JP2000224860A

JP2000224860A - 電源装置及び電源システム

Info

Publication number: JP2000224860A
Application number: JP11020647A
Authority: JP
Inventors: Kaneharu Yoshioka; 包晴吉岡; Yoshiro Tsuchiyama; 吉朗土山; Mitsuo Ueda; 光男植田; Hideki Nakada; 秀樹中田; Masanori Ogawa; 正則小川
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 1999-01-28
Filing date: 1999-01-28
Publication date: 2000-08-11

Abstract

(57)【要約】【課題】回路上主回路電流の通過素子数が多くなり効
率が低く、制御回路構成が複雑で高コストである。【解決手段】高速ダイオードと、整流ダイオードに並
列接続したスイッチング素子とで構成されたＰＷＭコン
バータ回路５と、電動機１６ａ，１６ｂを駆動するイン
バータ回路１４ａ，１４ｂと、電動機１６ａ，１６ｂが
所定回転数範囲以上の時には、ＰＷＭコンバータ駆動回
路９を制御し、所定回転数範囲以下ではＰＷＭコンバー
タ駆動回路９を制御するとともにインバータ駆動回路１
５ａ，１５ｂを制御して電動機１６ａ，１６ｂの回転数
制御を行うマイクロコンピュータあるいはデジタルシグ
ナルプロセッサー１７とを備える。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、交流入力をＰＷＭ
コンバータによって高調波成分の少ない高力率で直流電
圧に変換する電源装置に関し、特に電動機を負荷とする
システムの回路効率の向上と制御回路の簡易化を図るも
のである。

【０００２】

【従来の技術】従来、電源高調波歪みを抑制し力率改善
の機能を有する電源装置は、交流入力電流が正弦波状と
なるよう制御する昇圧コンバータ回路を具備している。
例えば、特開昭６３−２２４６９８公報等に述べられて
いるように、特に単相入力電源では回路構成が簡単なこ
とから入力電圧を整流後、昇圧コンバータ回路で入力電
流を制御している。この従来技術は、交流電圧を一旦整
流ダイオード回路で整流後、リアクトルとスイッチング
素子とダイオードと平滑コンデンサで構成された昇圧コ
ンバータ回路で直流電源を作り、負荷に供給するもので
ある。

【０００３】図５は、従来の電源装置のブロック図であ
る。図５において、交流電源１の出力が整流ダイオード
回路１９で整流され、昇圧コンバータ回路２０に入力さ
れている。直流電圧検出手段６は昇圧コンバータ回路２
０の出力電圧の電圧を検出するもので、その検出結果は
昇圧コンバータ制御手段２２で設定電圧と比較されて誤
差増幅される。交流電圧波形検出手段２１で直流リンク
に流すべき電流波形の元となる交流電圧波形を検出す
る。昇圧コンバータ制御手段２２は、交流電圧波形検出
手段２１の出力を誤差増幅結果と乗算することにより入
力電流指令を作成し、更に入力電流検出手段４の出力と
の誤差を増幅し、三角波と比較してＰＷＭ波形を生成す
る。このＰＷＭ出力は昇圧コンバータ駆動回路２３を通
してスイッチング素子１３を駆動する。この様子を図６
のブロック線図で表す。図６でＶｄｃ＊は設定電圧、Ｖ
ｄｃは直流電圧検出手段６の出力、Ｖａｃは交流電圧波
形検出手段２１の出力、Ｉａｃは入力電流検出手段４の
出力を表す。このブロック線図の部分は昇圧コンバータ
制御手段２２で処理される。

【０００４】負荷１０が電動機を含む場合には、昇圧コ
ンバータ回路２０の出力はインバータ回路１４ａに供給
され、インバータ回路１４ａで所用の電圧と周波数に変
換して電動機１６ａを駆動する。電動機１６ａはインバ
ータ駆動回路１５ａを通してインバータ制御手段１８に
よって設定回転数になるよう制御されている。このた
め、昇圧コンバータ回路２０の出力電圧によってインバ
ータ回路１４ａの出力電圧が影響をうけるので、昇圧コ
ンバータ制御手段２２とインバータ制御手段１８は連動
して制御する必要がある。

【０００５】次にこの動作を説明する。電動機１６ａの
設定回転数が低速時には昇圧コンバータ回路２０の出力
電圧は一定になるようにスイッチング素子１３を制御す
る。電動機１６ａの回転数はインバータ回路１４ａによ
って制御される。電動機１６ａの設定回転数が高速時に
は昇圧コンバータ制御手段２２は電動機１６ａの回転数
誤差をなくすように制御されるので、昇圧コンバータ回
路２０の出力は電動機１６ａの回転数に応じた電圧とな
っている。ただし、この電圧は、最高電圧でクランプさ
れている。このときインバータ回路１４ａは電動機１６
ａに印加される３相電圧の振り分けのみを行うよう制御
されている。

【０００６】図７は、昇圧コンバータ回路２０の出力電
圧、即ち平滑コンデンサ７の電圧と電動機１６ａの回転
数の関係を示している。低速領域では、平滑コンデンサ
電圧は電動機１６ａにかかわらず昇圧コンバータ回路２
０によって一定出力電圧に制御されている。このとき、
図６のＶｄｃ＊は一定値の設定電圧である。電動機１６
ａはインバータ回路１４ａでＰＷＭ変調制御され設定回
転数になるように速度制御がなされている。所用回転速
度がある一定以上を超えると、昇圧コンバータ回路２０
の出力電圧が一定ではインバータ回路１４ａのＰＷＭ変
調はフルデューティを超え、速度制御が不可能になるた
め、インバータ回路１４ａへの供給電圧である昇圧コン
バータ回路２０の出力電圧、即ち平滑コンデンサ７の電
圧を回転速度に応じて増加させる必要がある。従って、
電動機１６ａの設定回転速度と検出回転速度の誤差増幅
結果を、平滑コンデンサ７の電圧を設定する直流電圧設
定値Ｖｄｃ＊とするように切り替えている。電動機１６
ａの設定回転速度と検出回転速度の誤差増幅はインバー
タ制御手段１８で処理し、昇圧コンバータ制御手段２２
に入力され、平滑コンデンサ７の電圧を設定する直流電
圧設定値の設定以降の制御をすべて昇圧コンバータ制御
手段２２で処理するようにしている。この結果、インバ
ータ回路１４ａは電動機１６ａの相切替動作を担当し、
回転速度は昇圧コンバータ回路２０で決定される。即
ち、低速領域では電動機１６ａはインバータ回路１４ａ
によってＰＷＭ制御動作となり、高速領域ではＰＡＭ制
御動作となっている。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上述の
従来技術では、交流電源の出力を一旦整流ダイオード回
路１９で整流したのち昇圧コンバータ回路２０を動作さ
せていたため、回路上主回路電流の通過素子数が多くな
る。また、負荷が電動機１６ａで構成されている場合に
は、昇圧コンバータ回路２０とインバータ回路１４ａは
電動機１６ａの設定回転数によって連動して制御する必
要があるのでそれぞれの制御手段間で信号のやりとりを
しながら連動制御をしていた。この場合、回路構成上そ
れぞれの制御手段間でＤ／Ａコンバータ等のインターフ
ェースが必要となる等、制御回路構成が複雑になってい
た。さらに、エアコンの室外機のようにコンプレッサー
モータとファンモータを個別制御するようなシステムで
は２個のインバータによって各電動機が駆動されるた
め、低コスト化や回路の簡素化などの点から直流電源の
共用化を図る必要があるなどの課題がある。

【０００８】本発明は、従来の電源装置のこのような課
題を考慮し、回路上主回路電流の通過素子数を減らすこ
とができ、回路損失を低減し効率向上を目指すととも
に、制御回路構成を簡素化してコストの低減を図ること
ができる電源装置を提供することを目的とするものであ
る。

【０００９】

【課題を解決するための手段】請求項１の本発明は、交
流電源に接続されるリアクトルと、そのリアクトルに接
続され、整流ダイオードが並列接続されたスイッチング
素子と高速ダイオードとで構成されたＰＷＭコンバータ
回路と、そのＰＷＭコンバータ回路を駆動するＰＷＭコ
ンバータ駆動回路と、交流電源の位相を検出する位相検
出手段と、ＰＷＭコンバータ回路への入力電流を検出す
る入力電流検出手段と、ＰＷＭコンバータ回路の出力を
平滑する平滑コンデンサと、その平滑コンデンサの電圧
を検出する直流電圧検出手段と、位相検出手段及び入力
電流検出手段及び直流電圧検出手段の各検出信号に基づ
いて、ＰＷＭコンバータ駆動回路を制御するＰＷＭコン
バータ制御手段とを備え、ＰＷＭコンバータ制御手段
は、平滑コンデンサの電圧を所定値になるようにスイッ
チング素子をＰＷＭ制御する電源装置である。

【００１０】また、請求項２の本発明は、交流電源に接
続されるリアクトルと、そのリアクトルに接続され、高
速ダイオードが並列接続されたスイッチング素子と整流
ダイオードとで構成されたＰＷＭコンバータ回路と、そ
のＰＷＭコンバータ回路を駆動するＰＷＭコンバータ駆
動回路と、交流電源の位相を検出する位相検出手段と、
ＰＷＭコンバータ回路への入力電流を検出する入力電流
検出手段と、ＰＷＭコンバータ回路の出力を平滑する平
滑コンデンサと、その平滑コンデンサの電圧を検出する
直流電圧検出手段と、位相検出手段及び入力電流検出手
段及び直流電圧検出手段の各検出信号に基づいて、ＰＷ
Ｍコンバータ駆動回路を制御するＰＷＭコンバータ制御
手段とを備え、ＰＷＭコンバータ制御手段は、平滑コン
デンサの電圧を所定値になるようにスイッチング素子を
ＰＷＭ制御する電源装置である。

【００１１】また、請求項３の本発明は、交流電源に接
続されるリアクトルと、そのリアクトルに接続され、整
流ダイオードが並列接続されたスイッチング素子と高速
ダイオードとで構成されたＰＷＭコンバータ回路と、そ
のＰＷＭコンバータ回路を駆動するＰＷＭコンバータ駆
動回路と、交流電源の位相を検出する位相検出手段と、
ＰＷＭコンバータ回路への入力電流を検出する入力電流
検出手段と、ＰＷＭコンバータ回路の出力を平滑する平
滑コンデンサと、その平滑コンデンサの電圧を検出する
直流電圧検出手段と、平滑コンデンサに接続されたイン
バータ回路と、そのインバータ回路を駆動するインバー
タ駆動回路と、インバータ回路により駆動される電動機
と、位相検出手段及び入力電流検出手段及び直流電圧検
出手段の各検出信号に基づいて、電動機が所定回転数範
囲以上の時には、平滑コンデンサ電圧の設定値を電動機
の所定回転数になるようＰＷＭコンバータ駆動回路を制
御し、所定回転数範囲以下では平滑コンデンサ電圧を一
定電圧となるようＰＷＭコンバータ駆動回路を制御する
とともにインバータ駆動回路を制御して電動機の回転数
制御を行う駆動回路制御手段とを備えた電源システムで
ある。

【００１２】また、請求項４の本発明は、交流電源に接
続されるリアクトルと、そのリアクトルに接続され、高
速ダイオードが並列接続されたスイッチング素子と整流
ダイオードとで構成されたＰＷＭコンバータ回路と、そ
のＰＷＭコンバータ回路を駆動するＰＷＭコンバータ駆
動回路と、交流電源の位相を検出する位相検出手段と、
ＰＷＭコンバータ回路への入力電流を検出する入力電流
検出手段と、ＰＷＭコンバータ回路の出力を平滑する平
滑コンデンサと、その平滑コンデンサの電圧を検出する
直流電圧検出手段と、平滑コンデンサに接続されたイン
バータ回路と、そのインバータ回路を駆動するインバー
タ駆動回路と、インバータ回路により駆動される電動機
と、位相検出手段及び入力電流検出手段及び直流電圧検
出手段の各検出信号に基づいて、電動機が所定回転数範
囲以上の時には、平滑コンデンサ電圧の設定値を電動機
の所定回転数になるようＰＷＭコンバータ駆動回路を制
御し、所定回転数範囲以下では平滑コンデンサ電圧を一
定電圧となるようＰＷＭコンバータ駆動回路を制御する
とともにインバータ駆動回路を制御して電動機の回転数
制御を行う駆動回路制御手段とを備えた電源システムで
ある。

【００１３】本発明の電源装置は、ＰＷＭコンバータ回
路において低順方向電圧降下の整流ダイオードとファー
ストリカバリー性能を有する高速ダイオードの２種類の
ダイオードとスイッチング素子で構成してＰＷＭ制御す
るように構成しており、請求項２の電源装置では、上記
２種類のダイオードとスイッチング素子の組み合わせを
変えたＰＷＭコンバータ回路とした。

【００１４】また、本発明の電源システムは、少なくと
も１組のインバータ回路とそのインバータ回路で駆動さ
れる電動機で構成される負荷を備え、電動機の回転数に
よってインバータ回路の制御とＰＷＭコンバータ回路の
制御を連動制御するように構成しており、更に、インバ
ータ回路の制御とＰＷＭコンバータ回路の制御を１個の
マイクロコンピュータあるいはデジタルシグナルプロセ
ッサーで行う構成としている。

【００１５】

【発明の実施の形態】以下に、本発明をその実施の形態
を示す図面に基づいて説明する。尚、図１から図４中で
図５と同一番号のものは同一機能を有するので説明を省
略する。（実施の形態１）図１は、本発明にかかる実施の形態１
の電源装置のブロック図であり、また図２はそのうちの
ＰＷＭコンバータ回路を示す構成図である。図１におい
て、交流電源１の出力はリアクトル２を通してＰＷＭコ
ンバータ回路５に接続されている。ＰＷＭコンバータ回
路５の出力は平滑コンデンサ７に接続され、負荷１０に
直流を供給する。交流電源１の位相を検出する位相検出
手段３の出力と、入力電流検出手段４及び直流電圧検出
手段６の出力はＰＷＭコンバータ制御手段８へ入力さ
れ、ＰＷＭコンバータ制御手段８の出力はＰＷＭコンバ
ータ駆動回路９を通してＰＷＭコンバータ回路５を制御
する。

【００１６】図２において、ファーストリカバリー性能
を有する高速ダイオード１１ａ，１１ｂはスイッチング
素子１３ａ，１３ｂと直列に接続されており、低順方向
電圧降下の整流ダイオード１２ａ，１２ｂはスイッチン
グ素子１３ａ，１３ｂと並列接続され、添え字ａ，ｂの
各々の組み合わせを１相分として２相でＰＷＭコンバー
タ回路５を構成している。

【００１７】次に、上記実施の形態１の電源装置の動作
について、図面を参照しながら説明する。

【００１８】まず、電源電圧の位相を位相検出手段３で
検出し、電源電圧の位相に同期した基準正弦波をＰＷＭ
コンバータ制御手段８で作る。これは、従来例の交流電
圧波形検出手段２１の出力に相当し、より高精度の基準
正弦波を作ることができる。次に、平滑コンデンサ７の
電圧を直流電圧検出手段６で検出してのち、ＰＷＭコン
バータ制御手段８で設定値との誤差を増幅した結果を基
準正弦波と乗算して入力電流指令を作る。さらに、入力
電流指令と入力電流検出手段４の出力の誤差を増幅して
三角波と比較してＰＷＭ出力を形成する。この制御方法
は、図６と同様である。ＰＷＭ出力は、位相検出手段３
の出力によって２つのスイッチング素子１３ａ，１３ｂ
に交互に振り分けられる。

【００１９】このときの詳細動作を説明する。スイッチ
ング素子１３ａがＰＷＭ動作をしているとき、スイッチ
ング素子１３ａがオン時には、交流電源１はリアクトル
２を通してスイッチング素子１３ａ、及びダイオード１
２ｂで短絡される。スイッチング素子１３ａがオフする
とリアクトル２に蓄えられたエネルギーはダイオード１
１ａ及びダイオード１２ｂを通して平滑コンデンサ７に
放出される。このとき、ダイオード１２ｂはスイッチン
グ素子１３ａのオンオフに関わらず常に整流動作をして
いることがわかる。ダイオード１１ａはスイッチング素
子１３ａによるリカバリー電流が流れるため、ファース
トリカバリー性能を有する高速ダイオードが要求される
が、ダイオード１２ｂは整流動作のみであるから低順方
向電圧降下特性の整流ダイオードで良い。高速ダイオー
ドの順方向電圧降下分は、整流ダイオードのそれに比
べ、一般的に１．５倍以上あるため電流の大きい主回路
への使い分けは低損失化を図る上で重要である。図５の
従来の方式と比較すれば、整流ダイオード回路１９と昇
圧コンバータ回路２０の回路に比べ整流ダイオード１個
分の素子が回路電流の経路から削減できる。さらに、ダ
イオードを高速ダイオードと整流ダイオードの組み合わ
せとすることで、順方向電圧降下を下げることができ、
低損失化が図れる。なお、スイッチング素子１３ｂがＰ
ＷＭ動作をする場合も同様なので説明は省略する。（実施の形態２）図３は、前述の実施の形態１と異なる
ＰＷＭコンバータ回路５のブロック図を示している。す
なわち、高速ダイオード１１ａ，１１ｂを直列接続し、
スイッチング素子１３ａ，１３ｂを高速ダイオード１１
ａ，１１ｂにそれぞれ並列接続し、また、整流ダイオー
ド１２ａ，１２ｂを直列接続して、ブリッジ構成とした
ものである。ＰＷＭコンバータ回路５以外の基本構成は
図１と同じである。

【００２０】このときの詳細動作を説明する。スイッチ
ング素子１３ａがＰＷＭ動作をしているとき、スイッチ
ング素子１３ａがオン時には、交流電源１はスイッチン
グ素子１３ａ、リアクトル２及び整流ダイオード１２ａ
を通して短絡される。スイッチング素子１３ａがオフす
るとリアクトル２に蓄えられたエネルギーは整流ダイオ
ード１２ａ及び高速ダイオード１１ｂを通して平滑コン
デンサ７に放出される。このとき、整流ダイオード１２
ａはスイッチング素子１３ａのオンオフに関わらず常に
整流動作をしていることがわかる。高速ダイオード１１
ｂはスイッチング素子１３ａによるリカバリー電流が流
れるためファーストリカバリ性能を有する高速ダイオー
ドが要求されるが、整流ダイオード１２ａは整流動作の
みであるから低順方向電圧降下特性の整流ダイオードで
良い。以上のように、図３の場合も図２の実施の形態１
と同様に高速ダイオードと整流ダイオードの組み合わせ
で同様の機能を実現できることがわかる。なお、スイッ
チング素子１３ｂがＰＷＭ動作をする場合も同様なので
説明は省略する。（実施の形態３）図４は、本発明にかかる実施の形態３
の電源システムのブロック図であり、２個の電動機１６
ａ，１６ｂを駆動するインバータ回路１４ａ，１４ｂを
負荷とする電源装置を示している。例えば、エアコンの
室外機のようにコンプレッサーモータとファンモータを
個別に駆動するようなシステムの場合には、効率面やコ
スト面から直流電源部を共通化してそれぞれの電動機に
対応したインバータによって適切な電圧／周波数を供給
するようにしている。この制御方法は、図５〜図７を用
いて説明した従来例と同様であるが、従来は、それぞれ
を独立した制御手段で連動制御していたため、ＰＷＭコ
ンバータ制御手段と１個以上のインバータ制御手段の間
にインターフェース回路を介在させる必要があった。こ
れはインターフェース回路のハードウェア負担のみばか
りでなく、入出力の変換を含めたハードウェア及びソフ
トウェアの負担となっていた。このため、本実施の形態
では、インバータ駆動回路の制御とＰＷＭコンバータ駆
動回路の制御を行う駆動回路制御手段を１個のマイクロ
コンピュータあるいはデジタルシグナルプロセッサー１
７を用いて制御するように構成した。この結果、電動機
１６ａ，１６ｂに必要な制御アルゴリズム上共通部分を
集約化でき、トータルでのソフトウェアの負担を大幅に
軽減できる、ハードウェアの集積化が容易になった。（実施の形態４）本発明にかかる実施の形態４は、少な
くとも１個の電動機を駆動する場合、所定回転数以下の
低速領域では、マイクロコンピュータあるいはデジタル
シグナルプロセッサー１７で正弦波駆動するように制御
している。ここで、本実施の形態の基本構成は図４と同
じである。

【００２１】ＰＷＭコンバータ回路５による損失は、負
荷１０の出力が小さい場合、即ち電動機１６ａ（又は１
６ｂ）の低速領域では入力電流が小さいため、整流ダイ
オード１個分の損失低減の効果は少ない。逆に出力の増
加に応じて、つまり電動機１６ａ（または１６ｂ）の回
転数が高くなればなるほど損失低減効果は大きくなる。
一方、電動機１６ａ（または１６ｂ）は所定回転数以下
の低速領域では、インバータ回路１４ａ（または１４
ｂ）と電動機１６ａ（または１６ｂ）の損失合計は、矩
形波ＰＷＭ駆動よりも正弦波ＰＷＭの方が小さくなる。
所定回転数領域近辺では、ほぼ同等の損失となり所定回
転数以上では、ＰＡＭ駆動が最も低損失となる。従っ
て、ＰＷＭコンバータ回路と、少なくとも１個の電動機
を低速領域で正弦波駆動することにより、低速から高速
までの全領域で負荷を含む電源装置の損失の最小化を図
ることができる。

【００２２】以上のように本発明によれば、上記実施の
形態１の電源装置では、整流ダイオード回路で整流する
必要がなく直接コンバータ回路をＰＷＭ動作させていた
ため、回路上主回路電流の通過素子数が１個少なくする
と共に、ダイオードを低順方向電圧降下の整流ダイオー
ドとファーストリカバリ特性の高速ダイオード及びスイ
ッチング素子を組み合わせて低損失化が図れる。また、
実施の形態２の電源装置のように、整流ダイオードと高
速ダイオードとスイッチング素子の構成を実施の形態１
と変えても、同様の低損失化が図れる。

【００２３】また、実施の形態３の電源システムでは、
上記実施の形態１と基本的に同じ構成の電源装置に接続
された負荷が、少なくとも１組（ここでは２組）のイン
バータとそのインバータで駆動される電動機の構成の場
合に、電動機の回転数によってインバータ回路の制御と
ＰＷＭコンバータ回路の制御において連動制御が必要で
あっても、インバータ制御手段とＰＷＭコンバータ制御
手段で構成される駆動回路制御手段を１個のマイクロコ
ンピュータあるいはデジタルシグナルプロセッサーを用
いて制御するよう構成したことにより、インターフェー
ス回路が不要となり、インターフェース回路のハードウ
ェア負担及び制御アルゴリズム上共通部分の集約化等に
よるトータルでのソフトウェアの負担を大幅に軽減で
き、ハードウェアの集積化が容易になり小型化が可能と
なる。更に、実施の形態４の電源システムでは、前述の
実施の形態３の構成において、マイクロコンピュータあ
るいはデジタルシグナルプロセッサーが、電動機を所定
回転数以下では正弦波駆動となるようにインバータ回路
を制御するようにしたので、軽負荷から重負荷まで広範
囲にわたって、負荷を含む電源システムの損失の最小化
が図れる。

【００２４】なお、上記実施の形態３及び４では、負荷
の電動機の個数を２個として説明したが、これに限ら
ず、１個あるいは３個以上であっても勿論良い。

【００２５】また、上記実施の形態３及び４では、ＰＷ
Ｍコンバータ回路を図２に示す回路を用いたが、これに
代えて、図３に示す回路を用いても良い。

【００２６】また、上記実施の形態３及び４では、駆動
回路制御手段を１個のマイクロコンピュータあるいはデ
ジタルシグナルプロセッサー１７を用いて構成したが、
これに代えて同様の機能を有する専用のハードウェアに
より構成しても良い。

【００２７】

【発明の効果】以上述べたところから明らかなように本
発明は、従来のように整流ダイオード回路で整流する必
要がなく直接コンバータ回路をＰＷＭ動作させたため、
回路上主回路電流の通過素子数を少なくできると共に、
ダイオードを低順方向電圧降下の整流ダイオードとファ
ーストリカバリ特性の高速ダイオード及びスイッチング
素子を組み合わせているので、回路損失を低減し効率向
上が可能となるという長所を有する。

【００２８】また、本発明は、電動機が所定回転数範囲
以上の時には、平滑コンデンサ電圧の設定値を電動機の
所定回転数になるようＰＷＭコンバータ駆動回路を制御
し、所定回転数範囲以下では平滑コンデンサ電圧を一定
電圧となるようＰＷＭコンバータ駆動回路を制御すると
ともにインバータ駆動回路を制御して電動機の回転数制
御を行う駆動回路制御手段を備えているので、制御回路
構成を簡素化してコストの低減を図ることができるとい
う利点がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明にかかる実施の形態１における電源装置
を示すブロック図である。

【図２】上記図１のＰＷＭコンバータ回路を示すブロッ
ク図である。

【図３】本発明にかかる実施の形態２におけるＰＷＭコ
ンバータ回路を示すブロック図である。

【図４】本発明にかかる実施の形態３における電源シス
テムを示すブロック図である。

【図５】従来の電源装置を示すブロック図である。

【図６】上記図５の従来例における制御ブロック線図で
ある。

【図７】平滑コンデンサ電圧と電動機回転数の関係図で
ある。

【符号の説明】

１交流電源２リアクトル３位相検出手段４入力電流検出手段５ＰＷＭコンバータ回路６直流電圧検出手段７平滑コンデンサ８ＰＷＭコンバータ制御手段９ＰＷＭコンバータ駆動回路１０負荷１１ａ，１１ｂ高速ダイオード１２ａ，１２ｂ整流ダイオード１３ａ，１３ｂスイッチング素子１４ａ，１４ｂインバータ回路１５ａ，１５ｂインバータ駆動回路１６ａ，１６ｂ電動機１７マイクロコンピュータあるいはデジタルシグナル
プロセッサー１８インバータ制御手段１９整流ダイオード回路２０昇圧コンバータ回路２１交流波形電圧検出手段２２昇圧コンバータ制御手段２３昇圧コンバータ駆動回路

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者植田光男大阪府門真市大字門真1006番地松下電器産業株式会社内 (72)発明者中田秀樹大阪府門真市大字門真1006番地松下電器産業株式会社内 (72)発明者小川正則大阪府門真市大字門真1006番地松下電器産業株式会社内Ｆターム(参考） 5H006 AA02 BB05 CA01 CA07 CA12 CA13 CB02 CB08 CC02 DA02 DB02 DB05 DC02 DC05 5H576 BB01 BB02 CC05 DD02 EE11 HA02 HB02 JJ03 KK05

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】交流電源に接続されるリアクトルと、そ
のリアクトルに接続され、整流ダイオードが並列接続さ
れたスイッチング素子と高速ダイオードとで構成された
ＰＷＭコンバータ回路と、そのＰＷＭコンバータ回路を
駆動するＰＷＭコンバータ駆動回路と、前記交流電源の
位相を検出する位相検出手段と、前記ＰＷＭコンバータ
回路への入力電流を検出する入力電流検出手段と、前記
ＰＷＭコンバータ回路の出力を平滑する平滑コンデンサ
と、その平滑コンデンサの電圧を検出する直流電圧検出
手段と、前記位相検出手段及び前記入力電流検出手段及
び前記直流電圧検出手段の各検出信号に基づいて、前記
ＰＷＭコンバータ駆動回路を制御するＰＷＭコンバータ
制御手段とを備え、前記ＰＷＭコンバータ制御手段は、
前記平滑コンデンサの電圧を所定値になるように前記ス
イッチング素子をＰＷＭ制御することを特徴とする電源
装置。
【請求項２】交流電源に接続されるリアクトルと、そ
のリアクトルに接続され、高速ダイオードが並列接続さ
れたスイッチング素子と整流ダイオードとで構成された
ＰＷＭコンバータ回路と、そのＰＷＭコンバータ回路を
駆動するＰＷＭコンバータ駆動回路と、前記交流電源の
位相を検出する位相検出手段と、前記ＰＷＭコンバータ
回路への入力電流を検出する入力電流検出手段と、前記
ＰＷＭコンバータ回路の出力を平滑する平滑コンデンサ
と、その平滑コンデンサの電圧を検出する直流電圧検出
手段と、前記位相検出手段及び前記入力電流検出手段及
び前記直流電圧検出手段の各検出信号に基づいて、前記
ＰＷＭコンバータ駆動回路を制御するＰＷＭコンバータ
制御手段とを備え、前記ＰＷＭコンバータ制御手段は、
前記平滑コンデンサの電圧を所定値になるように前記ス
イッチング素子をＰＷＭ制御することを特徴とする電源
装置。
【請求項３】交流電源に接続されるリアクトルと、そ
のリアクトルに接続され、整流ダイオードが並列接続さ
れたスイッチング素子と高速ダイオードとで構成された
ＰＷＭコンバータ回路と、そのＰＷＭコンバータ回路を
駆動するＰＷＭコンバータ駆動回路と、前記交流電源の
位相を検出する位相検出手段と、前記ＰＷＭコンバータ
回路への入力電流を検出する入力電流検出手段と、前記
ＰＷＭコンバータ回路の出力を平滑する平滑コンデンサ
と、その平滑コンデンサの電圧を検出する直流電圧検出
手段と、前記平滑コンデンサに接続されたインバータ回
路と、そのインバータ回路を駆動するインバータ駆動回
路と、前記インバータ回路により駆動される電動機と、
前記位相検出手段及び前記入力電流検出手段及び前記直
流電圧検出手段の各検出信号に基づいて、前記電動機が
所定回転数範囲以上の時には、前記平滑コンデンサ電圧
の設定値を前記電動機の所定回転数になるよう前記ＰＷ
Ｍコンバータ駆動回路を制御し、所定回転数範囲以下で
は前記平滑コンデンサ電圧を一定電圧となるよう前記Ｐ
ＷＭコンバータ駆動回路を制御するとともに前記インバ
ータ駆動回路を制御して前記電動機の回転数制御を行う
駆動回路制御手段とを備えたことを特徴とする電源シス
テム。
【請求項４】交流電源に接続されるリアクトルと、そ
のリアクトルに接続され、高速ダイオードが並列接続さ
れたスイッチング素子と整流ダイオードとで構成された
ＰＷＭコンバータ回路と、そのＰＷＭコンバータ回路を
駆動するＰＷＭコンバータ駆動回路と、前記交流電源の
位相を検出する位相検出手段と、前記ＰＷＭコンバータ
回路への入力電流を検出する入力電流検出手段と、前記
ＰＷＭコンバータ回路の出力を平滑する平滑コンデンサ
と、その平滑コンデンサの電圧を検出する直流電圧検出
手段と、前記平滑コンデンサに接続されたインバータ回
路と、そのインバータ回路を駆動するインバータ駆動回
路と、前記インバータ回路により駆動される電動機と、
前記位相検出手段及び前記入力電流検出手段及び前記直
流電圧検出手段の各検出信号に基づいて、前記電動機が
所定回転数範囲以上の時には、前記平滑コンデンサ電圧
の設定値を前記電動機の所定回転数になるよう前記ＰＷ
Ｍコンバータ駆動回路を制御し、所定回転数範囲以下で
は前記平滑コンデンサ電圧を一定電圧となるよう前記Ｐ
ＷＭコンバータ駆動回路を制御するとともに前記インバ
ータ駆動回路を制御して前記電動機の回転数制御を行う
駆動回路制御手段とを備えたことを特徴とする電源シス
テム。
【請求項５】前記インバータ回路及び前記インバータ
駆動回路及び前記電動機が複数組であって、前記駆動回
路制御手段は、前記各インバータ駆動回路を前記それぞ
れの電動機に対応して制御することを特徴とする請求項
３、または４に記載の電源システム。
【請求項６】前記駆動回路制御手段が、マイクロコン
ピュータあるいはデジタルシグナルプロセッサーで構成
されていることを特徴とする請求項３から５のいずれか
に記載の電源システム。
【請求項７】前記駆動回路制御手段は、前記電動機の
所定回転数以下では回転数制御を前記インバータ回路で
正弦波状にＰＷＭ制御して行うことを特徴とする請求項
３から６のいずれかに記載の電源システム。