JPH05260752A - コンバータの制御装置 - Google Patents
コンバータの制御装置Info
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- JPH05260752A JPH05260752A JP5784792A JP5784792A JPH05260752A JP H05260752 A JPH05260752 A JP H05260752A JP 5784792 A JP5784792 A JP 5784792A JP 5784792 A JP5784792 A JP 5784792A JP H05260752 A JPH05260752 A JP H05260752A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 ３相コンバータの制御装置において、電源電
圧位相を検出することなく、位相を一致させ、かつ力
率、応答速度を向上させる。 【構成】 ３相入力電流は３Φ／２Φ変換器１４で有効
分電流Ｉγと無効分電流Ｉδとに変換する。ＩγとＩδ
とは減算器１１０ａ，１１０ｂでそれぞれ有効分電流基
準Ｉγ*と無効分電流基準Ｉδ*（零レベルに設定）との
偏差がとられ、更に、減算器１０６ａ，１０６ｂを経て
有効分電圧基準Ｖγ*、無効分電圧基準Ｖδ*となり２Φ
／３Φ変換器１１２で変換され３相電圧基準ｖｕ*，ｖ
ｖ*，ｖｗ*となる。減算器１１０ｂからの偏差出力は積
分器１１１で積分され位相補正値ψとして両変換器１
４，１１２に入力される。
圧位相を検出することなく、位相を一致させ、かつ力
率、応答速度を向上させる。 【構成】 ３相入力電流は３Φ／２Φ変換器１４で有効
分電流Ｉγと無効分電流Ｉδとに変換する。ＩγとＩδ
とは減算器１１０ａ，１１０ｂでそれぞれ有効分電流基
準Ｉγ*と無効分電流基準Ｉδ*（零レベルに設定）との
偏差がとられ、更に、減算器１０６ａ，１０６ｂを経て
有効分電圧基準Ｖγ*、無効分電圧基準Ｖδ*となり２Φ
／３Φ変換器１１２で変換され３相電圧基準ｖｕ*，ｖ
ｖ*，ｖｗ*となる。減算器１１０ｂからの偏差出力は積
分器１１１で積分され位相補正値ψとして両変換器１
４，１１２に入力される。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は３相交流電力を入力
し、直流電力に変換して出力するコンバータの制御装置
に関するものである。
し、直流電力に変換して出力するコンバータの制御装置
に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】図３はこの種従来のコンバータおよびそ
の制御装置を示す構成図で、力率改善を目的とした一般
的な瞬時入力電流制御の３相ＰＷＭ方式を採用したもの
である。図において、１は３相交流電源、４は図４
（１）に示す３相フルブリッジのスイッチング素子を使
用したコンバータ主回路、２は３相交流電源１とコンバ
ータ主回路４との間に挿入されたリアクトル、３はその
リアクトル２の巻線抵抗である。５はコンバータ主回路
４の出力電圧を平滑にするコンデンサで、この平滑され
た直流電圧が負荷装置６に供給される。
の制御装置を示す構成図で、力率改善を目的とした一般
的な瞬時入力電流制御の３相ＰＷＭ方式を採用したもの
である。図において、１は３相交流電源、４は図４
（１）に示す３相フルブリッジのスイッチング素子を使
用したコンバータ主回路、２は３相交流電源１とコンバ
ータ主回路４との間に挿入されたリアクトル、３はその
リアクトル２の巻線抵抗である。５はコンバータ主回路
４の出力電圧を平滑にするコンデンサで、この平滑され
た直流電圧が負荷装置６に供給される。
【０００３】７は３相交流電源１の各相電圧を検出する
電源電圧検出器、８はコンバータ主回路４の各相入力電
流を検出する入力電流検出器、９はコンデンサ５の直流
電圧を検出する直流電圧検出器、１０は電源電圧の位相
を検出する位相検出器で、図４（２）に示すように、ヒ
ステリシスコンパレータ１１とその出力からＵ相電源電
圧に同期した位相を作成する位相カウンタ１２とからな
る。１３は位相カウンタ値により正弦波信号を発生させ
る正弦波発生器である。
電源電圧検出器、８はコンバータ主回路４の各相入力電
流を検出する入力電流検出器、９はコンデンサ５の直流
電圧を検出する直流電圧検出器、１０は電源電圧の位相
を検出する位相検出器で、図４（２）に示すように、ヒ
ステリシスコンパレータ１１とその出力からＵ相電源電
圧に同期した位相を作成する位相カウンタ１２とからな
る。１３は位相カウンタ値により正弦波信号を発生させ
る正弦波発生器である。
【０００４】１００は直流電圧指令器、１０１，１０
４，１０６は減算器、１０２，１０５は増幅器、１０３
は積算器、１０７はＰＷＭ回路である。
４，１０６は減算器、１０２，１０５は増幅器、１０３
は積算器、１０７はＰＷＭ回路である。
【０００５】次に動作について説明する。図３におい
て、各相電源電圧をｅｕ，ｅｖ，ｅｗ、各相入力電流を
ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ、コンバータ主回路４の各相入力電圧
をｖｕ，ｖｖ，ｖｗとし、リアクトル２のインダクタン
スをＬ、巻線抵抗３をＲとすると（１）式が導かれる。
て、各相電源電圧をｅｕ，ｅｖ，ｅｗ、各相入力電流を
ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ、コンバータ主回路４の各相入力電圧
をｖｕ，ｖｖ，ｖｗとし、リアクトル２のインダクタン
スをＬ、巻線抵抗３をＲとすると（１）式が導かれる。
【数１】
【０００６】また、電源電圧が線間電圧Ｅ、角周波数ω
の平衡３相電圧であったとすると（２）式が導かれる。
の平衡３相電圧であったとすると（２）式が導かれる。
【数２】
【０００７】ここで、コンバータ主回路４の力率を高
め、電源系統に悪影響を及ぼさないようにするために
は、コンバータ主回路４の入力電流を（２）式の各相電
源電圧と同位相で正弦波、即ち力率＝１．０とすること
が望ましく、この条件を達成するようにコンバータ主回
路４の入力電圧ｖｕ，ｖｖ，ｖｗを制御する。従って、
制御の方針としては、（１）式に基づき、（２）式によ
り求められる各相電圧から理想的なある補正電圧を差し
引きコンバータ主回路４の入力電圧を求める。以下、こ
の制御の詳細をｕ相に着目して説明する。
め、電源系統に悪影響を及ぼさないようにするために
は、コンバータ主回路４の入力電流を（２）式の各相電
源電圧と同位相で正弦波、即ち力率＝１．０とすること
が望ましく、この条件を達成するようにコンバータ主回
路４の入力電圧ｖｕ，ｖｖ，ｖｗを制御する。従って、
制御の方針としては、（１）式に基づき、（２）式によ
り求められる各相電圧から理想的なある補正電圧を差し
引きコンバータ主回路４の入力電圧を求める。以下、こ
の制御の詳細をｕ相に着目して説明する。
【０００８】先ず、直流電圧指令器１００で設定された
直流電圧指令Ｖｄｃ*から直流電圧検出器９により検出
された直流電圧Ｖｄｃを減算器１０１で減算し、その偏
差を増幅器１０２に入力することにより電圧制御を行
う。次いで、その出力信号と、電源電圧ｅｕと同相とな
るように位相検出器１０で検出された位相値θに基づき
正弦波発生器１３から出力されたｓｉｎθの信号とを積
算器１０３ａで乗算し電流基準ｉｕ*を求める。
直流電圧指令Ｖｄｃ*から直流電圧検出器９により検出
された直流電圧Ｖｄｃを減算器１０１で減算し、その偏
差を増幅器１０２に入力することにより電圧制御を行
う。次いで、その出力信号と、電源電圧ｅｕと同相とな
るように位相検出器１０で検出された位相値θに基づき
正弦波発生器１３から出力されたｓｉｎθの信号とを積
算器１０３ａで乗算し電流基準ｉｕ*を求める。
【０００９】次に、この電流基準ｉｕ*にコンバータ主
回路４の入力電流ｉｕが追従するように電流マイナール
ープを組む。即ち、電流基準ｉｕ*から入力電流検出器
８により検出された入力電流ｉｕを減算器１０４ａで減
算し、その偏差を増幅器１０５に入力する。このように
して得られた信号を補正電圧ｖｕｘとして、（２）式よ
り求められた相電圧ｅｕから減算器１０６ａで差し引き
コンバータ主回路４の入力電圧指令ｖｕ*を発生させ
る。そして、この入力電圧指令ｖｕ*をＰＷＭ回路１０
７に入力し、その出力であるパルス１０８ａをコンバー
タ主回路４のスイッチング素子に与えてコンバータ主回
路４の入力電圧ｖｕを得る。
回路４の入力電流ｉｕが追従するように電流マイナール
ープを組む。即ち、電流基準ｉｕ*から入力電流検出器
８により検出された入力電流ｉｕを減算器１０４ａで減
算し、その偏差を増幅器１０５に入力する。このように
して得られた信号を補正電圧ｖｕｘとして、（２）式よ
り求められた相電圧ｅｕから減算器１０６ａで差し引き
コンバータ主回路４の入力電圧指令ｖｕ*を発生させ
る。そして、この入力電圧指令ｖｕ*をＰＷＭ回路１０
７に入力し、その出力であるパルス１０８ａをコンバー
タ主回路４のスイッチング素子に与えてコンバータ主回
路４の入力電圧ｖｕを得る。
【００１０】ここで、位相値θの作成方法として電源電
圧のゼロクロス検出により求める方法について説明す
る。先ず、電源電圧をアイソレーションアンプ等を用い
て検出する。但し、この信号は相信号である必要があ
る。次に、検出されたｕ相信号ｅｕをヒステリシスコン
パレータ１１に入力し、その立ち上がりの出力信号を位
相カウンタ１２がとらえて位相値θを作り出す。ここで
注意しなければならないのは、コンパレータ１１のヒス
テリシスを強くかけ過ぎると偏差が大きくなって精度が
悪くなり、また弱すぎるとノイズにより誤動作を招く恐
れがあることである。また、位相カウンタ１２において
も電源周波数に応じてその分解能を設定する必要があ
る。
圧のゼロクロス検出により求める方法について説明す
る。先ず、電源電圧をアイソレーションアンプ等を用い
て検出する。但し、この信号は相信号である必要があ
る。次に、検出されたｕ相信号ｅｕをヒステリシスコン
パレータ１１に入力し、その立ち上がりの出力信号を位
相カウンタ１２がとらえて位相値θを作り出す。ここで
注意しなければならないのは、コンパレータ１１のヒス
テリシスを強くかけ過ぎると偏差が大きくなって精度が
悪くなり、また弱すぎるとノイズにより誤動作を招く恐
れがあることである。また、位相カウンタ１２において
も電源周波数に応じてその分解能を設定する必要があ
る。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】従来のコンバータの制
御装置は以上のように構成されているので、電源電圧の
検出に関してアイソレーションアンプなどの高価で大型
の検出装置が必要でありその調整も複雑で、また、電源
周波数により設定を変更する必要があるなど融通性がな
く、周波数変動に対しても応答性が悪いという問題点が
あった。
御装置は以上のように構成されているので、電源電圧の
検出に関してアイソレーションアンプなどの高価で大型
の検出装置が必要でありその調整も複雑で、また、電源
周波数により設定を変更する必要があるなど融通性がな
く、周波数変動に対しても応答性が悪いという問題点が
あった。
【００１２】この発明は上記のような問題点を解消する
ためになされたもので、電源電圧を検出して繁雑な位相
検出を行う必要がなく、また、電源周波数に左右されず
に応答性および力率を向上させることができるコンバー
タの制御装置を得ることを目的とする。
ためになされたもので、電源電圧を検出して繁雑な位相
検出を行う必要がなく、また、電源周波数に左右されず
に応答性および力率を向上させることができるコンバー
タの制御装置を得ることを目的とする。
【００１３】
【課題を解決するための手段】この発明に係るコンバー
タの制御装置は、コンバータの３相入力電流を検出する
入力電流検出器、この入力電流検出器からの３相入力電
流を有効分と無効分との電流に変換する３Φ／２Φ変換
器、有効分電流基準と上記３Φ／２Φ変換器からの有効
分電流との偏差をとる第１の減算器、零レベルに設定し
た無効分電流基準と上記３Φ／２Φ変換器からの無効分
電流との偏差をとる第２の減算器、上記第１の減算器か
らの出力信号と上記交流電圧信号との偏差から得られる
有効分電圧基準と上記第２の減算器からの出力信号から
得られる無効分電圧基準とを交流３相分電圧基準に変換
する２Φ／３Φ変換器、およびこの２Φ／３Φ変換器か
らの交流３相分電圧基準により上記コンバータを駆動す
る駆動回路を備え、上記第２の減算器からの出力信号を
位相補正値として上記両変換器に入力するようにしたも
のである。
タの制御装置は、コンバータの３相入力電流を検出する
入力電流検出器、この入力電流検出器からの３相入力電
流を有効分と無効分との電流に変換する３Φ／２Φ変換
器、有効分電流基準と上記３Φ／２Φ変換器からの有効
分電流との偏差をとる第１の減算器、零レベルに設定し
た無効分電流基準と上記３Φ／２Φ変換器からの無効分
電流との偏差をとる第２の減算器、上記第１の減算器か
らの出力信号と上記交流電圧信号との偏差から得られる
有効分電圧基準と上記第２の減算器からの出力信号から
得られる無効分電圧基準とを交流３相分電圧基準に変換
する２Φ／３Φ変換器、およびこの２Φ／３Φ変換器か
らの交流３相分電圧基準により上記コンバータを駆動す
る駆動回路を備え、上記第２の減算器からの出力信号を
位相補正値として上記両変換器に入力するようにしたも
のである。
【００１４】また、コンバータの入力側に挿入されたリ
アクトルのインピーダンスと３Φ／２Φ変換器からのそ
れぞれ有効分電流および無効分電流との乗算値を求めこ
の乗算値で有効分電圧基準および無効分電圧基準を補正
することにより、２相成分間の干渉を抑制するようにし
たものである。
アクトルのインピーダンスと３Φ／２Φ変換器からのそ
れぞれ有効分電流および無効分電流との乗算値を求めこ
の乗算値で有効分電圧基準および無効分電圧基準を補正
することにより、２相成分間の干渉を抑制するようにし
たものである。
【００１５】
【作用】この発明に係るコンバータの制御装置において
は、３相入力電流を有効分、無効分の２相に変換し、そ
の無効分が零となるよう、その無効分検出値としての偏
差分を相変換器にその位相補正値として入力して制御す
る。
は、３相入力電流を有効分、無効分の２相に変換し、そ
の無効分が零となるよう、その無効分検出値としての偏
差分を相変換器にその位相補正値として入力して制御す
る。
【００１６】
【実施例】実施例１ 図１はこの発明の実施例１によるコンバータおよびその
制御装置を示す構成図である。従来と同一または相当す
る部分については同一符号を付し詳細の説明は省略す
る。図において、１４は入力電流検出器８からの３相入
力電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを有効分電流Ｉγと無効分電流
Ｉδとに変換する３Φ／２Φ変換器、１０９は無効分電
流基準指令器、１１０は減算器、１１１は積分器、１１
２は２Φ／３Φ変換器である。
制御装置を示す構成図である。従来と同一または相当す
る部分については同一符号を付し詳細の説明は省略す
る。図において、１４は入力電流検出器８からの３相入
力電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを有効分電流Ｉγと無効分電流
Ｉδとに変換する３Φ／２Φ変換器、１０９は無効分電
流基準指令器、１１０は減算器、１１１は積分器、１１
２は２Φ／３Φ変換器である。
【００１７】次に動作について説明する。制御の構成と
して、電流マイナーループを付加した電圧制御系として
いる点は従来方式と同様であるが、位相値θをコンバー
タの無効分電流によって補正するようにした点が大きな
特徴である。以下、これらの点を中心に詳細に説明す
る。
して、電流マイナーループを付加した電圧制御系として
いる点は従来方式と同様であるが、位相値θをコンバー
タの無効分電流によって補正するようにした点が大きな
特徴である。以下、これらの点を中心に詳細に説明す
る。
【００１８】３Φ／２Φ変換器１４は（３）式に基づき
コンバータ主回路４の入力電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを３Ф
→２Ф変換して有効分電流Ｉγ、無効分電流Ｉδを作成
する。
コンバータ主回路４の入力電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを３Ф
→２Ф変換して有効分電流Ｉγ、無効分電流Ｉδを作成
する。
【数３】
【００１９】ここで、θは変換器に与えられる発振周波
数成分であるが、後述する位相補正値ψが入力され
（３）式の中では（θ＋ψ）として扱われ、これが電源
位相と一致するように制御されるのでθ自体として電源
周波数成分と一致する必要はない。
数成分であるが、後述する位相補正値ψが入力され
（３）式の中では（θ＋ψ）として扱われ、これが電源
位相と一致するように制御されるのでθ自体として電源
周波数成分と一致する必要はない。
【００２０】増幅器１０２は、直流電圧指令Ｖｄｃ*と
直流電圧Ｖｄｃとの偏差出力から有効分電流基準Ｉγ*
を作成する。一方、無効分電流基準Ｉδ*は無効分電流
基準指令器１０９により零指令が与えられる。そして、
これら電流基準Ｉγ*，Ｉδ*に３Φ／２Φ変換器１４か
らの入力電流Ｉγ，Ｉδが追従するように電流マイナー
ループを組む。即ち、有効分電流基準Ｉγ*から有効分
入力電流Ｉγを減算器１１０ａで減算しその偏差を増幅
器１０５に入力する。また、無効分電流基準Ｉδ*から
無効分入力電流Ｉδを減算器１１０ｂで減算しその偏差
を増幅器１０５に入力する。以上のようにして増幅器１
０５から得られた出力をそれぞれ補正電圧Ｖγｘ，Ｖδ
ｘとして、（２）式のそれぞれ有効成分Ｅおよび無効成
分零（０．０）から差し引き（減算器１０６ａおよび１
０６ｂ）、それぞれ有効分電圧基準Ｖγ*および無効分
電圧基準Ｖδ*として２Φ／３Φ変換器１１２へ入力す
る。
直流電圧Ｖｄｃとの偏差出力から有効分電流基準Ｉγ*
を作成する。一方、無効分電流基準Ｉδ*は無効分電流
基準指令器１０９により零指令が与えられる。そして、
これら電流基準Ｉγ*，Ｉδ*に３Φ／２Φ変換器１４か
らの入力電流Ｉγ，Ｉδが追従するように電流マイナー
ループを組む。即ち、有効分電流基準Ｉγ*から有効分
入力電流Ｉγを減算器１１０ａで減算しその偏差を増幅
器１０５に入力する。また、無効分電流基準Ｉδ*から
無効分入力電流Ｉδを減算器１１０ｂで減算しその偏差
を増幅器１０５に入力する。以上のようにして増幅器１
０５から得られた出力をそれぞれ補正電圧Ｖγｘ，Ｖδ
ｘとして、（２）式のそれぞれ有効成分Ｅおよび無効成
分零（０．０）から差し引き（減算器１０６ａおよび１
０６ｂ）、それぞれ有効分電圧基準Ｖγ*および無効分
電圧基準Ｖδ*として２Φ／３Φ変換器１１２へ入力す
る。
【００２１】２Φ／３Φ変換器１１２では（３）式の逆
変換を電圧成分に適用して３相分の入力電圧指令ｖ
ｕ*，ｖｖ*，ｖｗ*を作成してＰＷＭ回路１０７に入力
する。ここでも、上述した位相補正値ψが機能する。Ｐ
ＷＭ回路１０７からのパルス１０８ａ，１０８ｂ，１０
８ｃでコンバータ主回路４のスイッチング素子を駆動制
御する点は従来と同様である。
変換を電圧成分に適用して３相分の入力電圧指令ｖ
ｕ*，ｖｖ*，ｖｗ*を作成してＰＷＭ回路１０７に入力
する。ここでも、上述した位相補正値ψが機能する。Ｐ
ＷＭ回路１０７からのパルス１０８ａ，１０８ｂ，１０
８ｃでコンバータ主回路４のスイッチング素子を駆動制
御する点は従来と同様である。
【００２２】次に、上述した位相補正値ψの作成方法に
ついて説明する。既述したように、コンバータ主回路４
の入力電流の無効分Ｉδが零となれば力率が１．０とな
り理想的な制御が出来る。従って、無効分電流基準指令
器１０９により零指令を与えて電流マイナーループを組
むと同時に、減算器１１０ｂからの偏差出力を積分器１
１１で積分した信号を位相補正値ψとして両変換器１
４、１１２に入力する。これによって、上記偏差出力が
零になるように位相調整がなされることになり、いかな
る電源周波数においても、またその周波数変動に対して
も高速かつ正確に追従して常に高力率の運転が実現され
る。
ついて説明する。既述したように、コンバータ主回路４
の入力電流の無効分Ｉδが零となれば力率が１．０とな
り理想的な制御が出来る。従って、無効分電流基準指令
器１０９により零指令を与えて電流マイナーループを組
むと同時に、減算器１１０ｂからの偏差出力を積分器１
１１で積分した信号を位相補正値ψとして両変換器１
４、１１２に入力する。これによって、上記偏差出力が
零になるように位相調整がなされることになり、いかな
る電源周波数においても、またその周波数変動に対して
も高速かつ正確に追従して常に高力率の運転が実現され
る。
【００２３】実施例２ 図２はこの発明の実施例２によるコンバータおよびその
制御装置を示す構成図で、特に２相成分間の干渉を抑制
して非干渉制御を実現するものである。即ち、リアクト
ル２の存在のため、先の実施例１の場合には、γ、δ両
軸の電流成分が互いに影響しあい、一対一のそれぞれ独
立した制御とならない。これに対し、図２の実施例で
は、積算器１１３ａおよび１１３ｂを設け、予め求めた
リアクトル２のインピーダンス分ωＬに、それぞれ無効
分入力電流Ｉδおよび有効分入力電流Ｉγを乗算する。
そして、積算器１１３ａの出力である。ωＬ×Ｉδ成分
は加算器１１４によりＶγｘに加算し、積算器１１３ｂ
の出力であるωＬ×Ｉγ成分は減算器１１５によりＶδ
ｘから減算する。
制御装置を示す構成図で、特に２相成分間の干渉を抑制
して非干渉制御を実現するものである。即ち、リアクト
ル２の存在のため、先の実施例１の場合には、γ、δ両
軸の電流成分が互いに影響しあい、一対一のそれぞれ独
立した制御とならない。これに対し、図２の実施例で
は、積算器１１３ａおよび１１３ｂを設け、予め求めた
リアクトル２のインピーダンス分ωＬに、それぞれ無効
分入力電流Ｉδおよび有効分入力電流Ｉγを乗算する。
そして、積算器１１３ａの出力である。ωＬ×Ｉδ成分
は加算器１１４によりＶγｘに加算し、積算器１１３ｂ
の出力であるωＬ×Ｉγ成分は減算器１１５によりＶδ
ｘから減算する。
【００２４】なお、上記各実施例では減算器１１０ｂか
らの偏差出力を積分器１１１で積分しその出力を位相補
正値ψとして両変換器１４、１１２に入力するようにし
たが、減算器１１０ｂからの偏差出力をそのまま位相補
正値ψとして用いるようにしてもよい。
らの偏差出力を積分器１１１で積分しその出力を位相補
正値ψとして両変換器１４、１１２に入力するようにし
たが、減算器１１０ｂからの偏差出力をそのまま位相補
正値ψとして用いるようにしてもよい。
【００２５】
【発明の効果】この発明は以上のように、３相入力電流
を有効分と無効分との２相成分に変換し、それぞれ電流
マイナーループを形成するとともに、上記無効分電流と
零レベルに設定した無効分電流基準との偏差出力を位相
補正値として３Φ／２Φおよび２Φ／３Φ変換器に入力
するようにしたので、力率が１．０となるよう自動的に
位相調整がなされ、電源電圧の検出や位相検出のための
繁雑な装置を必要とすることなく、電源の位相や周波数
の変化に対して高速、正確に追従するという効果があ
る。
を有効分と無効分との２相成分に変換し、それぞれ電流
マイナーループを形成するとともに、上記無効分電流と
零レベルに設定した無効分電流基準との偏差出力を位相
補正値として３Φ／２Φおよび２Φ／３Φ変換器に入力
するようにしたので、力率が１．０となるよう自動的に
位相調整がなされ、電源電圧の検出や位相検出のための
繁雑な装置を必要とすることなく、電源の位相や周波数
の変化に対して高速、正確に追従するという効果があ
る。
【００２６】また、回路のリアクトルのインピーダンス
による電圧成分を補正することにより、２相成分間の干
渉を抑制して一層確実な制御特性が得られる。
による電圧成分を補正することにより、２相成分間の干
渉を抑制して一層確実な制御特性が得られる。
【図１】この発明の実施例１によるコンバータおよびそ
の制御装置を示す構成図である。
の制御装置を示す構成図である。
【図２】この発明の実施例２によるコンバータおよびそ
の制御装置を示す構成図である。
の制御装置を示す構成図である。
【図３】従来のコンバータおよびその制御装置を示す構
成図である。
成図である。
【図４】図３のコンバータ主回路４および位相検出器１
０の内部構成を示す図である。
０の内部構成を示す図である。
１ ３相交流電源 ２ リアクトル ４ コンバータ主回路 ８ 入力電流検出器 ９ 直流電圧検出器 １４ ３Φ／２Φ変換器 １００ 直流電圧指令器 １０１，１０６，１１０，１１５ 減算器 １０９ 無効分電流基準指令器 １１１ 積分器 １１２ ２Φ／３Φ変換器 １１３ 積算器 １１４ 加算器 ｅｕ，ｅｖ，ｅｗ ３相電源電圧 ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ ３相入力電流 ｖｕ，ｖｖ，ｖｗ ３相入力電圧 ｖｕ*，ｖｖ*，ｖｗ* ３相入力電圧指令 Ｖｄｃ 直流電圧 Ｖｄｃ* 直流電圧指令 Ｉγ，Ｉδ 有効分および無効分入力電流 Ｉγ*，Ｉδ* 有効分および無効分電流基準 Ｖγ*，Ｖδ* 有効分および無効分電圧基準 ψ 位相補正値
Claims (2)
- 【請求項１】 ３相交流電力を入力し、直流電力に変換
して出力するコンバータの制御装置において、 上記コンバータの３相入力電流を検出する入力電流検出
器、この入力電流検出器からの３相入力電流を有効分と
無効分との電流に変換する３Φ／２Φ変換器、有効分電
流基準と上記３Φ／２Φ変換器からの有効分電流との偏
差をとる第１の減算器、零レベルに設定した無効分電流
基準と上記３Φ／２Φ変換器からの無効分電流との偏差
をとる第２の減算器、上記第１の減算器からの出力信号
と上記交流電圧信号との偏差から得られる有効分電圧基
準と上記第２の減算器からの出力信号から得られる無効
分電圧基準とを交流３相分電圧基準に変換する２Φ／３
Φ変換器、およびこの２Φ／３Φ変換器からの交流３相
分電圧基準により上記コンバータを駆動する駆動回路を
備え、上記第２の減算器からの出力信号を位相補正値と
して上記両変換器に入力するようにしたことを特徴とす
るコンバータの制御装置。 - 【請求項２】 コンバータの入力側に挿入されたリアク
トルのインピーダンスと３Φ／２Φ変換器からのそれぞ
れ有効分電流および無効分電流との乗算値を求めこの乗
算値で有効分電圧基準および無効分電圧基準を補正する
ことにより、２相成分間の干渉を抑制するようにしたこ
とを特徴とする請求項１記載のコンバータの制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5784792A JPH05260752A (ja) | 1992-03-16 | 1992-03-16 | コンバータの制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5784792A JPH05260752A (ja) | 1992-03-16 | 1992-03-16 | コンバータの制御装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05260752A true JPH05260752A (ja) | 1993-10-08 |
Family
ID=13067373
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5784792A Pending JPH05260752A (ja) | 1992-03-16 | 1992-03-16 | コンバータの制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH05260752A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6084786A (en) * | 1999-01-29 | 2000-07-04 | Hamilton Sundstrand Corporation | Converter system with power factor and DC ripple control |
| WO2006040899A1 (ja) * | 2004-10-14 | 2006-04-20 | Daikin Industries, Ltd. | コンバータの制御方法及びコンバータの制御装置 |
-
1992
- 1992-03-16 JP JP5784792A patent/JPH05260752A/ja active Pending
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6084786A (en) * | 1999-01-29 | 2000-07-04 | Hamilton Sundstrand Corporation | Converter system with power factor and DC ripple control |
| WO2006040899A1 (ja) * | 2004-10-14 | 2006-04-20 | Daikin Industries, Ltd. | コンバータの制御方法及びコンバータの制御装置 |
| EP1811644A1 (en) * | 2004-10-14 | 2007-07-25 | Daikin Industries, Ltd. | Converter control method and converter control device |
| EP1811644A4 (en) * | 2004-10-14 | 2009-11-18 | Daikin Ind Ltd | CONVERTER CONTROL METHOD AND CONVERTER CONTROL DEVICE |
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