JP2002369537A - 力率改善電源回路 - Google Patents
力率改善電源回路Info
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 力率改善電源回路において、低コスト化を実
現することを目的とする。 【解決手段】 直流電圧をチョークコイルを介してスイ
ッチング手段によってスイッチングし、このスイッチン
グした電圧をダイオードを介して平滑手段に供給して負
荷の電源電圧を得る力率改善電源回路において、入力電
圧を分圧回路３０で検出し、この入力電圧をスイッチン
グ素子３１でＰＷＭチョッピングして当該入力電流指令
値を得、入力電流とその入力電流指令値との偏差Ｉｅを
電流エラーアンプで得るとともに、偏差Ｉｅに応じたゲ
ート信号ＶｇをＰＷＭコンパレータ１３で得てスイッチ
ング手段を制御する一方、出力電圧をマイクロコンピュ
ータ３３に入力し、マイクロコンピュータによってその
出力電圧と出力電圧指令値との電圧偏差Ｖｅを求めると
ともに、電圧偏差Ｖｅに応じて上記スイッチング素子３
１のＰＷＭチョッピングのデューティ比を制御する。
現することを目的とする。 【解決手段】 直流電圧をチョークコイルを介してスイ
ッチング手段によってスイッチングし、このスイッチン
グした電圧をダイオードを介して平滑手段に供給して負
荷の電源電圧を得る力率改善電源回路において、入力電
圧を分圧回路３０で検出し、この入力電圧をスイッチン
グ素子３１でＰＷＭチョッピングして当該入力電流指令
値を得、入力電流とその入力電流指令値との偏差Ｉｅを
電流エラーアンプで得るとともに、偏差Ｉｅに応じたゲ
ート信号ＶｇをＰＷＭコンパレータ１３で得てスイッチ
ング手段を制御する一方、出力電圧をマイクロコンピュ
ータ３３に入力し、マイクロコンピュータによってその
出力電圧と出力電圧指令値との電圧偏差Ｖｅを求めると
ともに、電圧偏差Ｖｅに応じて上記スイッチング素子３
１のＰＷＭチョッピングのデューティ比を制御する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、空気調和機のコン
プレッサ等の電源として用いる昇圧チョッパ型の力率改
善電源回路に係り、特に詳しくは、低コスト化を実現可
能とする力率改善電源回路に関するものである。
プレッサ等の電源として用いる昇圧チョッパ型の力率改
善電源回路に係り、特に詳しくは、低コスト化を実現可
能とする力率改善電源回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】最近の空気調和機等の負荷（例えばコン
プレッサのモータ）には、一般的には、インバータ制御
が採用されている。インバータ制御は、交流電源を直流
電源に変換し、変換された直流電圧をインバータ手段で
任意の交流電圧に変換し、モータに印加する。上記交流
電源を直流電源に変換する手段としては、一般的なコン
デンサ入力型電源回路が用いられ、これにより、交流電
源からの入力交流電流波形が歪波となり、高調波電流が
発生する。
プレッサのモータ）には、一般的には、インバータ制御
が採用されている。インバータ制御は、交流電源を直流
電源に変換し、変換された直流電圧をインバータ手段で
任意の交流電圧に変換し、モータに印加する。上記交流
電源を直流電源に変換する手段としては、一般的なコン
デンサ入力型電源回路が用いられ、これにより、交流電
源からの入力交流電流波形が歪波となり、高調波電流が
発生する。
【０００３】入力交流電流波形をほぼ正弦波（正弦波
状）とするためには、例えば、図３に示すように、昇圧
チョッパ型の力率改善回路（アクティブフィルタ）を含
む電源回路を備えた力率改善電源回路が例示される。図
３において、力率改善電源回路は、入力交流電源（商用
電源）１を全波整流して直流電圧に変換する整流部２
と、この直流電圧を所定電圧に昇圧するとともに、入力
交流電流波形を正弦波状に制御するためのアクティブフ
ィルタとを備え、昇圧した電圧を負荷４に供給する。
状）とするためには、例えば、図３に示すように、昇圧
チョッパ型の力率改善回路（アクティブフィルタ）を含
む電源回路を備えた力率改善電源回路が例示される。図
３において、力率改善電源回路は、入力交流電源（商用
電源）１を全波整流して直流電圧に変換する整流部２
と、この直流電圧を所定電圧に昇圧するとともに、入力
交流電流波形を正弦波状に制御するためのアクティブフ
ィルタとを備え、昇圧した電圧を負荷４に供給する。
【０００４】上記アクティブフィルタは、整流部２の正
端子側に直列に接続した昇圧チョークコイル３ａと、昇
圧チョークコイル３ａに直列に接続した逆阻止ダイオー
ド３ｂと、昇圧チョークコイル３ａと逆阻止ダイオード
３ｂの間で整流部２の負端子側に接続したスイッチング
素子（ＩＧＢＴ；絶縁ゲート形トランジスタ）３ｃと、
出力電圧を平滑化する平滑コンデンサ３ｄとを備え、直
流電圧を昇圧チョークコイル３ａを介してスイッチング
素子３ｃによってスイッチングし、このスイッチングさ
れている電圧を逆阻止ダイオード３ｂから平滑コンデン
サ３ｄに供給して負荷４の電源電圧とする。
端子側に直列に接続した昇圧チョークコイル３ａと、昇
圧チョークコイル３ａに直列に接続した逆阻止ダイオー
ド３ｂと、昇圧チョークコイル３ａと逆阻止ダイオード
３ｂの間で整流部２の負端子側に接続したスイッチング
素子（ＩＧＢＴ；絶縁ゲート形トランジスタ）３ｃと、
出力電圧を平滑化する平滑コンデンサ３ｄとを備え、直
流電圧を昇圧チョークコイル３ａを介してスイッチング
素子３ｃによってスイッチングし、このスイッチングさ
れている電圧を逆阻止ダイオード３ｂから平滑コンデン
サ３ｄに供給して負荷４の電源電圧とする。
【０００５】上記力率改善電源回路の制御ブロックは、
図４に示す形で表すことができる。なお、図中、図３と
同一部分および相当する部分には同一符号を付して重複
説明する。力率改善電源回路の動作を図４を参照して説
明すると、まず、出力電圧指令値Ｖｓと出力電圧検出値
Ｖｏとの電圧偏差（誤差）Ｖｅを電圧エラーアンプ１０
で得、電圧偏差Ｖｅと入力電圧（入力電圧検出値）Ｖｉ
とを乗算器１１で乗算する。その乗算結果を入力電流指
令値とし、入力電流Ｉが入力電圧Ｖｉに比例するよう
に、つまり力率が１となるように、フィードバック制御
を行う。
図４に示す形で表すことができる。なお、図中、図３と
同一部分および相当する部分には同一符号を付して重複
説明する。力率改善電源回路の動作を図４を参照して説
明すると、まず、出力電圧指令値Ｖｓと出力電圧検出値
Ｖｏとの電圧偏差（誤差）Ｖｅを電圧エラーアンプ１０
で得、電圧偏差Ｖｅと入力電圧（入力電圧検出値）Ｖｉ
とを乗算器１１で乗算する。その乗算結果を入力電流指
令値とし、入力電流Ｉが入力電圧Ｖｉに比例するよう
に、つまり力率が１となるように、フィードバック制御
を行う。
【０００６】上記フィードバック制御では、入力電流指
令値とフィードバックした入力電流（入力電流検出値）
Ｉｉとの電流偏差（誤差）Ｉｅを電流エラーアンプ１２
で得、電流偏差Ｉｅと所定周期のこぎり波とをＰＷＭコ
ンパレータ１３に入力して矩形波信号（ゲート信号Ｖ
ｇ）を得、ゲート信号Ｖｇによりスイッチング素子３ｃ
をスイッチングする。
令値とフィードバックした入力電流（入力電流検出値）
Ｉｉとの電流偏差（誤差）Ｉｅを電流エラーアンプ１２
で得、電流偏差Ｉｅと所定周期のこぎり波とをＰＷＭコ
ンパレータ１３に入力して矩形波信号（ゲート信号Ｖ
ｇ）を得、ゲート信号Ｖｇによりスイッチング素子３ｃ
をスイッチングする。
【０００７】一方、入力電流Ｉｉに加算器１４で負荷電
流を加味し、この結果（電流Ｉｉ）を平滑部（１／ｓ
Ｃ）１５の平滑コンデンサ３ｄに充電して出力電圧（出
力電圧検出値）Ｖｏに変換するとともに、出力電圧Ｖｏ
を電圧エラーアンプ１０にフィードバックする。
流を加味し、この結果（電流Ｉｉ）を平滑部（１／ｓ
Ｃ）１５の平滑コンデンサ３ｄに充電して出力電圧（出
力電圧検出値）Ｖｏに変換するとともに、出力電圧Ｖｏ
を電圧エラーアンプ１０にフィードバックする。
【０００８】言い替えると、上記アクティブフィルタに
おいては、入力電圧Ｖｉ、入力電流Ｉｉおよび出力電圧
Ｖｏを用いて、入力交流電流波形が正弦波状になるよう
に、かつ、出力直流電圧が設定値（出力電圧指令値Ｖ
ｓ）になるように、スイッチング素子３ｃを所定にスイ
ッチングする。
おいては、入力電圧Ｖｉ、入力電流Ｉｉおよび出力電圧
Ｖｏを用いて、入力交流電流波形が正弦波状になるよう
に、かつ、出力直流電圧が設定値（出力電圧指令値Ｖ
ｓ）になるように、スイッチング素子３ｃを所定にスイ
ッチングする。
【０００９】このように、入力交流電流波形を正弦波状
とすることにより、入力交流電流波形の歪波が小さくな
ることから、高調波電流を低減することができ、力率の
向上を図ることができる。なお、アクティブフィルタの
動作については既に公知であることから、その詳細な説
明を省略する。
とすることにより、入力交流電流波形の歪波が小さくな
ることから、高調波電流を低減することができ、力率の
向上を図ることができる。なお、アクティブフィルタの
動作については既に公知であることから、その詳細な説
明を省略する。
【００１０】ところで、上記出力電圧指令値Ｖｓは、例
えば、図５に示すように、分圧回路２０によって制御電
源電圧を分圧してスイッチング素子２１でチョッピング
するとともに、このチョッピングをマイクロコンピュー
タからの所定デューティ比のＰＷＭ信号によって行い、
そのチョッピングされた電圧をＬＰＦ２２に通して得
る。
えば、図５に示すように、分圧回路２０によって制御電
源電圧を分圧してスイッチング素子２１でチョッピング
するとともに、このチョッピングをマイクロコンピュー
タからの所定デューティ比のＰＷＭ信号によって行い、
そのチョッピングされた電圧をＬＰＦ２２に通して得
る。
【００１１】また、上記力率改善電源回路を空気調和機
の電源回路としている用いる場合には、出力電圧Ｖｏを
可変する必要があるため、空気調和機の制御手段である
マイクロコンピュータが出力電圧指令値Ｖｓを出力する
か、もしくは、例えば、図６に示す電圧検出ゲイン回路
を用いる。
の電源回路としている用いる場合には、出力電圧Ｖｏを
可変する必要があるため、空気調和機の制御手段である
マイクロコンピュータが出力電圧指令値Ｖｓを出力する
か、もしくは、例えば、図６に示す電圧検出ゲイン回路
を用いる。
【００１２】図６において、出力電圧Ｖｏを分圧回路２
３で分圧するとともに、この電圧をスイッチング素子２
４でチョッピングし、このチョッピングをマイクロコン
ピュータからの所定デューティ比のＰＷＭ信号によって
行い、チョッピングされた電圧を、ＬＰＦ２５に通して
レファレンス電圧による出力電圧指令値Ｖｓと電圧エラ
ーアンプ２６で比較し、電圧偏差Ｖｅを得ればよい。
３で分圧するとともに、この電圧をスイッチング素子２
４でチョッピングし、このチョッピングをマイクロコン
ピュータからの所定デューティ比のＰＷＭ信号によって
行い、チョッピングされた電圧を、ＬＰＦ２５に通して
レファレンス電圧による出力電圧指令値Ｖｓと電圧エラ
ーアンプ２６で比較し、電圧偏差Ｖｅを得ればよい。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記力
率改善電源回路においては、高価な乗算器１１が必要と
されるため、コスト高になってしまうという欠点があ
る。また、上記乗算器１１等の演算等を含めて全てソフ
トウェアで対処すると、電流制御系については高速の処
理速度が要求されるため、高速のマイクロコンピュータ
（ＣＰＵ）、つまり高価なＣＰＵを用いなければならな
い。しかし、空気調和機等の制御手段としての一般的な
マイクロコンピュータはそれほど高速でないため、高速
のＣＰＵが必要となり、結果、高コストが避けられな
い。
率改善電源回路においては、高価な乗算器１１が必要と
されるため、コスト高になってしまうという欠点があ
る。また、上記乗算器１１等の演算等を含めて全てソフ
トウェアで対処すると、電流制御系については高速の処
理速度が要求されるため、高速のマイクロコンピュータ
（ＣＰＵ）、つまり高価なＣＰＵを用いなければならな
い。しかし、空気調和機等の制御手段としての一般的な
マイクロコンピュータはそれほど高速でないため、高速
のＣＰＵが必要となり、結果、高コストが避けられな
い。
【００１４】本発明は、上記課題に鑑みなされたもので
あり、その目的は、高価な乗算器を用いることなく、ま
た、空気調和機等のそれほど高速でないマイクロコンピ
ュータ（ＣＰＵ）に簡単な回路を付加するだけの構成に
より、低コスト化を実現することができるようにした力
率改善電源回路を提供することにある。
あり、その目的は、高価な乗算器を用いることなく、ま
た、空気調和機等のそれほど高速でないマイクロコンピ
ュータ（ＣＰＵ）に簡単な回路を付加するだけの構成に
より、低コスト化を実現することができるようにした力
率改善電源回路を提供することにある。
【００１５】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明は、交流電源を直流電圧に変換し、この直流
電圧をチョークコイルを介してスイッチング素子によっ
てスイッチングし、このスイッチングした電圧をダイオ
ードを介して平滑コンデンサに供給し、この平滑コンデ
ンサによって負荷の電源電圧を得る一方、少なくとも入
力交流電流波形が正弦波状になるように上記スイッチン
グ素子をスイッチングする力率改善電源回路であって、
上記直流電圧（入力電圧）を検出し、この検出入力電圧
をＰＷＭチョッピングして当該入力電流指令値を得ると
ともに、上記力率改善電源回路の入力電流を検出して入
力電流と上記入力電流指令値との電流偏差を得、この電
流偏差に応じて上記スイッチング素子のスイッチングを
する電流制御系を備えていることを特徴としている。
に、本発明は、交流電源を直流電圧に変換し、この直流
電圧をチョークコイルを介してスイッチング素子によっ
てスイッチングし、このスイッチングした電圧をダイオ
ードを介して平滑コンデンサに供給し、この平滑コンデ
ンサによって負荷の電源電圧を得る一方、少なくとも入
力交流電流波形が正弦波状になるように上記スイッチン
グ素子をスイッチングする力率改善電源回路であって、
上記直流電圧（入力電圧）を検出し、この検出入力電圧
をＰＷＭチョッピングして当該入力電流指令値を得ると
ともに、上記力率改善電源回路の入力電流を検出して入
力電流と上記入力電流指令値との電流偏差を得、この電
流偏差に応じて上記スイッチング素子のスイッチングを
する電流制御系を備えていることを特徴としている。
【００１６】本発明の力率改善電源回路は、上記直流電
圧（入力電圧）を検出し、この検出入力電圧をＰＷＭチ
ョッピングして当該入力電流指令値を得るとともに、上
記力率改善電源回路の入力電流を検出して入力電流と上
記入力電流指令値との電流偏差を得、この電流偏差に応
じて上記スイッチング素子のスイッチングをする電流制
御系と、上記力率改善電源回路の出力電圧を検出し、こ
の検出出力電圧と当該出力電圧指令値の電圧偏差に応じ
て上記入力電圧を所定デューティでＰＷＭチョッピング
制御する電圧制御系とを備え、上記電流制御系を高速で
処理する一方、上記電圧制御系をその電流制御系よりも
低速で処理可能としたことを特徴としている。
圧（入力電圧）を検出し、この検出入力電圧をＰＷＭチ
ョッピングして当該入力電流指令値を得るとともに、上
記力率改善電源回路の入力電流を検出して入力電流と上
記入力電流指令値との電流偏差を得、この電流偏差に応
じて上記スイッチング素子のスイッチングをする電流制
御系と、上記力率改善電源回路の出力電圧を検出し、こ
の検出出力電圧と当該出力電圧指令値の電圧偏差に応じ
て上記入力電圧を所定デューティでＰＷＭチョッピング
制御する電圧制御系とを備え、上記電流制御系を高速で
処理する一方、上記電圧制御系をその電流制御系よりも
低速で処理可能としたことを特徴としている。
【００１７】本発明の力率改善電源回路は、上記直流電
圧（入力電圧）を検出する分圧回路と、この検出入力電
圧をＰＷＭチョッピングして当該入力電流指令値を得る
スイッチング素子、ＬＰＦおよび電流エラーアンプと、
上記力率改善電源回路の入力電流を検出するシャント抵
抗と、この入力電流と上記入力電流指令値との電流偏差
を得、この電流偏差に応じて上記スイッチング素子をス
イッチングするＰＷＭコンパレータと、上記力率改善電
源回路の出力電圧を検出する分圧回路と、この検出出力
電圧と当該出力電圧指令値の電圧偏差に応じて上記入力
電圧を所定デューティでＰＷＭチョッピング制御する制
御手段とを備えていることを特徴としている。
圧（入力電圧）を検出する分圧回路と、この検出入力電
圧をＰＷＭチョッピングして当該入力電流指令値を得る
スイッチング素子、ＬＰＦおよび電流エラーアンプと、
上記力率改善電源回路の入力電流を検出するシャント抵
抗と、この入力電流と上記入力電流指令値との電流偏差
を得、この電流偏差に応じて上記スイッチング素子をス
イッチングするＰＷＭコンパレータと、上記力率改善電
源回路の出力電圧を検出する分圧回路と、この検出出力
電圧と当該出力電圧指令値の電圧偏差に応じて上記入力
電圧を所定デューティでＰＷＭチョッピング制御する制
御手段とを備えていることを特徴としている。
【００１８】上記ＰＷＭチョッピング制御あるいは制御
手段は、マイクロコンピュータによるソフトウェア処理
で行うとよい。これにより、電流制御系の高速の処理よ
りも低速のマイクロコンピュータを用いることができ
る。この場合、例えば、空気調和機の制御手段であるマ
イクロンピュータでもよく、つまり、空気調和機に当該
力率改善電源回路を搭載することが可能になる。
手段は、マイクロコンピュータによるソフトウェア処理
で行うとよい。これにより、電流制御系の高速の処理よ
りも低速のマイクロコンピュータを用いることができ
る。この場合、例えば、空気調和機の制御手段であるマ
イクロンピュータでもよく、つまり、空気調和機に当該
力率改善電源回路を搭載することが可能になる。
【００１９】上記力率改善電源回路は、少なくとも空気
調和機のコンプレッサに用いられるとよい。これによ
り、力率改善電源回路の低コスト化に伴って、空気調和
機の低コスト化が図れる。
調和機のコンプレッサに用いられるとよい。これによ
り、力率改善電源回路の低コスト化に伴って、空気調和
機の低コスト化が図れる。
【００２０】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態を図１
および図２を参照して詳しく説明する。なお、図１中、
図４と同一部分および相当する部分には同一符号を付し
て重複説明を省略する。
および図２を参照して詳しく説明する。なお、図１中、
図４と同一部分および相当する部分には同一符号を付し
て重複説明を省略する。
【００２１】図１において、力率改善電源回路は、入力
電圧（当該電源電圧全波整流波形の入力電圧検出値）Ｖ
ｉを分圧回路３０で分圧し、この分圧電圧をスイッチン
グ素子３１でＰＷＭチョッピングし、このチョッピング
されている電圧をＬＰＦ３２に通して電流指令値を生成
し、この電流指令値と入力電流（フィードバック入力電
流検出値）Ｉｉとを電流エラーコンパレータ１２に入力
してその電流偏差（誤差）Ｉｅを得るとともに、電流偏
差Ｉｅと所定周期のこぎり波とをコンパレータ１３で比
較してゲート信号Ｖｇを得、ゲート信号Ｖｇによりスイ
ッチング素子３ｃをスイッチングして得られる入力電流
Ｉｉを電流エラーアンプ１２にフィードバックし、入力
電流Ｉｉに加算器１４で負荷電流を加味し、この結果
（電流Ｉｉ）を平滑部（１／ｓＣ）１５の平滑コンデン
サ３ｄに充電して出力電圧（出力電圧検出値）Ｖｏを得
る一方、出力電圧Ｖｏをマイクロコンピュータ３３に入
力し、マイクロコンピュータ３３によって出力電圧Ｖｏ
と当該出力電圧指令値Ｖｓをもとにしてスイッチング素
子３１のＰＷＭチョッピング信号を生成してフィードバ
ックする。
電圧（当該電源電圧全波整流波形の入力電圧検出値）Ｖ
ｉを分圧回路３０で分圧し、この分圧電圧をスイッチン
グ素子３１でＰＷＭチョッピングし、このチョッピング
されている電圧をＬＰＦ３２に通して電流指令値を生成
し、この電流指令値と入力電流（フィードバック入力電
流検出値）Ｉｉとを電流エラーコンパレータ１２に入力
してその電流偏差（誤差）Ｉｅを得るとともに、電流偏
差Ｉｅと所定周期のこぎり波とをコンパレータ１３で比
較してゲート信号Ｖｇを得、ゲート信号Ｖｇによりスイ
ッチング素子３ｃをスイッチングして得られる入力電流
Ｉｉを電流エラーアンプ１２にフィードバックし、入力
電流Ｉｉに加算器１４で負荷電流を加味し、この結果
（電流Ｉｉ）を平滑部（１／ｓＣ）１５の平滑コンデン
サ３ｄに充電して出力電圧（出力電圧検出値）Ｖｏを得
る一方、出力電圧Ｖｏをマイクロコンピュータ３３に入
力し、マイクロコンピュータ３３によって出力電圧Ｖｏ
と当該出力電圧指令値Ｖｓをもとにしてスイッチング素
子３１のＰＷＭチョッピング信号を生成してフィードバ
ックする。
【００２２】マイクロコンピュータ３３は、入力出力電
圧ＶｏをＡ／Ｄ変換ポート３３ａでデジタル値に変換て
検出し、この検出出力電圧値と出力電圧指令値部３３ｂ
から出力電圧指令値Ｖｓとの電圧偏差（誤差）Ｖｅを加
算器３３ｃで求め、電圧偏差Ｖｅを所定の比例積分部
（ＰＩ）３３ｄに通して当該ＰＷＭチョッピング信号の
所定デューティ比を決定し、所定デューティ比のＰＷＭ
チョッピング信号をＰＷＭ出力ポート３３ｄからスイッ
チング素子３１に出力する電圧系のフィードバック制御
を行う。
圧ＶｏをＡ／Ｄ変換ポート３３ａでデジタル値に変換て
検出し、この検出出力電圧値と出力電圧指令値部３３ｂ
から出力電圧指令値Ｖｓとの電圧偏差（誤差）Ｖｅを加
算器３３ｃで求め、電圧偏差Ｖｅを所定の比例積分部
（ＰＩ）３３ｄに通して当該ＰＷＭチョッピング信号の
所定デューティ比を決定し、所定デューティ比のＰＷＭ
チョッピング信号をＰＷＭ出力ポート３３ｄからスイッ
チング素子３１に出力する電圧系のフィードバック制御
を行う。
【００２３】このように、高速の処理速度が要求される
電流制御系を電流エラーアンプ１２、コンパレータ１３
等のハードウェアで構成し、電流制御系に比べて低速の
電圧制御系をマイクロコンピュータ３３で実現している
ことから、乗算器１１を用いずに済む。また、マイクロ
コンピュータとして高速のＣＰＵを用いずとも、空気調
和機の制御手段であるＣＰＵによっても十分適応でき、
これにより、力率改善電源回路の低コスト化が図れる。
電流制御系を電流エラーアンプ１２、コンパレータ１３
等のハードウェアで構成し、電流制御系に比べて低速の
電圧制御系をマイクロコンピュータ３３で実現している
ことから、乗算器１１を用いずに済む。また、マイクロ
コンピュータとして高速のＣＰＵを用いずとも、空気調
和機の制御手段であるＣＰＵによっても十分適応でき、
これにより、力率改善電源回路の低コスト化が図れる。
【００２４】上記力率改善電源回路を空気調和機に適用
する場合には、例えば、図２に示す構成とすればよい。
図２おいて、図１および図３と同一部分および相当する
部分には同一符号を付して重複説明を省略する。
する場合には、例えば、図２に示す構成とすればよい。
図２おいて、図１および図３と同一部分および相当する
部分には同一符号を付して重複説明を省略する。
【００２５】この場合、力率改善電源回路の負荷は、イ
ンバータ部４０およびモータ（コンプレッサモータ）４
１となる。また、入力電圧Ｖｉは分圧回路３０で、出力
電圧Ｖｏは分圧回路４２で、入力電流Ｉｉはシャント抵
抗４３でそれぞれ検出される。また、それら検出端子
Ａ，Ｃ，Ｄは、図１に示す回路に接続されるとともに、
ゲート号Ｖｇは、端子Ｂに入力されればよい。
ンバータ部４０およびモータ（コンプレッサモータ）４
１となる。また、入力電圧Ｖｉは分圧回路３０で、出力
電圧Ｖｏは分圧回路４２で、入力電流Ｉｉはシャント抵
抗４３でそれぞれ検出される。また、それら検出端子
Ａ，Ｃ，Ｄは、図１に示す回路に接続されるとともに、
ゲート号Ｖｇは、端子Ｂに入力されればよい。
【００２６】これにより、上述したように、乗算器を用
いずに、簡単な回路構成の電流エラーアンプ１２および
ＰＷＭコンパレータ１３等によって高速の処理速度が要
求される電流制御系を実現する一方、電圧制御系をそれ
ほど高速でないマイクロコンピュータ３３等で実現する
ことができる。したがって、空気調和機等の制御手段で
あるマイクロコンピュータでも十分に対応することが可
能である。
いずに、簡単な回路構成の電流エラーアンプ１２および
ＰＷＭコンパレータ１３等によって高速の処理速度が要
求される電流制御系を実現する一方、電圧制御系をそれ
ほど高速でないマイクロコンピュータ３３等で実現する
ことができる。したがって、空気調和機等の制御手段で
あるマイクロコンピュータでも十分に対応することが可
能である。
【００２７】また、電流指令値は、マイクロコンピュー
タ３３によって直接設定することも可能であるため、力
率改善電源回路（コンバータ）の起動時の過電流を抑制
することができ、特に空気調和機等の家電機器にとって
は信頼性の向上が図れる。
タ３３によって直接設定することも可能であるため、力
率改善電源回路（コンバータ）の起動時の過電流を抑制
することができ、特に空気調和機等の家電機器にとって
は信頼性の向上が図れる。
【００２８】
【発明の効果】以上説明した本発明によれば、以下に述
べる効果を奏する。本発明の力率改善電源回路は、その
電流制御系において入力電圧をＰＷＭチョッピングして
当該入力電流指令値を得ていることから、高速処理を必
要とする電流制御系に乗算器を用いず、簡単な回路を付
加するだけで済み、低コスト化を実現することができる
という効果がある。
べる効果を奏する。本発明の力率改善電源回路は、その
電流制御系において入力電圧をＰＷＭチョッピングして
当該入力電流指令値を得ていることから、高速処理を必
要とする電流制御系に乗算器を用いず、簡単な回路を付
加するだけで済み、低コスト化を実現することができる
という効果がある。
【００２９】本発明の力率改善電源回路は、その電流制
御系において入力電圧をＰＷＭチョッピングして当該入
力電流指令値を得ており、その電圧制御系において出力
電圧と当該出力電圧指令値の電圧偏差に応じて前記入力
電圧を所定デューティでＰＷＭチョッピング制御してい
ることから、上述した効果に加え、電流制御系よりも低
速の処理を可能としている電圧制御系に空気調和機等の
制御手段であるマイクロコンピュータ（ＣＰＵ）を用い
ることができ、空気調和機等をコストアップさせずに済
むという効果がある。
御系において入力電圧をＰＷＭチョッピングして当該入
力電流指令値を得ており、その電圧制御系において出力
電圧と当該出力電圧指令値の電圧偏差に応じて前記入力
電圧を所定デューティでＰＷＭチョッピング制御してい
ることから、上述した効果に加え、電流制御系よりも低
速の処理を可能としている電圧制御系に空気調和機等の
制御手段であるマイクロコンピュータ（ＣＰＵ）を用い
ることができ、空気調和機等をコストアップさせずに済
むという効果がある。
【００３０】本発明の力率改善電源回路は、入力電圧を
検出し、この検出入力電圧をＰＷＭチョッピングして当
該入力電流指令値を得るとともに、その力率改善電源回
路の入力電流を検出し、この入力電流と前記入力電流指
令値との電流偏差を得、電流偏差に応じて当該スイッチ
ング素子をスイッチングする電流制御系と、力率改善電
源回路の出力電圧を検出し、検出出力電圧と当該出力電
圧指令値の電圧偏差に応じて入力電圧を所定デューティ
でＰＷＭチョッピング制御する電圧制御系とを備えてい
ることから、上述と同様の効果を奏する。
検出し、この検出入力電圧をＰＷＭチョッピングして当
該入力電流指令値を得るとともに、その力率改善電源回
路の入力電流を検出し、この入力電流と前記入力電流指
令値との電流偏差を得、電流偏差に応じて当該スイッチ
ング素子をスイッチングする電流制御系と、力率改善電
源回路の出力電圧を検出し、検出出力電圧と当該出力電
圧指令値の電圧偏差に応じて入力電圧を所定デューティ
でＰＷＭチョッピング制御する電圧制御系とを備えてい
ることから、上述と同様の効果を奏する。
【図１】本発明の実施の一形態を示し、力率改善電源回
路を制御ブロック的に説明するための概略的回路図。
路を制御ブロック的に説明するための概略的回路図。
【図２】図１の力率改善電源回路をモータに適用した場
合を説明するための概略的回路図。
合を説明するための概略的回路図。
【図３】従来の力率改善電源回路を説明するための概略
的回路図。
的回路図。
【図４】図３に示す力率改善電源回路の制御系を説明す
るための概略的ブロック線図。
るための概略的ブロック線図。
【図５】図３に示す力率改善電源回路に付加する回路を
説明するための概略的回路図。
説明するための概略的回路図。
【図６】図３に示す力率改善電源回路に付加する回路を
説明するための概略的回路図。
説明するための概略的回路図。
３ａ 昇圧チョークコイル ３ｂ 逆阻止ダイオード ３ｃ スイッチング素子（ＩＧＢＴ） ３ｄ 平滑コンデンサ １２ 電流エラーアンプ １３ ＰＷＭコンパレータ ３０ 分圧回路（入力電圧検出手段） ３１ スイッチング素子（ＰＷＭチョッピング） ３２ ＬＰＦ ３３ マイクロコンピュータ（ＣＰＵ） ３３ａ Ａ／Ｄ変換ポート ３３ｂ 出力電圧指令部 ３３ｃ 加算手段 ３３ｄ ＰＩ（比例積分部） ３３ｅ ＰＷＭ出力ポート ４２ 分圧回路（出力電圧検出手段） ４３ シャント抵抗（入力電流検出手段） Ｉｅ 電流偏差（誤差） Ｉｉ 入力電流 Ｖｅ 電圧偏差（誤差） Ｖｇ ゲート信号 Ｖｉ 入力電圧 Ｖｏ 出力電圧 Ｖｓ 出力電圧指令値
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Ｆターム(参考） 5H006 AA02 BB05 CA01 CA07 CA13 CB01 CC02 DA02 DA04 DB02 DB05 DC02 DC04 DC05 5H007 AA02 BB06 CA01 CB04 CB05 CC12 CC23 DA05 DA06 DB01 DB07 DB12 DC02 DC05 EA02 5H730 AA18 AS01 BB14 BB57 CC01 CC04 DD02 DD13 FD21 FD51 FF09 FG05
Claims (5)
- 【請求項１】 交流電源を直流電圧に変換し、該直流電
圧をチョークコイルを介してスイッチング手段によって
スイッチングし、該スイッチングした電圧をダイオード
を介して平滑手段に供給し、該平滑手段によって負荷の
電源電圧を得る一方、少なくとも入力交流電流波形が正
弦波状になるように前記スイッチング素子をスイッチン
グする力率改善電源回路であって、前記直流電圧（入力
電圧）を検出し、該検出入力電圧をＰＷＭチョッピング
して当該入力電流指令値を得るとともに、前記力率改善
電源回路の入力電流を検出して該入力電流と前記入力電
流指令値との電流偏差を得、該電流偏差に応じて前記ス
イッチング素子のスイッチングをする電流制御系を備え
ていることを特徴とする力率改善電源回路。 - 【請求項２】 交流電源を直流電圧に変換し、該直流電
圧をチョークコイルを介してスイッチング手段によって
スイッチングし、該スイッチングした電圧をダイオード
を介して平滑手段に供給し、該平滑手段によって負荷の
電源電圧を得る一方、少なくとも入力交流電流波形が正
弦波状になるように前記スイッチング手段をスイッチン
グする力率改善電源回路であって、前記直流電圧（入力
電圧）を検出し、該検出入力電圧をＰＷＭチョッピング
して当該入力電流指令値を得るとともに、前記力率改善
電源回路の入力電流を検出して該入力電流と前記入力電
流指令値との電流偏差を得、該電流偏差に応じて前記ス
イッチング素子のスイッチングをする電流制御系と、前
記力率改善電源回路の出力電圧を検出し、該検出出力電
圧と当該出力電圧指令値の電圧偏差に応じて前記入力電
圧を所定デューティでＰＷＭチョッピング制御する電圧
制御系とを備え、前記電流制御系を高速で処理する一
方、前記電圧制御系をその電流制御系よりも低速で処理
可能としたことを特徴とする力率改善電源回路の制御方
法。 - 【請求項３】 交流電源を直流電圧に変換し、該直流電
圧をチョークコイルを介してスイッチング手段によって
スイッチングし、該スイッチングした電圧をダイオード
を介して平滑手段に供給し、該平滑手段によって負荷の
電源電圧を得る一方、少なくとも入力交流電流波形が正
弦波状になるように前記スイッチング手段をスイッチン
グする力率改善電源回路であって、前記直流電圧（入力
電圧）を検出する入力電圧検出手段と、該検出入力電圧
をＰＷＭチョッピングして当該入力電流指令値を得るチ
ョッピング手段と、前記力率改善電源回路の入力電流を
検出する入力電流検出手段と、該入力電流と前記入力電
流指令値との電流偏差を得、該電流偏差に応じて前記ス
イッチング素子をスイッチングするスイッチング制御手
段と、前記力率改善電源回路の出力電圧を検出する出力
電圧検出手段と、該検出出力電圧と当該出力電圧指令値
の電圧偏差に応じて前記入力電圧を所定デューティでＰ
ＷＭチョッピング制御する制御手段とを備えていること
を特徴とする力率改善電源回路。 - 【請求項４】 前記ＰＷＭチョッピング制御あるいは制
御手段は、マイクロコンピュータによるソフトウェア処
理で行うようにした請求項１，２または３に記載の力率
改善電源回路。 - 【請求項５】 前記力率改善電源回路は、少なくとも空
気調和機のコンプレッサに用いられる請求項１，２，３
または４に記載の力率改善電源回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001176061A JP4692704B2 (ja) | 2001-06-11 | 2001-06-11 | 力率改善電源回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001176061A JP4692704B2 (ja) | 2001-06-11 | 2001-06-11 | 力率改善電源回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002369537A true JP2002369537A (ja) | 2002-12-20 |
| JP4692704B2 JP4692704B2 (ja) | 2011-06-01 |
Family
ID=19017103
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| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001176061A Expired - Fee Related JP4692704B2 (ja) | 2001-06-11 | 2001-06-11 | 力率改善電源回路 |
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|---|---|
| JP (1) | JP4692704B2 (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2011188737A (ja) * | 2010-03-09 | 2011-09-22 | Richard Landry Gray | 力率補償方法 |
| KR20150046495A (ko) * | 2013-10-22 | 2015-04-30 | 엘지이노텍 주식회사 | Dc/dc 컨버터 |
| CN107966612A (zh) * | 2017-12-27 | 2018-04-27 | 苏州菲达旭微电子有限公司 | 一种斩波相位检测电路 |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2022011645A1 (zh) * | 2020-07-16 | 2022-01-20 | 深圳市骁阳工程咨询有限公司 | 一种供电设备及阳光模拟设备 |
Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0928080A (ja) * | 1995-07-10 | 1997-01-28 | Tec Corp | アクティブフィルタ回路 |
| JPH1155939A (ja) * | 1997-06-18 | 1999-02-26 | Siemens Ag | 負荷に依存しない直流電圧を生成するための回路装置 |
| JP2000224860A (ja) * | 1999-01-28 | 2000-08-11 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 電源装置及び電源システム |
-
2001
- 2001-06-11 JP JP2001176061A patent/JP4692704B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| KR20150046495A (ko) * | 2013-10-22 | 2015-04-30 | 엘지이노텍 주식회사 | Dc/dc 컨버터 |
| KR102199325B1 (ko) * | 2013-10-22 | 2021-01-06 | 엘지이노텍 주식회사 | Dc/dc 컨버터 |
| CN107966612A (zh) * | 2017-12-27 | 2018-04-27 | 苏州菲达旭微电子有限公司 | 一种斩波相位检测电路 |
| CN107966612B (zh) * | 2017-12-27 | 2024-06-07 | 国网安徽省电力有限公司无为市供电公司 | 一种斩波相位检测电路 |
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|---|---|
| JP4692704B2 (ja) | 2011-06-01 |
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