JPH01114372A

JPH01114372A - 電源装置

Info

Publication number: JPH01114372A
Application number: JP62270461A
Authority: JP
Inventors: Kojiro Yamashita; 山下　孝二郎; Tsunehiro Endo; 常博遠藤; Yasuo Notohara; 保夫能登原; Shigeru Kishi; 繁岸
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 1987-10-28
Filing date: 1987-10-28
Publication date: 1989-05-08

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】〔産業上の利用分野〕本発明は、交流電源を整流回路と平滑回路とによって直
流に変換する電源回路に係り、特に、電源電流の高調波
抑制に好適な電源装置に関するものである。

〔従来の技術〕

交流電源を整流して直流電源に変換する整流回路であっ
て、しかも電源電流の高調波を抑制する回路を備えた電
源装置が先に提案されている。

そして、その構成は、大略、整流回路の出力端にスイッ
チング素子を接続し、直流出力電圧と設定電圧との差に
交流電源の電圧信号を乗算した同期誤差信号と電流波形
とを比較し、その差の極性に応じて前記スイッチング素
子をオンオフさせるというものである。

なお、この種装置に関する先行技術は、例えば・　特開
昭５９−１９８８７３号公報に記載されている。

〔発明が解決しようとする問題点〕

交流電源を整流して直流電源に変換する整流回路であっ
て、しかも電ｇｔａ流の高調波を抑制する回路を備えた
電源装置の構成は、大略、以上のごときであるが、前記
従来提案に係る電源装置にあっては、力率改善のための
交流電流指令波形を交流電圧波形により作成するように
している。

したがって、交流電圧に電圧変動やノイズが生じた場合
には、電流指令波形にその影響が直接現われるため、機
器信頼性の上で未解決の問題が残されており、この点で
改善の余地がある。また、前記した従来提案に係る電源
装置にあっては、交流電圧波形を検出するための装置が
必要となり、回路が複雑かつ大形化する難点がある。

本発明は、前記した従来技術の問題点を解決すべく検討
の結果なされたものであって、その目的とするところは
、力率改善のために正弦波電流指令波形を必要とせず、
したがって電流指令波形作成のための電源電圧の検出回
路を不要として、回路の単純かつ小型化をはかることが
でき、しかも電源電圧による電圧変動やノイズの影響が
直接電流指令波形におよぶことがなく、電圧変動やノイ
ズに対する機器信頼性の向上化をはかることのできる、
改良された電源装置を提供しようとするものである。

〔問題点を解決するための手段〕

前記目的は、交流電源を直流に変換する整流回路および
平滑回路と、スイッチング素子によるスイッチング動作
とインダクタンスによるエネルギー蓄積効果とを利用し
て力率を改善する力率改善回路とを備える電源装置にお
いて、電源電流を検出増幅する電源電流検出増幅回路と
、スイッチング素子の通流比指令値を作成する通流率指
令作成手段とを有し、かつ前記スイッチング素子の通流
比指令値を、最大通流比を与える通流比指令値から電源
電流検出増幅回路の出力を差し引いて作成し、この通流
比指令値により、前記スイッチング素子を動作させるよ
う構成することによって達成される。

これを換言すると、本発明は、電源電流の力率改善回路
の基本構成として、リアクトル、スイッチング素子、電
源電流検出増幅回路および通流率指令作成手段を用い、
前記スイッチング素子の通流比指令値を、最大通流比を
与える通流比指令値素子を動作させるようにしたもので
ある。

〔作用〕

ここで、本発明の作用を下記すると、検出電源電流Ｉｓ
、比例係数に、定数Ｃを使って、通流比Ｘを次式で作成
する。

ｘ＝Ｃ−ＫＩｓ　　　　　　　　　　　　・・（１）ま
た、回路の方程式は、次式で近似できる。

１ｓ＝−ｆ　（Ｖｓ−（１−ｘ）Ｅ（Ｌ）ｄｔ＋Ｉ。

・・・（２）ここに、Ｉ、はＩｓの初期電流、Ｌはリアクトルのイン
ダクタンス、ｖｓは電源電圧の絶対値である。

しかして、（１）式を（２）式に代入し、例えばＣを１
として近似計算をおこなうと、次式が得られる。

Ｋ　−Ｅｄここで、Ｋ、Ｅｄを一定と考えると、電源電圧は正弦波
形であるため、電源電流も電源電圧と同期した正弦波形
となり、力率をほぼ１に制御することができる。

以上の原理を、第３図を用いてさらに詳述すると、第３
図は電源電圧、電′ｇ電流、トランジスタの通流比を示
したもので、トランジスタのスイッチングをおこなわな
い場合、電源電流は、第３図（ａ）に実線で示すように
、コンデンサへの充電期間のみ流れ、高調波成分を多く
含んだ波形となる。したがって、第３図（ｂ）に示す電
源電流を正弦波状に制御するためには、電源電圧の低い
領域では、通流比を大きくして電流を流し、電源電圧の
高い領域では、通流比を小さくして電流を押える必要が
ある。すなわち、第３図（Ｃ）に示すように、通流比の
制御をおこなう必要がある。しかして、通流比指令値を
、最大通流比、例えば１を与える通流比指令値から電源
電流検出増幅回路の出力を差し引いた値とすれば、電源
電流が大となる領域、すなわち電源電圧の高い領域では
、通流比が小さくなり、電源電流が小となる領域、すな
わち電源電圧の低い領域では、通流比が大きくなり、第
３図（ｃ）に示した通流比波形に近づくため、電源電流
は正弦波状となり、高調波成分を低下させることができ
る。

〔実施例〕

以下１本発明を、第１図〜第２図の一実施例にもとづい
て説明すると、第１図は本発明に係る電源装置の回路構
成図である。

第１図において交流電源１は、リアクトル２゜整流回路
３．トランジスタ４．コンデンサ５を介して直流電圧Ｅ
ｊに変換され、負荷６に電力を供給する。

直流電圧Ｅまを制御する制御回路は、電源電流を検出増
幅する電源電流検出増幅回路７と、電源電流検出増幅回
路７の出力から通流比指令値９を作成する通流率指令作
成手段８と、通流比指令値９と三角波発振器１０の出力
である三角波とを比較してトランジスタ４に対するチョ
ッパ信号を作成するコンパレータ１１と、トランジスタ
４に対するチョッパ用ドライバ１２と、直流電圧Ｅ４を
検出する直流電圧検出器１３と゛、直流電圧検出信号１
４と直流電圧指令１５とから比例ゲインＫを計算するマ
イクロコンピュータ１６とによって構成されている。

そして、前記電源電流検出増幅回路７は、電源電流を検
出する検出抵抗７−１と、検出抵抗７−１の出力を一定
倍に増幅する電源電流増幅器７−２と、電源電流増幅器
７−２の出力とデジタル入力である比例ゲインにとを乗
算して出力する乗算付り／Ａコンバータ７−３とから構
成されている。

また、通流率指令作成手段８は、基準電圧発生回路８−
１と、基準電圧発生回路８−１の出力Ｖｃから電源電流
検出増幅回路７の出力を差し引いて通流比指令値９を作
成する演算増幅器８−２とから構成されている。なお、
前記基準電圧発生回路８−１の出力Ｖｃは、三角波発振
＠１０の最大値付近の値と等しくなるように選択される
６以上の制御回路構成において、検出抵抗７−１の抵抗
をＲ９電源電流増幅器７−２の増幅率をに工、電源電流
をＩｓ、通流比指令値９をＶｍ　とすると、Ｖｘ　＝Ｖｃ−Ｋ−に□・Ｒ・Ｉｓ　　　　　　−（４
）となる、このため、基準電圧発生回路８−１の出力Ｖ
ｃを、三角波発振器１ｏの出力の最大値ＶＨと等しい値
に選ぶと、通流比Ｘは、ＶＨＶＨとなり、前述した理由により、電源電流は正弦波形とな
り、力率をほぼ１に制御することができ。

さらに比例ゲインＫを変えることにより、通流比Ｘが変
わる。

なお、マイクロコンピュータ１６は、既述のごとく、直
流電圧検出信号１４と直流電圧指令１５とから比例ゲイ
ンＫを計算する外、直流電圧Ｅｊを制御１％に必要な各
種プログラム、例えば直流電圧検出信号１４および直流
電圧指令１５の取込み、さらには比例ゲインにの乗算付
Ｄ／Ａコンバ−夕７−３への出力などの処理を実行する
。

ここで、直流電圧Ｅｄ　　の制御法について説明すると
、第１図において、直流電圧検出信号１４と直流電圧指
令１５との差を計算し、直流電圧検出信号１４の方が大
きい場合には、比例ゲインＫを増加させ、直流電圧指令
１５の方が大きい場合には、比例ゲインＫを減少させる
。すなわち１例えば直流電圧検出信号１４の方が大きい
場合には、比例ゲインＫが増加して１通流比指令値９が
減少するため、入力端子が減少し、入力電力が減少する
ものであって、これにより、直流電力側に送られる電力
も減少し、直流電圧Ｅｄが低下する。そして、直流電圧
検出信号１４と直流電圧指令１５との偏差がＯとなるま
で、以上の動作を繰り返すことにより、直流電圧Ｅ（Ｌ
を制御することができる。

第２図は、以上の考えにもとづいて、マイクロコンピュ
ータ１６によって実行される直流電圧制御処理の内容を
示したもので、乗算材Ｄ／Ａコンバータ７−３への出力
である比例ゲインの作成手順を表わしている。

第２図の処ＩＴ［ｊｌにおいては、第１図のマイクロコ
ンピュータ１６に直流電圧指令Ｅ−および直流電圧検出
信号Ｅ’ｃｔ　　を取り込む。次に、処理Ｈにおいては
、前記直流電圧指令Ｅ”ｄ　と直流電圧検出信号Ｅ′＆
　との偏差電圧ΔＥａ＝Ｅ”ａ−Ｅ’ｊ　　よシｙ、比
例項Ｐと積分項工とを作成し、その和の逆数として、比
例ゲインＫを得る。ここに、比例項Ｐは、比例ゲインＫ
ｐ　　と偏差電圧ΔＥよとの積として、また積分項工は
、積分ゲインに１　　と偏差電圧ΔＥｉとの積を、その
時点における積分項に加えて作成する。処理■において
は、前記比例ゲインＫを、乗算材Ｄ／Ａコンバータ７−
３に出力するものであって、以上の直流電圧制御処理を
繰り返し実行することにより、直流電圧Ｅｄ　の制御を
おこなうことができる。

第４図は本発明に係る電源装置の第２の実施例を示し、
同図はマイクロコンピュータ（第１図の符１号１６参照
）によって実行される直流電圧制御処理の内容を示した
ものであり、その回路構成は、第１図の場合と同様であ
る。そして、第２図と異なる点は、比例ゲインにの作成
手段にあり、比例項Ｐと積分項工との和を１から引いた
値として、比例ゲインＫを得るものであって、この第２
の実施例によれば、割算計算が不要となり、計算の簡単
化をはかることができる。

第、５図〜第７図は本発明に係る電源装置の第３の実施
例を示し、この第３の実施例においては、本発明を、ブ
ラシレス直流モータの速度制御に適用したものであって
、第５図はその回路構成図である。

第５図において、交流電源１は、リアクトル２゜整流回
路３．トランジスタ４．コンデンサ５を介して直流電圧
Ｅａに変換され、インバータ１７に直流電力を供給し、
同期モータ１８を駆動する。

同期モータ１８の速度を制御する制御回路は、マイクロ
コンピュータ１６と、同期モータ１８部分における回転
子１８−１の磁極位置をモータ端子電圧１９から検出す
る位置検出回路２０と、インバータ１７を構成するトラ
ンジスタＴＲＩ〜ＴＲ６に対するインバータ用ドライバ
２１と、電源電流を検出増幅する電源電流検出増幅回路
７と、電源電流検出増幅回路７の出力から通流比指令値
９を作成する通流率指令作成手段８と、通流比指令値９
と三角波発振器１０の出力である三角波とを比較してト
ランジスタ４に対するチョッパ信号を作成するコンパレ
ータ１１と、トランジスタ４に対するチョッパ用ドライ
バ１２とによって構成されている。なお、電源電流検出
増幅回路７および通流率指令作成手段８の構成は、第１
図の場合と同様である。

また、マイクロコンピュータ１６は、同期モータ１８を
駆動するのに必要な各種プログラム、例えば位置検出回
路２０からの位置検出信号２２および速度指令２３の取
込み、インバータ用ドライバ２１に対するインバータド
ライブ信号の出力。

比例ゲインにの計算、比例ゲインにの乗算材Ｄ／Ａコン
バータ７−３への出力などの処理を実行する。

第６図は第５図に符号２２で示す位置検出信号の出力波
形図であり、６０”毎に３相の信号状態が変化する。そ
して、６０’毎の時間ｔ１〜１．を測定し、１サイクル
の時間Ｔを求めることにより、同期モータ１８の速度を
検出することができる。

第７図は第５図に符号１６で示すマイクロコンピュータ
によって実行される速度制御処理の内容を示したもので
、乗算材Ｄ／Ａコンバータ７−３への出力である比例ゲ
インにの作成手順を表わしている。

そして、第７ｒｊ！ｉの処１ｇ１１においては、第５図
に符号１６で示すマイクロコンピュータの外部から与え
られた速度指令２３により、指令速度Ｎ１　を算出する
。次に、処理■においては、前記位置検出信号の１サイ
クルの時間Ｔを求め、処理■においては、１サイクルの
時間Ｔと比例定数に−とから、速度Ｎを算出する。また
、処理■においては、この指令速度Ｎ１　と検出速度Ｎ
との偏差速度ΔＮ＝Ｎ’−Ｎより、比例項Ｐと積分項工
とを作成し、その和の逆数として、比例ゲインＫを得る
。ここに、比例項Ｐは、比例ゲインに？　と偏差速度Δ
Ｎとの積として、また積分＝ｉＩは、積分ゲインＫｌ　
　と偏差速度ΔＮとの積を、その時点における積分項に
加えて作成する。処理Ｖにおいては、前記比例ゲインＫ
を、乗算材Ｄ／Ａコンバータ７−３に出力するものであ
って１以上の速度制御処理を繰り返し実行することによ
り、比例ゲインには、指令速度Ｎ１　と検出速度Ｎとが
等しくなるまで修正を加えられて、同期モータの速度制
御をおこなう。

なお、本実施例においては、偏差速度により直接比例ゲ
インＫを求めたが、本実施例と第１の実施例とを組み合
わせて、偏差速度の比例項と積分項との和を直流電圧指
令Ｅ−として、比例ゲインＫを求めることも可能である
。

・第８図は本発明に係る電源装置の第４の実施例を示し
、この第４の実施例においては、三相交流電源２４を入
力とするものであって、第８図には。

単相の電源装置が３個組み合わされており、なおその動
作方法ならびに動作原理は、既述した単相の電源装置の
場合と同様である。

〔発明の効果〕

本発明は以上のごときであり、図示実施例の説明からも
明らかなように１本発明によれば、力率改善のために正
弦波電流指令波形を必要とせず、したがって電流指令波
形作成のための電源電圧の検出回路を不要として、回路
の単純かつ小型化をはかることができ、しかも電源電圧
による電圧変動やノイズの影響が直接電流指令波形にお
よぶことがなく、電圧変動やノイズに対する機器信頼性
の向上化をはかることのできる、改良された電源装置を
得ることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図〜第２図は本発明に係る電源装置の一実施例を示
し、第１図はその回路構成図、第２図は第１図に符号１
６で示すマイクロコンピュータによって実行される直流
電圧制御処理のフローチャート、第３図は本発明装置の
原理説明図、第４図は本発明に係る電源装置の第２の実
施例を示す直流電圧制御処理のフローチャー１−１第５
図〜第７図は本発明に係る電源装置の第３の実施例を示
し。第５図はその回路構成図、第６図は第５図に符号２２で
示す位置検出信号の出力波形図、第７図は第５図に符号
１６で示すマイクロコンピュータによって実行される速
度制御処理のフローチャート、第８図は本発明に係る電
源装置の第４の実施例を示す回路構成図である。１・・・交流電源、２・・・リアクトル、３・・・整流
回路。４・・・トランジスタ、５・・・コンデンサ、６・・・
負荷、７・・・電源電流検出増幅回路、８・・・通流比
指令作成手段、１０・・・三角波発振器、１１・・・コ
ンパレータ、１２・・・チョッパ用ドライバ、１３・・
・直流電圧検出器、１６・・・マイクロコンピュータ、
１７・・・インバータ、１８・・・同期モータ、２０・
・・位置検出回路。２１・・・インバータ用ドライバ。第１図第２図工第３図 θ□ 第４図第６０第７図

Claims

【特許請求の範囲】１、交流電源を直流に変換する整流回路および平滑回路
と、スイッチング素子によるスイッチング動作とインダ
クタンスによるエネルギー蓄積効果とを利用して力率を
改善する力率改善回路とを備える電源装置において、電
源電流を検出増幅する電源電流検出増幅回路と、スイッ
チング素子の通流比指令値を作成する通流率指令作成手
段とを有し、かつ前記スイッチング素子の通流比指令値
を、最大通流比を与える通流比指令値から電源電流検出
増幅回路の出力を差し引いて作成し、この通流比指令値
により、前記スイッチング素子を動作させるよう構成し
たことを特徴とする電源装置。２、特許請求の範囲第１項記載の発明において、最大通
流比を１とした電源装置。３、特許請求の範囲第１項記載の発明において、直流出
力電圧と直流電圧指令との偏差が０となるよう、電源電
流検出増幅回路の増幅度を変化させて、直流出力電圧を
制御する直流電圧制御手段を備えた電源装置。４、特許請求の範囲第１項記載の発明において、平滑回
路の出力にインバータおよび電動機を接続した電動機速
度制御装置を備え、前記電動機の速度と速度指令との偏
差が０となるよう、直流電圧指令を作成し、直流出力電
圧と前記直流電圧指令との偏差が０となるよう、電源電
流検出増幅回路の増幅度を変化させて電動機速度を制御
する速度制御手段を備えた電源装置。５、特許請求の範囲第１項記載の発明において、平滑回
路の出力にインバータおよび電動機を接続した電動機速
度制御装置を備え、前記電動機の速度と速度指令との偏
差が０となるよう、電源電流検出増幅回路の増幅度を変
化させて電動機速度を制御する速度制御手段を備えた電
源装置。