JP3258137B2 - 電動機駆動装置 - Google Patents
電動機駆動装置Info
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は電動機駆動装置に係り、
特に、交流電源を一度直流電源に変換し、この直流電源
を用いてインバータにより広範囲な回転速度制御を行う
電動機駆動装置に関する。
特に、交流電源を一度直流電源に変換し、この直流電源
を用いてインバータにより広範囲な回転速度制御を行う
電動機駆動装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来より、例えばルームエアコンの室外
機などには、広範囲な回転速度制御を実現するため、交
流電源を一度直流電源に変換し、この直流電源を用いて
インバータにより電動機の回転速度制御を行う電動機駆
動装置が搭載されている。図６に、従来より知られてい
るこの種の電動機駆動装置を示す。
機などには、広範囲な回転速度制御を実現するため、交
流電源を一度直流電源に変換し、この直流電源を用いて
インバータにより電動機の回転速度制御を行う電動機駆
動装置が搭載されている。図６に、従来より知られてい
るこの種の電動機駆動装置を示す。
【０００３】この図から明らかなように、本例の電動機
駆動装置は、交流電源１に接続された整流回路２と、整
流回路２を介して交流電源１に直列接続されたインダク
タ３と、該インダクタ３に前記交流電源１の周波数より
高い周波数の短絡電流を流すスイッチング素子４と、ダ
イオード５ａ及びコンデンサ５ｂからなり、直流電圧Ｖ
d を得る交流−直流変換回路５と、交流電圧検出回路
７、スイッチング電流検出回路８、直流電圧検出回路
９、回転速度検出回路１０を備えた検出部と、直流を交
流に変換するインバータ１１と、電動機１２と、前記交
流−直流変換回路５を制御するコンバータ制御回路１３
と、前記インバータ１１を制御するインバータ制御回路
１４とから構成されている。
駆動装置は、交流電源１に接続された整流回路２と、整
流回路２を介して交流電源１に直列接続されたインダク
タ３と、該インダクタ３に前記交流電源１の周波数より
高い周波数の短絡電流を流すスイッチング素子４と、ダ
イオード５ａ及びコンデンサ５ｂからなり、直流電圧Ｖ
d を得る交流−直流変換回路５と、交流電圧検出回路
７、スイッチング電流検出回路８、直流電圧検出回路
９、回転速度検出回路１０を備えた検出部と、直流を交
流に変換するインバータ１１と、電動機１２と、前記交
流−直流変換回路５を制御するコンバータ制御回路１３
と、前記インバータ１１を制御するインバータ制御回路
１４とから構成されている。
【０００４】本例の電動機駆動装置は、交流電圧検出回
路７から得た正弦波波形Ｖs を基準にしてスイッチング
電流Ｉc を制御し、入力電流Ｉs を正弦波状の波形にす
ることで交流電源１の力率改善を行う。また、スイッチ
ング素子４のオンオフ比は、インバータ制御回路１４で
作成した直流電圧指令Ｖdkと直流電圧Ｖd の差から決定
され、電動機の負荷に応じて直流電圧Ｖd を直流電圧指
令Ｖdkに一致するように制御する。しかるに、かかる構
成の電動機駆動装置は、交流−直流変換制御手段が昇圧
回路を基本とした回路であるため、電動機１２の負荷が
ある程度大きい場合には良好な速度制御を行い得るが、
電動機１２の負荷が軽くなると所定の直流電圧以下に制
御できなくなって、電動機１２の速度制御が難しくな
る。
路７から得た正弦波波形Ｖs を基準にしてスイッチング
電流Ｉc を制御し、入力電流Ｉs を正弦波状の波形にす
ることで交流電源１の力率改善を行う。また、スイッチ
ング素子４のオンオフ比は、インバータ制御回路１４で
作成した直流電圧指令Ｖdkと直流電圧Ｖd の差から決定
され、電動機の負荷に応じて直流電圧Ｖd を直流電圧指
令Ｖdkに一致するように制御する。しかるに、かかる構
成の電動機駆動装置は、交流−直流変換制御手段が昇圧
回路を基本とした回路であるため、電動機１２の負荷が
ある程度大きい場合には良好な速度制御を行い得るが、
電動機１２の負荷が軽くなると所定の直流電圧以下に制
御できなくなって、電動機１２の速度制御が難しくな
る。
【０００５】かかる不都合を解消する手段としては、例
えば特開昭５９ー１８１９７３号公報に記載されている
ように、予め設定された基底直流電圧基準値に対して直
流電圧指令Ｖdkが大きい場合には、直流電圧Ｖd をイン
バータ直流電圧指令Ｖdkにて制御し、かつインバータの
ＰＷＭ変調率を最大値（１００％）に制御する所謂ＰＡ
Ｍ制御を行うと共に、基底直流電圧基準値に対して直流
電圧指令が小さい場合には、直流電圧を当該基底直流電
圧基準値として一定に制御し、かつインバータ出力電圧
をインバータ出力電圧指令に一致させるようにインバー
タのＰＷＭ変調率を制御する所謂ＰＷＭ制御を行う制御
方式が提案されている。この制御方式によると、電動機
１２の出力が小さいときには、直流電圧を低い電圧で一
定に保ち、インバータ１１のスイッチング損失を低減し
たうえでインバータ出力電圧をインバータのＰＷＭ変調
率で制御し、また、電動機１２の出力が大きいときに
は、インバータでは周波数制御のみ行い直流電圧を制御
するので、電動機１２の負荷の如何に拘らず良好な電動
機の回転数制御を実現できる。
えば特開昭５９ー１８１９７３号公報に記載されている
ように、予め設定された基底直流電圧基準値に対して直
流電圧指令Ｖdkが大きい場合には、直流電圧Ｖd をイン
バータ直流電圧指令Ｖdkにて制御し、かつインバータの
ＰＷＭ変調率を最大値（１００％）に制御する所謂ＰＡ
Ｍ制御を行うと共に、基底直流電圧基準値に対して直流
電圧指令が小さい場合には、直流電圧を当該基底直流電
圧基準値として一定に制御し、かつインバータ出力電圧
をインバータ出力電圧指令に一致させるようにインバー
タのＰＷＭ変調率を制御する所謂ＰＷＭ制御を行う制御
方式が提案されている。この制御方式によると、電動機
１２の出力が小さいときには、直流電圧を低い電圧で一
定に保ち、インバータ１１のスイッチング損失を低減し
たうえでインバータ出力電圧をインバータのＰＷＭ変調
率で制御し、また、電動機１２の出力が大きいときに
は、インバータでは周波数制御のみ行い直流電圧を制御
するので、電動機１２の負荷の如何に拘らず良好な電動
機の回転数制御を実現できる。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】ところが、上記の制御
方式をとる電動機駆動装置では、ＰＡＭ制御領域におい
て、直流電圧の制御手段としてスイッチング素子４のオ
ン時にインダクタ３にスイッチング電流Ｉc を流し、ス
イッチング素子４のオフ時にインダクタ３に蓄積したエ
ネルギーを出力側に放出して直流電圧Ｖd を昇圧し、ま
た、直流電圧Ｖdの制御は、前記スイッチング素子４の
オン、オフ比により決定するので、スイッチング素子４
のスイッチング周波数は、インダクタ３を大型化するこ
となくインダクタ３の電磁音を抑制するためには、２０
ＫＨｚ〜５０ＫＨｚの範囲内にする必要がある。
方式をとる電動機駆動装置では、ＰＡＭ制御領域におい
て、直流電圧の制御手段としてスイッチング素子４のオ
ン時にインダクタ３にスイッチング電流Ｉc を流し、ス
イッチング素子４のオフ時にインダクタ３に蓄積したエ
ネルギーを出力側に放出して直流電圧Ｖd を昇圧し、ま
た、直流電圧Ｖdの制御は、前記スイッチング素子４の
オン、オフ比により決定するので、スイッチング素子４
のスイッチング周波数は、インダクタ３を大型化するこ
となくインダクタ３の電磁音を抑制するためには、２０
ＫＨｚ〜５０ＫＨｚの範囲内にする必要がある。
【０００７】従って、スイッチング素子４の損失がオン
損失及びスイッチング損失を合わせて大きなものとな
り、電動機駆動装置全体の効率低下をきたしている。ま
た、スイッチング損失によって生じる発熱が大きくなる
ために、大型の冷却構造が必要となり、システム全体の
小型化に対して障害となっている。
損失及びスイッチング損失を合わせて大きなものとな
り、電動機駆動装置全体の効率低下をきたしている。ま
た、スイッチング損失によって生じる発熱が大きくなる
ために、大型の冷却構造が必要となり、システム全体の
小型化に対して障害となっている。
【０００８】本発明は、かかる従来技術の不備を解消す
るためになされたものであって、その目的は、直流電圧
及び電源力率を期間通流率で制御することで高力率、高
効率なシステムを得ることにある。
るためになされたものであって、その目的は、直流電圧
及び電源力率を期間通流率で制御することで高力率、高
効率なシステムを得ることにある。
【０００９】
【課題を解決するための手段】本発明は、上記の課題を
解決するため、第１に、交流電源から整流回路を介して
得た直流電圧に直列接続されたインダクタと、このイン
ダクタに前記交流電源の電源周波数よりも高い周波数の
短絡電流を流すスイッチング素子と、このスイッチング
素子のオンオフ比に応じた力率と直流出力電圧を得る交
流−直流変換回路と、この直流出力電圧を交流電圧に変
換するインバータと、このインバータにより駆動される
電動機と、前記電動機の速度指令値に応じた直流電圧指
令値に直流出力電圧が一致するように前記交流−直流変
換回路を制御するコンバータ制御回路とを備えた電動機
駆動装置において、前記コンバータ制御回路として、前
記電源周波数の１サイクルを電流値が低い区間に対応す
る通流期間と電流値が高い区間に対応する非通流期間と
に区分し、前記通流期間中は前記スイッチング素子をオ
ン動作し、前記非通流期間中は前記スイッチング素子を
オフ操作するものであって、交流入力電圧の検出手段よ
り取り込まれた検出値に基づいて前記スイッチング素子
の電流ピーク値を制御し、かつ、前記電動機の速度指令
値と実回転速度の差に応じて前記通流期間及び非通流期
間を制御するものを備えるという構成した。
解決するため、第１に、交流電源から整流回路を介して
得た直流電圧に直列接続されたインダクタと、このイン
ダクタに前記交流電源の電源周波数よりも高い周波数の
短絡電流を流すスイッチング素子と、このスイッチング
素子のオンオフ比に応じた力率と直流出力電圧を得る交
流−直流変換回路と、この直流出力電圧を交流電圧に変
換するインバータと、このインバータにより駆動される
電動機と、前記電動機の速度指令値に応じた直流電圧指
令値に直流出力電圧が一致するように前記交流−直流変
換回路を制御するコンバータ制御回路とを備えた電動機
駆動装置において、前記コンバータ制御回路として、前
記電源周波数の１サイクルを電流値が低い区間に対応す
る通流期間と電流値が高い区間に対応する非通流期間と
に区分し、前記通流期間中は前記スイッチング素子をオ
ン動作し、前記非通流期間中は前記スイッチング素子を
オフ操作するものであって、交流入力電圧の検出手段よ
り取り込まれた検出値に基づいて前記スイッチング素子
の電流ピーク値を制御し、かつ、前記電動機の速度指令
値と実回転速度の差に応じて前記通流期間及び非通流期
間を制御するものを備えるという構成した。
【００１０】本発明は、上記の課題を解決するため、第
２に、交流電源から整流回路を介して得た直流電圧に直
列接続されたインダクタと、このインダクタに前記交流
電源の電源周波数よりも高い周波数の短絡電流を流すス
イッチング素子と、このスイッチング素子のオンオフ比
に応じた力率と直流出力電圧を得る交流−直流変換回路
と、この直流出力電圧を交流電圧に変換するインバータ
と、このインバータにより駆動される電動機と、前記電
動機の速度指令値に応じた直流電圧指令値に直流出力電
圧が一致するように前記交流−直流変換回路を制御する
コンバータ制御回路とを備えた電動機駆動装置におい
て、前記コンバータ制御回路として、前記電源周波数の
１サイクルを電流値が低い区間に対応する通流期間と電
流値が高い区間に対応する非通流期間とに区分し、前記
通流期間中は前記スイッチング素子をオン動作し、前記
非通流期間中は前記スイッチング素子をオフ操作するも
のであって、前記電動機の速度指令値と実回転速度の
差、並びに電源入力電流値に応じて前記通流期間及び非
通流期間を制御するものを備えるという構成にした。
２に、交流電源から整流回路を介して得た直流電圧に直
列接続されたインダクタと、このインダクタに前記交流
電源の電源周波数よりも高い周波数の短絡電流を流すス
イッチング素子と、このスイッチング素子のオンオフ比
に応じた力率と直流出力電圧を得る交流−直流変換回路
と、この直流出力電圧を交流電圧に変換するインバータ
と、このインバータにより駆動される電動機と、前記電
動機の速度指令値に応じた直流電圧指令値に直流出力電
圧が一致するように前記交流−直流変換回路を制御する
コンバータ制御回路とを備えた電動機駆動装置におい
て、前記コンバータ制御回路として、前記電源周波数の
１サイクルを電流値が低い区間に対応する通流期間と電
流値が高い区間に対応する非通流期間とに区分し、前記
通流期間中は前記スイッチング素子をオン動作し、前記
非通流期間中は前記スイッチング素子をオフ操作するも
のであって、前記電動機の速度指令値と実回転速度の
差、並びに電源入力電流値に応じて前記通流期間及び非
通流期間を制御するものを備えるという構成にした。
【００１１】
【作用】電源周波数の１サイクルを電流値が低い区間に
対応する通流期間と電流値が高い区間に対応する非通流
期間とに区分し、通流期間中のみスイッチング素子をオ
ン動作し、非通流期間中はスイッチング素子をオフ動作
するようにすると、スイッチング素子の損失及び発熱が
著しく軽減される。また、直流電圧及び入力力率の制御
は、スイッチング期間中のスイッチング電流のオン、オ
フ比で制御できる。すなわち、このオン、オフ比を交流
電圧から得た正弦波パターンを参照して制御することで
力率は改善され、また、直流電圧指令と直流電圧が等し
くなるように制御することで所定の直流電圧が得られ
る。よって、電動機駆動装置全体の効率が改善されると
共に、冷却構造の小型化、ひいてはシステム全体の小型
化を図ることができる。
対応する通流期間と電流値が高い区間に対応する非通流
期間とに区分し、通流期間中のみスイッチング素子をオ
ン動作し、非通流期間中はスイッチング素子をオフ動作
するようにすると、スイッチング素子の損失及び発熱が
著しく軽減される。また、直流電圧及び入力力率の制御
は、スイッチング期間中のスイッチング電流のオン、オ
フ比で制御できる。すなわち、このオン、オフ比を交流
電圧から得た正弦波パターンを参照して制御することで
力率は改善され、また、直流電圧指令と直流電圧が等し
くなるように制御することで所定の直流電圧が得られ
る。よって、電動機駆動装置全体の効率が改善されると
共に、冷却構造の小型化、ひいてはシステム全体の小型
化を図ることができる。
【００１２】
【実施例】以下、本発明の一実施例を図１〜図５を用い
て説明する。図１は実施例に係る電動機駆動装置の回路
図、図２はコンバータ制御回路の実施例図、図３はコン
バータ制御回路の動作を示す波形図、図４及び図５は実
施例に係る電動機駆動装置の効果を示すグラフ図であ
る。
て説明する。図１は実施例に係る電動機駆動装置の回路
図、図２はコンバータ制御回路の実施例図、図３はコン
バータ制御回路の動作を示す波形図、図４及び図５は実
施例に係る電動機駆動装置の効果を示すグラフ図であ
る。
【００１３】本例の電動機駆動装置は、図１に示すよう
に、図６に示した従来の電動機駆動装置に入力電流Ｉs
の瞬時値Ｉspを検出する入力電流検出回路１５を付設す
ると共に、コンバータ制御回路１３として、図２に示す
ものを備えたことを特徴とする。図１において、前出の
図６と同等の部分にはそれと同一の符号が表示されてい
る。
に、図６に示した従来の電動機駆動装置に入力電流Ｉs
の瞬時値Ｉspを検出する入力電流検出回路１５を付設す
ると共に、コンバータ制御回路１３として、図２に示す
ものを備えたことを特徴とする。図１において、前出の
図６と同等の部分にはそれと同一の符号が表示されてい
る。
【００１４】本例の電動機駆動装置は、交流電圧検出回
路７から得た正弦波波形Ｖs を基準にしてスイッチング
電流Ｉc の瞬時値Ｉcpを制御し、入力電流Ｉs を正弦波
状の波形にして交流電源の力率改善を行う。また、この
スイッチング素子４のオンオフ比は、インバータ制御回
路１４で作成した直流電圧指令Ｖdkと直流電圧Ｖd の差
から決定され、電動機の負荷に応じて直流電圧指令Ｖdk
に一致するように直流電圧Ｖd を制御する。さらに、本
例の電動機駆動装置においては、低負荷時の電動機１２
の速度制御を可能にするため、所謂ＰＡＭ制御とＰＷＭ
制御を併用する制御方式を採用する。
路７から得た正弦波波形Ｖs を基準にしてスイッチング
電流Ｉc の瞬時値Ｉcpを制御し、入力電流Ｉs を正弦波
状の波形にして交流電源の力率改善を行う。また、この
スイッチング素子４のオンオフ比は、インバータ制御回
路１４で作成した直流電圧指令Ｖdkと直流電圧Ｖd の差
から決定され、電動機の負荷に応じて直流電圧指令Ｖdk
に一致するように直流電圧Ｖd を制御する。さらに、本
例の電動機駆動装置においては、低負荷時の電動機１２
の速度制御を可能にするため、所謂ＰＡＭ制御とＰＷＭ
制御を併用する制御方式を採用する。
【００１５】次に、コンバータ制御回路１３の構成とそ
の制御アルゴリズムを、図２及び図３により説明する。
図２及び図３に示すように、本例のコンバータ制御回路
１３は、入力電流検出回路１５から瞬時値Ｉspを検出す
ると共に、直流電圧検出回路９から得た直流電圧Ｖd と
インバータ制御回路１４から得た直流電圧指令Ｖdkを差
動増幅器１０３にかけ、第１のゲイン１０７を介して電
圧エラー値ＶFB1 を求め、前記の瞬時値Ｉspと比較器１
０１で比較して、期間信号Ｖk を得る。入力電流１サイ
クルに対する期間信号Ｖk の信号長すなわち期間通流率
は、第１のゲイン１０７により電圧エラー値ＶFB1 の比
率を調整することで任意に選択できる。この期間信号Ｖ
kと発振信号ＯＳＣをアンド回路１０２に入力し、期間
通流率信号Ｖksを得る。なお、前記発振信号ＯＳＣの周
波数は、スイッチング周波数となるため２０ｋＨｚ〜５
０ｋＨｚに設定し、さらにオンの比率（デューティ）を
９５％程度にする。５％のオフ期間は、スイッチング時
のデッドタイム期間となる。
の制御アルゴリズムを、図２及び図３により説明する。
図２及び図３に示すように、本例のコンバータ制御回路
１３は、入力電流検出回路１５から瞬時値Ｉspを検出す
ると共に、直流電圧検出回路９から得た直流電圧Ｖd と
インバータ制御回路１４から得た直流電圧指令Ｖdkを差
動増幅器１０３にかけ、第１のゲイン１０７を介して電
圧エラー値ＶFB1 を求め、前記の瞬時値Ｉspと比較器１
０１で比較して、期間信号Ｖk を得る。入力電流１サイ
クルに対する期間信号Ｖk の信号長すなわち期間通流率
は、第１のゲイン１０７により電圧エラー値ＶFB1 の比
率を調整することで任意に選択できる。この期間信号Ｖ
kと発振信号ＯＳＣをアンド回路１０２に入力し、期間
通流率信号Ｖksを得る。なお、前記発振信号ＯＳＣの周
波数は、スイッチング周波数となるため２０ｋＨｚ〜５
０ｋＨｚに設定し、さらにオンの比率（デューティ）を
９５％程度にする。５％のオフ期間は、スイッチング時
のデッドタイム期間となる。
【００１６】一方、直流電圧検出回路９からの直流電圧
Ｖd とインバータ制御回路１４から得た直流電圧指令Ｖ
dkを差動増幅器１０３にかけ、第２のゲイン１０８を介
して電圧エラー値ＶFB2 を求め、このＶFB2 と入力電圧
検出値Ｖs から乗算器１０４により直流電圧のエラー値
に応じた正弦波パターンの電流制限値Ｖspを得る。ここ
で、直流電圧のエラー値の電流制限値Ｖspへの影響度
は、第２のゲイン１０８を調整することで任意に設定で
きる。この電流制限値Ｖspを基準にして、スイッチング
素子４のオン時に流れるスイッチング電流の瞬時値Ｉcp
を電流比較器１０５によって制御する電流制御信号ＩFB
を得る。さらに、この電流制御信号ＩFBと前記期間通流
率信号Ｖksからアンド回路１０６によって、スイッチン
グ素子４のドライブ信号Ｖdrを作成する。
Ｖd とインバータ制御回路１４から得た直流電圧指令Ｖ
dkを差動増幅器１０３にかけ、第２のゲイン１０８を介
して電圧エラー値ＶFB2 を求め、このＶFB2 と入力電圧
検出値Ｖs から乗算器１０４により直流電圧のエラー値
に応じた正弦波パターンの電流制限値Ｖspを得る。ここ
で、直流電圧のエラー値の電流制限値Ｖspへの影響度
は、第２のゲイン１０８を調整することで任意に設定で
きる。この電流制限値Ｖspを基準にして、スイッチング
素子４のオン時に流れるスイッチング電流の瞬時値Ｉcp
を電流比較器１０５によって制御する電流制御信号ＩFB
を得る。さらに、この電流制御信号ＩFBと前記期間通流
率信号Ｖksからアンド回路１０６によって、スイッチン
グ素子４のドライブ信号Ｖdrを作成する。
【００１７】すなわち図２のコンバータ制御回路は、通
流期間ｔ1 間においては電流制御信号ＩFBによりスイッ
チング電流の瞬時値Ｉcpを制御することで入力電流Ｉs
を正弦波状に制御し、通流しない期間ｔ2 間において
は、スイッチングを停止して交流電源１から出力側へ直
接電流を流す。また、インバータ出力が小さくなると直
流電圧指令Ｖdkが低くくなり、交流電源電圧がＶs ×√
２以下になると直流電圧の制御ができなくなる。そこで
基底直流電圧値をＶs ×√２と定め、直流電圧指令Ｖdk
が基底直流電圧値以下の場合には、従来技術と同様に、
直流電圧指令Ｖdkを基底直流電圧値に固定して、インバ
ータ出力をＰＷＭ制御する。
流期間ｔ1 間においては電流制御信号ＩFBによりスイッ
チング電流の瞬時値Ｉcpを制御することで入力電流Ｉs
を正弦波状に制御し、通流しない期間ｔ2 間において
は、スイッチングを停止して交流電源１から出力側へ直
接電流を流す。また、インバータ出力が小さくなると直
流電圧指令Ｖdkが低くくなり、交流電源電圧がＶs ×√
２以下になると直流電圧の制御ができなくなる。そこで
基底直流電圧値をＶs ×√２と定め、直流電圧指令Ｖdk
が基底直流電圧値以下の場合には、従来技術と同様に、
直流電圧指令Ｖdkを基底直流電圧値に固定して、インバ
ータ出力をＰＷＭ制御する。
【００１８】以上の回路構成において発明者等の実験に
よれば、第１のゲイン１０７と第２のゲイン１０８の比
率をおよそ２：１にすることによって、図４に示す通
り、全負荷領域で９５％以上の力率を確保できる。ま
た、図５に示す通り、スイッチング素子の損失を５Ｗ〜
２０Ｗ低減でき、従来の全期間スイッチングする方式に
比べてスイッチング素子４の損失を約３０％低減できる
ことを確認した。従って、電動機駆動装置の効率向上の
他、放熱器の縮小が可能となり、システム全体の小型化
を行うことができる。また、最も大きな電流の流れる領
域、すなわち正弦波状入力電流のピーク部でスイッチン
グ電流Ｉｃを停止する期間を作るためスイッチング素子
４の最大定格電流を従来の約２／３にすることができ
る。従って、電流容量の小さなスイッチング素子の使用
が可能となり、システムのコスト低減が図れる。
よれば、第１のゲイン１０７と第２のゲイン１０８の比
率をおよそ２：１にすることによって、図４に示す通
り、全負荷領域で９５％以上の力率を確保できる。ま
た、図５に示す通り、スイッチング素子の損失を５Ｗ〜
２０Ｗ低減でき、従来の全期間スイッチングする方式に
比べてスイッチング素子４の損失を約３０％低減できる
ことを確認した。従って、電動機駆動装置の効率向上の
他、放熱器の縮小が可能となり、システム全体の小型化
を行うことができる。また、最も大きな電流の流れる領
域、すなわち正弦波状入力電流のピーク部でスイッチン
グ電流Ｉｃを停止する期間を作るためスイッチング素子
４の最大定格電流を従来の約２／３にすることができ
る。従って、電流容量の小さなスイッチング素子の使用
が可能となり、システムのコスト低減が図れる。
【００１９】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
スイッチング素子の電流を正弦波パターンを参照して作
成するので、負荷全領域にわたり高力率に制御できる。
また、スイッチング素子の損失を５Ｗ〜２０Ｗ低減で
き、従来の全期間スイッチングする方式に比べて約３０
％の損失低減を達成できる。従って、電動機駆動装置の
効率向上の他、放熱器の縮小が可能となりシステム全体
の小型化を行うことができる。また、最も大きな電流の
流れる領域、すなわち正弦波状入力電流のピーク部でス
イッチング電流Ｉc を停止する期間を作るためにスイッ
チング素子の最大定格電流を従来の役２／３に低下でき
る。従って、電流容量の小さなスイッチング素子の使用
が可能となり、システムのコスト低減が図れる。
スイッチング素子の電流を正弦波パターンを参照して作
成するので、負荷全領域にわたり高力率に制御できる。
また、スイッチング素子の損失を５Ｗ〜２０Ｗ低減で
き、従来の全期間スイッチングする方式に比べて約３０
％の損失低減を達成できる。従って、電動機駆動装置の
効率向上の他、放熱器の縮小が可能となりシステム全体
の小型化を行うことができる。また、最も大きな電流の
流れる領域、すなわち正弦波状入力電流のピーク部でス
イッチング電流Ｉc を停止する期間を作るためにスイッ
チング素子の最大定格電流を従来の役２／３に低下でき
る。従って、電流容量の小さなスイッチング素子の使用
が可能となり、システムのコスト低減が図れる。
【図１】実施例に係る電動機駆動装置の回路図である。
【図２】実施例に係るコンバータ制御回路の回路図であ
る。
る。
【図３】図２のコンバータ制御回路の動作を説明する波
形図である。
形図である。
【図４】本発明の効果を示すグラフ図である。
【図５】本発明の効果を示すグラフ図である。
【図６】従来例に係る電動機駆動装置の回路図である。
１ 交流電源 ２ 整流回路 ３ インダクタ ４ スイッチング素子 ５ ダイオード ６ 平滑コンデンサ ７ 入力電圧検出回路 ８ スイッチング電流検出回路 ９ 直流電圧検出回路 １０ 入力電圧検出回路 １１ インバータ １２ 電動機 １３ コンバータ制御部 １４ インバータ制御部 １５ 入力電流検出回路 １０１ 比較器 １０２ アンド回路 １０３ 差動増幅器 １０４ 乗算器 １０５ 比較器 １０６ アンド回路 １０７ 第１のゲイン １０８ ゲイン２
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.7 識別記号 ＦＩ Ｈ０２Ｐ 7/63 ３０２ Ｈ０２Ｐ 7/63 ３０２Ｑ (56)参考文献 特開 昭59−198897（ＪＰ，Ａ) 特開 平５−91731（ＪＰ，Ａ) 特開 平５−94892（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H02M 7/217 H02M 3/155 H02M 7/06 H02M 7/48 H02P 7/63
Claims (2)
- 【請求項１】 交流電源から整流回路を介して得た直流
電圧に直列接続されたインダクタと、このインダクタに
前記交流電源の電源周波数よりも高い周波数の短絡電流
を流すスイッチング素子と、このスイッチング素子のオ
ンオフ比に応じた力率と直流出力電圧を得る交流−直流
変換回路と、この直流出力電圧を交流電圧に変換するイ
ンバータと、このインバータにより駆動される電動機
と、前記電動機の速度指令値に応じた直流電圧指令値に
直流出力電圧が一致するように前記交流−直流変換回路
を制御するコンバータ制御回路とを備えた電動機駆動装
置において、前記コンバータ制御回路として、前記電源
周波数の１サイクルを電流値が低い区間に対応する通流
期間と電流値が高い区間に対応する非通流期間とに区分
し、前記通流期間中は前記スイッチング素子をオン動作
し、前記非通流期間中は前記スイッチング素子をオフ操
作するものであって、交流入力電圧の検出手段より取り
込まれた検出値に基づいて前記スイッチング素子の電流
ピーク値を制御し、かつ、前記電動機の速度指令値と実
回転速度の差に応じて前記通流期間及び非通流期間を制
御するものを備えたことを特徴とする電動機駆動装置。 - 【請求項２】 交流電源から整流回路を介して得た直流
電圧に直列接続されたインダクタと、このインダクタに
前記交流電源の電源周波数よりも高い周波数の短絡電流
を流すスイッチング素子と、このスイッチング素子のオ
ンオフ比に応じた力率と直流出力電圧を得る交流−直流
変換回路と、この直流出力電圧を交流電圧に変換するイ
ンバータと、このインバータにより駆動される電動機
と、前記電動機の速度指令値に応じた直流電圧指令値に
直流出力電圧が一致するように前記交流−直流変換回路
を制御するコンバータ制御回路とを備えた電動機駆動装
置において、前記コンバータ制御回路として、前記電源
周波数の１サイクルを電流値が低い区間に対応する通流
期間と電流値が高い区間に対応する非通流期間とに区分
し、前記通流期間中は前記スイッチング素子をオン動作
し、前記非通流期間中は前記スイッチング素子をオフ操
作するものであって、前記電動機の速度指令値と実回転
速度の差、並びに電源入力電流値に応じて前記通流期間
及び非通流期間を制御するものを備えたことを特徴とす
る電動機駆動装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP15544393A JP3258137B2 (ja) | 1993-06-25 | 1993-06-25 | 電動機駆動装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP15544393A JP3258137B2 (ja) | 1993-06-25 | 1993-06-25 | 電動機駆動装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0715966A JPH0715966A (ja) | 1995-01-17 |
| JP3258137B2 true JP3258137B2 (ja) | 2002-02-18 |
Family
ID=15606152
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP15544393A Expired - Fee Related JP3258137B2 (ja) | 1993-06-25 | 1993-06-25 | 電動機駆動装置 |
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|---|---|
| JP (1) | JP3258137B2 (ja) |
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| KR100585685B1 (ko) * | 1999-07-20 | 2006-06-02 | 엘지전자 주식회사 | 팜 구동장치의 팜 구동용 싸인신호 발생회로 |
| KR100345482B1 (ko) * | 2000-01-03 | 2002-07-26 | 엘지전자주식회사 | 모터 구동 인버터 시스템의 역률 보상 장치 |
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| JP2011160656A (ja) * | 2011-05-24 | 2011-08-18 | Mitsubishi Electric Corp | 直流電源装置 |
| KR102014257B1 (ko) * | 2013-03-04 | 2019-10-21 | 엘지전자 주식회사 | 전력변환장치 및 이를 포함하는 공기조화기 |
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-
1993
- 1993-06-25 JP JP15544393A patent/JP3258137B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0715966A (ja) | 1995-01-17 |
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