)。而且还具备求出所述第2相电流与正的第2常数(R_dump)之积(ΔV_q ^*)的第3乘法运算部(612)，所述第1减法运算部(610)从所述第3乘法运算部的输出减去所述第1乘法运算部的输出，进行校正。

根据本发明的变流器的控制装置的第5形态，扼流圈(2)的电阻成分表观上因第2常数而增加，故在谐振时阻尼了流过多相交流电源(1)的电流(I)的振动。

本发明的变流器的控制装置(6)的第6形态，是第4形态的变流器的控制装置，其中，还具备求出对所述两端电压(V_dc)进行微分并乘以第3常数(T)的值(ΔV_q ^*)的微分部(613)，所述第1减法运算部(610)进行从所述微分部的输出减去所述第1乘法部的输出的校正。

根据本发明的变流器的控制装置的第6形态，根据负载电流(I_dc)控制第2相电流(I_q)的闭环特性，次数从二次时间滞后系统下降到一次时间滞后系统，故在谐振时能抑制流过多相交流电源(1)的电流(I)的振动。

本发明的变流器的控制装置(6)的第7形态，是第6形态的变流器的控制装置，其中，所述第3常数由所述第3常数为零时的所述第2相电流的控制系统的开环传递函数的谐振频率(ω_n)的倒数所选定。

根据本发明的变流器的控制装置的第7形态，能在谐振时更有效地抑制流过多相交流电源(1)的电流(I)的振动。

本发明的目的、特征、局面、及优点将通过以下的详细说明和附图而更加明白。

附图的简单说明

图1示出本发明的第1实施形态的变流器控制装置的构成方框图。

图2示出交流电源电压与输入电压的关系的矢量图。

图3示出脉冲宽度调制变流器的构造电路图。

图4示出交流电源与扼流圈的等效电路方框图。

图5部分地示出本发明的第2实施形态的变流器控制装置的构成方框图。

图6示出本发明的第2实施形态中的q轴电流的闭环方框图。

图7示出本发明的第2实施形态的变流器控制装置的构成方框图。

图8示出本发明的第2实施形态中的q轴电流的闭环方框图。

图9示出本发明的第2实施形态的变流器控制装置的等效方框图。

图10示出本发明的第2实施形态效果的波特(Bode)线图。

图11示出本发明第1实施形态的动作的曲线图。

图12示出本发明第2实施形态的动作的曲线图。

图13示出本发明的第3实施形态的变流器控制装置的构成方框图。

图14示出本发明的第3实施形态中的q轴电流的闭环方框图。

图15示出本发明的第2实施形态效果的波特线图。

图16示出本发明的第2实施形态效果的波特线图。

图17示出本发明第3实施形态的动作的曲线图。

具体实施方式

第1实施形态

图1示出本发明的第1实施形态的变流器控制装置的构成方框图。脉冲宽度调制变流器3，其输入侧经扼流圈2连接到多相交流电源1，输出侧连接到平滑电容器4。例如，多相交流电源1为三相交流电源，扼流圈2由三个扼流圈构成。

平滑电容器4上并联连接负载5。该负载5例如采用逆变器和由该逆变器控制的电动机。

电流I流过扼流圈2，从而相对于多相交流电源1输出的交流电源电压V_s，确定了脉冲宽度调制变流器3的输入电压V_i。图2示出它们之间关系的矢量图，特别示出控制脉冲宽度调制变流器3使功率因数为1的情况。这里采用使与交流电源电压V_s同相位和与之正交的相位分别为q轴、d轴的正交坐标来表示。扼流圈2以相对于流过其自身的电流相位导前90度的相位发生电压，因此，设其阻抗为Z，电压ZI平行于d轴。交流电源电压V_s与输入电压V_i之间存在相位差φ。

图3示出脉冲宽度调制变流器3的构造电路图。脉冲宽度调制变流器3这里具有对应于多相交流电源1是三相的情况。由于有关的构成是公知的，故省略其详细说明。简单地说，半导体元件301～306分别具有作为开关元件的绝缘栅双极型晶体管与续流二极管的并联连接。这些半导体元件每一相串联连接一对，且各自的连接点连接到扼流圈2的三个元件上。这些连接点作为脉冲宽度调制变流器3的输入侧端组31。

每相串联连接的半导体元件301～306，各自的两端连接到平滑电容器4的两端。与平滑电容器连接的脉冲宽度调制变流器3的端部作为输出侧端组32。

脉冲宽度调制变流器3通过变流器控制装置6控制其动作。变流器控制装置6包括电流检测器601、相位检测器602、坐标变换器603、电流控制器604、脉冲宽度调制部605、加减运算器606、乘法运算器607。虽未详细示出，但变流器控制装置6也可以包含测定两端电压V_dc的单元。

电流检测器601检测从多相交流电源1流到脉冲宽度调制变流器3的电流I。相位检测器602检测多相交流电源1输出的交流电源电压V_s的相位。坐标变换器603将电流I作三相/二相变换到q轴和d轴，求出各q轴电流I_q和d轴电流I_d。乘法运算器607对两端电压V_dc乘以正的常数k_inv/√2，输出电压V_s ^*。

加减运算器606输出d轴电流I_d与作为其指令值的d轴电流指令值I_d ^*之间的偏差。根据该偏差，电流控制部604求出d轴电压指令值V_d ^*。d轴电压指令值V_d ^*是对于脉冲宽度调制变流器3的输入电压V_i的d轴成分的指令值。

脉冲宽度调制部605根据d轴电压指令值V_d ^*和后述的q轴电压指令值V_q ^*进行脉冲宽度调制，生成脉冲信号。该脉冲信号控制脉冲宽度调制变流器3的、更具体地说是半导体元件301～306的开关元件的开关。

作为有关的开关的结果，脉冲宽度调制部605使脉冲宽度调制变流器3的输入电压V_i的d轴成分V_d和q轴成分V_q满足式(1)。根据d轴电压指令值V_d ^*和q轴电压指令值V_q ^*进行脉冲宽度调制的技术是公知的，因此这里省略其详细说明。比值k_s也称作电压控制率。

[式1]

$V_i=\sqrt{{V_d}^2+{V_q}^2}$

$\mathrm{Ks}=\sqrt{2}{V}_i/V_{\mathrm{dc}}$

                    φ＝tan^-1(V_d/V_q)    …(1)

本实施形态中，采用乘法运算部607输出的电压V_s ^*作为q轴电压V_q ^*。采用q轴为与交流电源电压V_s同相位，另一方面如图2所示，扼流圈2的阻抗Z使电压的相位相对于电流导前90度。因此，以d轴电流I_d为零，理想上q轴电压V_q与交流电源电压V_s相等，能掌握以电压V_s ^*作为交流电源电压V_s的指令值。

通过使d轴电流I_d为零，可使无功功率为零，改善功率因数。具体做法是只要使供给加减运算器606的d轴电流指令值I_d ^*为零即可。

负载功率用两端电压V_dc与流过负载的电流之积来表示，另一方面，若d轴电流I_d为零，则也可用q轴电流I_q与交流电源电压V_s之积来表示。根据这一关系，以往，采用基于q轴电流I_q的控制，控制两端电压到规定值是可能的。但是，不可能使两端电压的指令值小于电源电压的波峰值√2V_i。这是因为脉冲宽度调制变流器3中只可能是升压动作。

与此相反，本发明中由于也可能将k_inv/√2设定为小于1的值，故两端电压V_dc能设定得比电源电压的波峰值更高。

如图2所示，输入电压V_i仅与交流电源电压V_s相差扼流圈2上的电压降ZI。因此，即使因电流较大，ZI增大，引起相位差φ变大，为保持图2的矢量图关系，使常数k_inv增大到某种程度，也能维持V_q ^*的大小。这样一来，能使电源扼流圈中发生的电压承担交流电源电压V_s与输入电压V_i之差。

如上所述，本实施形态中对q轴电流I_q和两端电压V_dc不采用它们的指令值，从而不作显式的控制。因此能减少用来进行控制的运算量，也能降低CPU的运算负载。

由于代之以正比于两端电压V_dc决定q轴电压指令值V_q ^*，故即使交流电源电压V_s变动，两端电压V_dc变动，流过多相交流电源1的电流也不发生失真。因而也能容易适用于对应于多个额定值的变流器。而且由于不必另设检测电源电压波峰值用的结构，故构成简单。

第2实施形态

本实施形态中说明对变流器控制装置6的非干涉项的追加和过渡特性的改善。首先，说明追加非干涉项对第1实施形态所示的构成产生的改善方面。

若注意图1中电流的方向，则可与电动机的基本特性类似地对交流电源1与扼流圈2得到式(2)。其中扼流圈2的阻抗Z的电阻部分、电感部分分别为r、L。又，s是时间微分算子。

[式2]

$\left[\begin{array}{c}{V}_d\\ V_q-V_s\end{array}\right]=-\left[\begin{array}{cc}r+\mathrm{Ls}& -\mathrm{\ωL}\\ \mathrm{\ωL}& r+\mathrm{Ls}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{I}_d\\ I_q\end{array}\right]---\left(2\right)$

图4根据式(2)示出交流电源1与扼流圈2的等效电路的框图。由方框101用一次滞后系统传递函数将q轴电压指令值V_q ^*与交流电源电压V_s之差变换到q轴电流I_q。同样，由方框102用一次滞后系统传递函数将d轴电压指令值V_d ^*变换到d轴电流I_d。

另外，由于扼流圈2存在电抗成分ωL，因此d轴电流I_d、q轴电流I_q用分别由方框103、104变换后的量实质上变动q轴电压V_q、d轴电压V_d。以下分别称该变动部分ωL I_d、(-ωL I_q)为q轴干涉项、d轴干涉项。

在变流器控制装置6生成的q轴电压V_q、d轴电压V_d中预先减去这些干涉项，进行补偿，这样，图1的构成中q轴、d轴能用作各自独立的控制系统。

图5中部分地示出了将分别生成q轴干涉项ωL I_d、d轴干涉项(-ωL I_q)的方框608、609，和用干涉项进行补偿的减法运算器610、611追加到图1后的构成。

减法运算器610从电压V_s ^*减去q轴干涉项ωL I_d，生成q轴电压指令值V_q ^*。这里生成的q轴电压指令值V_q ^*，不是采用第1实施形态所示那样的V_s ^*本身，而是进行减去干涉项的校正得到的、已补偿过的q轴电压指令值V_q ^*。

同样，减法运算器611从电压控制器604的输出减去d轴干涉项(-ωL I_q)，生成d轴电压指令值V_d ^*。这里生成的d轴电压指令值V_d ^*，不是采用第1实施形态所示那样的电流控制器604的输出本身，而是进行减去干涉项的校正得到的、已补偿过的d轴电压指令值V_d ^*。

如上所述，令d轴电流I_d为零，理想上q电压轴V_q与交流电源电压V_s相等，能将电压V_s ^*作为交流电源电压V_s的指令值。因而交流电源1和扼流圈2中的交流电源电压V_s(图4)与变流器控制装置6中的电压V_s ^*(图5)相消。另外，方框103、608生成的q轴干涉项ωL I_d相互抵消，方框104、609生成的d轴干涉项(-ωL I_q)相互抵消。因而对q轴电流I_q，得到与d轴独立的闭环。

图6示出对q轴电流I_q的闭环的方框图。方框45的传递函数表示平滑电容器4与负载5并联连接的电导。其中平滑电容器4的静电电容为C，负载5的电阻部分为R_dc，负载5的电抗部分包含于静电电容C的电抗中。

q轴电流I_q减去负载电流变动部分I_dc后，输入到方框45。负载电流变动部分I_dc表示将负载5看作固定负载时由平滑电容器4拉拔的电流。因此方框45的输出是两端电压V_dc。

如图1所示，乘法运算器607对两端电压V_dc乘以正的常数k_inv/√2，输出q轴电压指令值V_q ^*。然后如图4所示，用方框101得到q轴电流I_q。

这样，能从q轴电压指令值V_q ^*除去扼流圈2中d轴电流生成的、q轴成分的电压的影响。从而能跟d轴成分独立地控制q轴电流I_q。

但是，与方框101同样，方框45也包含一次滞后元件。因此，在发生过渡现象时，即不能忽略负载电流变动部分I_dc时，q轴电流I_q在谐振点便有较大的起伏。

式(3)表示图6所示的闭环系统的全体的传递函数。为简单起见，设k_inv/√2＝1。一般，由于扼流圈2的电阻部分r相对于负载5的电阻部分R_dc可以忽略，故谐振频率ω_c可近似成如式(4)所示。

式(3)

$G\left(s\right)=\frac{I_q\left(s\right)}{I_{\mathrm{dc}}\left(s\right)}$

$=\frac{1}{{\mathrm{LCs}}^2+(\mathrm{rC}+L/R_{\mathrm{dc}})s+r/R_{\mathrm{dc}}+1}$

$=\frac{1/\mathrm{LC}}{s^2+(r/L+1/R_{\mathrm{dc}}C)s+(r/R_{\mathrm{dc}}+1)/\mathrm{LC}}---\left(3\right)$

式(4)

${\mathrm{\ω}}_c=\sqrt{\frac{1}{\mathrm{LC}}(r/R_{\mathrm{dc}}+1)}\≅\sqrt{\frac{1}{\mathrm{LC}}}---\left(4\right)$

为避免这种过渡的现象中q轴电流I_q的起伏，本实施形态中使表观上增大扼流圈2的电阻成分r，使发挥所谓的阻尼电阻的作用。

图7示出本发明的第2实施形态的变流器控制装置的构成方框图。具有对第1实施形态的变流器控制装置的构成增加了图5所示的方框608、609，减法运算器610、611，而且增加了方框612的构成。

减法运算器610由图5所示的功能变形而成，从电压V_s ^*减去q轴干涉项ωL I_d，再减去校正量ΔV_q ^*，求出q轴电压指令值V_q ^*。校正量ΔV_q ^*，在本实施形态中对q轴电流I_q乘以正的常数R_dump，由方框612生成。

图8是本实施形态中与图6同样地示出q轴电流I_q的闭环方框图。减法运算器610与方框101、612构成闭环，用图9所示的方框201等效地表示。也就是说，当与图6同样的构成时，其表观上扼流圈2的电阻成分只是增大了常数R_dump。

图10示出本实施形态的效果的波特线图。增益G_c，相位φ_c，都表示R_dump＝0的情况，增益G₁，相位φ₁，都表示R_dump＝r的情况，增益G₅，相位φ₅，都表示R_dump＝5r的情况。表明了在用式(4)近似的谐振频率ω_c近旁的增益上升、相位剧变，可用阻尼电阻的效果来抑制。

图11和图12分别示出第1实施形态和第2实施形态的动作(R_dump＝5r的情况)的曲线，表示随着电源电压的下降、恢复，电压与电流的变动。表明了第1实施形态的动作中振动大的两端电压V_dc和q轴电流I_q在第2实施形态的动作中没有振动的变化效果。

这样的效果，一般也可从在用式(5)表示的传递函数F(s)中，使衰减常数ξ大于1、避免振动来说明。

[式5]

$F\left(s\right)=\frac{{\mathrm{\ω}}^2}{s^2+2\mathrm{\ξ\ωs}+{\mathrm{\ω}}^2}---\left(5\right)$

第3实施形态

图13示出本实施形态中本发明的第3实施形态的变流器控制装置的构成方框图。具有对第1实施形态的变流器控制装置的构成增加图5所示的方框608、609，减法运算器610、611，而且增加方框613的构成。

方框613是一次导前元件Ts，输入两端电压V_dc，对其进行时间微分并乘以常数T，输出校正量ΔV_q ^*。减法运算器610由图5所示的功能变形而成，从电压V_s ^*减去q轴干涉项ωL I_d，再减去校正量ΔV_q ^*，求出q轴电压指令值V_q ^*。

这样一来，图6被变更为图14所示的方框图。本实施形态中，表示q轴电流I_q的闭环方框图是将图6的方框607置换为方框202的构成。方框202以一次导前系统的传递函数(k_inv/√2+Ts)变换两端电压V_dc，得到q轴电压指令值V_q ^*。这样，q轴电流I_q的闭环为一次滞后系统的传递函数，从而能抑制电流I的振动。

图15示出本实施形态的效果的波特线图，表示图14所示的方框图的开环。增益G₀，相位φ₀，都表示T＝0的情况，增益G_T，相位φ_T都表示T＝1/ω_n的情况。ω_n是T＝0时的、开环传递函数的谐振频率，用式(6)示出。这样通过使开环的谐振频率近旁的相位导前，能有效地抑制闭环中谐振时的振动。

[式6]

${\mathrm{\ω}}_n=\sqrt{\frac{r}{\mathrm{RLC}}}---\left(6\right)$

根据图15，增益的高频侧渐近线的倾斜的绝对值从40dB/十进位减少到20dB/十进位，ω_n处的相位延迟的绝对值从90度减少到45度，改善到一次滞后系统的传递函数。

图16示出本实施形态的效果的波特线图，表示图14所示的方框图(闭环)。增益G_c，相位φ_c，都表示T＝0的情况，增益G_n，相位φ_n都表示T＝1/ω_n的情况。可见在相当于第1实施形态的闭环传递函数的谐振频率ω_c近旁的增益上升、相位剧变，在第3实施形态中(利用该闭环传递函数的谐振频率的上升)得以缓和。

图17示出第3实施形态的动作(T＝1/ω_n时)的曲线，表示随着电源电压的下降、恢复，电压和电流的变动。与第2实施形态一样，表示两端电压V_dc和q轴电流I_q没有振动的变化效果。

这样，在第2实施形态和第3实施形态中，即使不进行基于q轴电流指令值的控制，也能以简单的构成高速应对负载的变动。

本发明虽已详细说明，但上述的说明在所有方面都是例示性的，本发明不限于此。虽未例示，但在不超出本发明的范围可设想出无数的变形例。

Claims (14)

1.一种变流器的控制方法，其特征在于，

是控制具有通过扼流圈(2)连接到多相交流电源(1)的第1端组(31)、以及连接到平滑电容器(4)的第二端组(32)的脉冲宽度调制变流器(3)的方法，

检测所述平滑电容器的两端电压(V_dc)；

求出流过所述多相交流电源的电流(I)的、相位与所述多相交流电源输出的交流电源电压(V_s)正交的成分，作为第1相电流(I_d)；

根据所述两端电压，求出输入所述脉冲宽度调制变流器的交流输入电压(V_i)的、与所述交流电源电压同相位成分的指令值即第2相电压指令值(V_q ^*)；

根据所述第1相电流与作为其指令值的第1相电流指令值(I_d ^*)，求出所述交流输入电压的、与所述交流电源电压的相位正交的相位成分的指令值即第1相电压指令值(V_d ^*)；

根据所述第1相电压指令值及所述第2相电压指令值，控制所述脉冲宽度调制变流器。

2.如权利要求1所述的变流器的控制方法，其特征在于，

设定所述第1相电流的指令值(I_d ^*)为零。

3.如权利要求1或2所述的变流器的控制方法，其特征在于，

使所述两端电压增大第1常数(k_inv/√2)倍，得到所述第2相电压指令值(V_q ^*)，

所述第1常数的上限值由流过所述多相交流电源的电流(I)的最大额定值所限制。

4.如权利要求2所述的变流器的控制方法，其特征在于，

所述第2相电压指令值(V_q ^*)减去所述第1相电流(I_d)与所述扼流圈(2)的阻抗(ωL)之积(ωL I_d)，进行校正。

5.如权利要求4所述的变流器的控制方法，其特征在于，

求出流过所述多相交流电源的电流(I)的、与所述交流电源电压(V_s)同相位的成分，作为第2相电流(I_q)，所述第2相电压指令值(V_q ^*)再减去所述第2相电流乘以正的第2常数(R_dump)的值(ΔV_q ^*)，进行校正。

6.如权利要求4所述的变流器的控制方法，其特征在于，

所述第2相电压指令值(V_q ^*)，减去对所述两端电压(V_dc)进行微分并乘以第3常数(T)的值(ΔV_q ^*)，进行校正。

7.如权利要求6所述的变流器的控制方法，其特征在于，

所述第3常数由所述第3常数为零时的所述第2相电流(I_q)的控制系统的开环传递函数的谐振频率(ω_n)的倒数所选定。

8.一种变流器的控制装置，其特征在于，

是控制具有通过扼流圈(2)连接到多相交流电源(1)的第1端组(31)、以及连接到平滑电容器(4)的第二端组(32)的脉冲宽度调制变流器(3)的装置(6)，具备：

求出流过所述多相交流电源的电流(I)的、相位与所述多相交流电源输出的交流电源电压(V_s)正交的成分，作为第1相电流(I_d)的坐标变换部(603)，

根据所述第1相电流与作为其指令值的第1相电流指令值(I_d ^*)，求出输入到所述脉冲宽度调制变流器的交流输入电压(V_i)的、与所述交流电源电压的相位正交的相位成分的指令值即第1相电压指令值(V_d ^*)的电流控制部(604)，以及

根据所述两端电压和所述第1相电压指令值，控制所述脉冲宽度调制变流器的脉冲宽度调制部(605)。

9.如权利要求8所述的变流器的控制装置(6)，其特征在于，

设定所述第1相电流的指令值(I_d ^*)为零。

10.如权利要求8或9所述的变流器的控制装置，其特征在于，

还具备使所述两端电压(V_dc)增大第1常数(k_inv/√2)倍，输出所述交流输入电压(V_i)的、与所述交流电源电压同相位成分的指令值即第2相电压指令值(V_q ^*)的第1乘法运算部(607)，

所述脉冲宽度调制部(605)根据所述第1相电压指令值和所述第2相电压指令值，控制所述脉冲宽度调制变流器，

所述第1常数的上限值由流过所述多相交流电源的电流(I)的最大额定值所限制。

11.如权利要求10所述的变流器的控制装置(6)，其特征在于，还具备：

求出所述第1相电流(I_d)与所述扼流圈(2)的阻抗(ωL)之积(ωL I_d)的第2乘法运算部(607)；以及

从所述第2乘法运算部的输出减去所述第1乘法运算部的输出，进行校正的第1减法运算部(610)。

12.如权利要求11所述的变流器的控制装置(6)，其特征在于，

还具备求出流过所述多相交流电源的电流(I)的、与所述交流电源电压(V_s)同相位的成分，作为所述坐标变换部(603)中第2相电流(I_q)，求出所述第2相电流与正的第2常数(R_dump)之积(ΔV_q ^*)的第3乘法运算部(612)，

所述第1减法运算部(610)还从所述第3乘法运算部的输出减去所述第1乘法运算部的输出，进行校正。

13.如权利要求11所述的变流器的控制装置(6)，其特征在于，

还具备求出对所述两端电压(V_dc)进行微分并乘以第3常数(T)的值(ΔV_q ^*)的微分部(613)，

所述第1减法运算部(610)还从所述微分部的输出减去所述第1乘法部的输出，进行校正。

14.如权利要求13所述的变流器的控制装置(6)，其特征在于，

所述第3常数由所述第3常数为零时的所述第2相电流(I_q)的控制系统的开环传递函数的谐振频率(ω_n)的倒数所选定。

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